Der Bipolartransistor BC547 und sein SMD-Pendant BC847 sollten
eigentlich weitgehend identische Parameter haben. Nicht so in LTSpice.
Hier scheint der BC847 viel langsamer zu sein als sein bedrahteter
Bruder. Meiner Meinung nach ist das Modell für den BC547 falsch, es
scheint das Sättigungsverhalten (Speicherzeit) nicht richtig zu
berücksichtigen. Im beigefügten Screenshot ist das gut zu sehen.
Für die praktische Anwendung als invertierender 3.3->5V Pegelumsetzer
fehlt natürlich noch die Baker-Klemmdiode.
Stefan ⛄ F. schrieb:> Und: Dass der BC337 (in echt) noch viel langsamer ist, was ich nicht> erwartet hatte.
Da hilft der Blick in Datenblatt, solltest du halt machen.
Spice modelle muß man sehr gründlich prüfen ob die
gewünschten/relevanten Parameter auch korrekt hinterlegt sind.
sonst kommt es halt zu obigem...
Andrew T. schrieb:> Da hilft der Blick in Datenblatt, solltest du halt machen.
Um ehrlich zu sein überfordert mich das fachlich. Für meine Basteleien
reicht mir die Erkenntnis, dass der schwächere Transistor schneller ist.
Stefan ⛄ F. schrieb:> Andrew T. schrieb:>> Da hilft der Blick in Datenblatt, solltest du halt machen.>> Um ehrlich zu sein überfordert mich das fachlich. Für meine Basteleien> reicht mir die Erkenntnis, dass der schwächere Transistor schneller ist.
Und dann kann man eben auch mal falsch liegen...
Mike schrieb:> Der Bipolartransistor BC547 und sein SMD-Pendant BC847 sollten> eigentlich weitgehend identische Parameter haben. Nicht so in LTSpice.
Ja, das ist leider so. Man sollte nicht mit dem 547 simulieren; ich
nehme immer den 847. Der ist zumindest näher an der Realität. Der
Hauptunterschied ist der Parameter TR, beim 547 mit 1e-32 angegeben,
beim 847 und einem weiteren Modell für den 547 bei rund 1e-7.
Das könnte man in der standard.bjt auch nachtragen. Oder diese Zeile
hinzufügen. Hier mein zweites Modell für den 547, das besser zum 847
passt:
Andrew T. schrieb:> Da hilft der Blick in Datenblatt,
Da muss man sich schon sehr gut auskennen, um die Angaben im Datenblatt
und die in einem Spicemodell aufeinander abzubilden.
Was vermutlich zielführender ist: Messung und Simulation durch Anpassen
des Modells aufeinander abstimmen. Das hat natürlich auch sein Tücken,
z.B. parasitäre Effekte durch den Aufbau. Und ist sehr aufwändig; in
meiner Zeit an der Uni hat ein Kommilitone in einer halbjährigen
Studienarbeit die Spiceparameter eines HF-Transistors ermitteln müssen.
Andrew T. schrieb:> Stefan ⛄ F. schrieb:>> Und: Dass der BC337 (in echt) noch viel langsamer ist, was ich nicht>> erwartet hatte.>> Da hilft der Blick in Datenblatt, solltest du halt machen.
Hilft das wirklich? Kennst du ein Datenblatt für den BC547 oder BC337,
das die entsprechenden Angaben enthält?
Die Spice Modelle kannst du fast alle vergessen.
Die sind zum Teil aus den 90'ern, und waren schon damals falsch und
vereinfacht (gerade wenn es um Schaltzeiten oder Rauschen geht).
Und was du als BC847B kaufen kannst, ist je nach Hersteller und
Jahreszeit irgendwas was meist nicht schlechter ist als das Original aus
den 80'ern.
Die einzigen, wo ich etwas Vertrauen habe, sind DiodesInc und NXP
(früher).
Die haben wenigstens aktuelle Modelle.
Gruss,
Udo
Yalu X. schrieb:> Hilft das wirklich? Kennst du ein Datenblatt für den BC547 oder BC337,> das die entsprechenden Angaben enthält?
Du kannst schon froh sein wenn du ein Datenblatt mit relevanten Angaben
findest. Oft beziehen sie sich über den Namen implizit auf das
Datenblatt des "Originalherstellers". Da stehen dann nur maximale
Spannungs und Stromwerte
und ein geschätztes Beta drinnen. Der Markt ist einfach tot, und da
wird
nichts mehr investiert.
HildeK schrieb:> Mike schrieb:>> Der Bipolartransistor BC547 und sein SMD-Pendant BC847 sollten>> eigentlich weitgehend identische Parameter haben. Nicht so in LTSpice.>> Ja, das ist leider so. Man sollte nicht mit dem 547 simulieren; ich> nehme immer den 847. Der ist zumindest näher an der Realität. Der> Hauptunterschied ist der Parameter TR, beim 547 mit 1e-32 angegeben,> beim 847 und einem weiteren Modell für den 547 bei rund 1e-7.
Kuck da:
Beitrag "Re: WS2812B 800KHz PWM mit Transistor Pegelwandler"
Ich zitier mich mal selbst:
jo> Was LT dem Programm an Modell-Parametern beilegt, kommt von anderen
jo> Herstellern, im Fall des BC547B, BC847B und 2N2369 wohl von NXP
jo> (Ableger von Philips).
jo>
jo> Die TR (reverse transit time) scheint mir beim BC547B mit
jo> 10e-32 sek jedenfalls etwas suspekt.
jo>
jo> Das PSpice Modell von ON Semiconductor (Motorola Abkömmlig) meint,
jo> dass beim BC547 ein BTR von 1e-07 passen würde.
jo>
jo> Damit scheinen mir die 9e-8 des BC847B schon eher glaubhaft.
Ich jedenfalls habe in meiner LT-Lib alle NXP-Transistoren mit TR=10e-32
rausgepatcht und durch Transistoren von ON Semiconductor ersetzt.
jo schrieb:> Ich jedenfalls habe in meiner LT-Lib alle NXP-Transistoren mit TR=10e-32> rausgepatcht und durch Transistoren von ON Semiconductor ersetzt.
Keine gute Idee, das kann zu Verwirrung beim Austausch von
Simulationsdateien führen.
jo schrieb:> Ich jedenfalls habe in meiner LT-Lib alle NXP-Transistoren mit TR=10e-32> rausgepatcht und durch Transistoren von ON Semiconductor ersetzt.
Na dann schau dir mal das angehängte Bild an. Das Transistormodel ist
von onsemi.com heruntergeladen worden.
H. H. schrieb:> Macht Mist! Muss mal sehen weshalb.
Sag ich doch. Ich hab es auch nochmal neu in TINA importiert, mit
gleichem Ergebnis.
H. H. schrieb:> Bitte zweite ASC Datei nehmen!
Ich nehme gar keine ASC-Datei, benutze kein LTSpice.
ArnoR schrieb:> H. H. schrieb:>> Macht Mist! Muss mal sehen weshalb.>> Sag ich doch. Ich hab es auch nochmal neu in TINA importiert, mit> gleichem Ergebnis.>> H. H. schrieb:>> Bitte zweite ASC Datei nehmen!>> Ich nehme gar keine ASC-Datei, benutze kein LTSpice.
Das zeigt, dass es wirklich an den Parametern liegt. Aber bei schneller
Durchsicht ist mir nichts aufgefallen.
Bei LTSpice ist ein D45H11 dabei, der macht den Unsinn auch.
H. H. schrieb:> Das zeigt, dass es wirklich an den Parametern liegt.
So ist es. Hier ist ein Ausschnitt des Modells:
1
IS=9.73033e-13
2
BF=139.321
3
NF=0.705063
4
ISE=8.51339e-09
5
BR=13.9321
NF ist viel zu klein. Das sollte ungefähr bei 1 liegen, kann auch etwas
größer, aber nur minimal kleiner sein.
ISE ist normalerweise deutlich kleiner als IS, hier aber um 4(!)
Größenordnung größer.
BR ist zu groß, erst recht für einen Leistungstransistor, bei dem das BF
nur 139 ist. Die Zahlenwerte deuten darauf hin, dass hier ohne
nachzudenken oder gar zu messen einfach mal BR = BF / 10 genommen wurde.
Trägt man für diese drei Parameter (vor allem für NF und ISE)
vernünftige Werte ein, dann klappt es auch mit der Simulation.
Yalu X. schrieb:> NF ist viel zu klein. Das sollte ungefähr bei 1 liegen, kann auch etwas> größer, aber nur minimal kleiner sein.>> ISE ist normalerweise deutlich kleiner als IS, hier aber um 4(!)> Größenordnung größer.>> BR ist zu groß, erst recht für einen Leistungstransistor, bei dem das BF> nur 139 ist. Die Zahlenwerte deuten darauf hin, dass hier ohne> nachzudenken oder gar zu messen einfach mal BR = BF / 10 genommen wurde.
Könnte sein, dass das Model für niedrige Kollektor-Emitter Spannung
gemacht ist. Da passt das GP Spice Model bei Leistungstransistoren nur
sehr schlecht.
Man braucht damit je nach Arbeitspunkt unterschiedliche Modelle.
BR wird fast immer ignoriert genauso wie Avalancheeffekte, die ja auch
schon weit vor dem Durchbruch auftreten.
Was ich schlimmer finde, ist dass LTSpice da völligen Blödsinn ausgibt,
der physikalisch unmöglich ist. Da sollte doch irgendeine Überprüfung
auf
Plausibilität drinnen sein.
Diese Überprüfung würde wieder Rechenzeit kosten und wie soll dann die
Reaktion sein?
Aber vermutlich hat da sowieso niemand dran gedacht.
Da gab's doch noch diese Geschichte mit der Erzeugung einer negativen
Spannung per interner Elektronenemission oder so. Müßte googlen... (Mit
Handy jetzt nicht)
Bei dem hier vorhandenen doch recht niedrigem Belastungswiderstand fällt
das aber flach.
udok schrieb:> Was ich schlimmer finde, ist dass LTSpice da völligen Blödsinn ausgibt,> der physikalisch unmöglich ist.
Ach wo, wenn das Modell eben so ist...
Du kennst doch das GP-Modell?
udok schrieb:> Was ich schlimmer finde, ist dass LTSpice da völligen Blödsinn ausgibt,> der physikalisch unmöglich ist. Da sollte doch irgendeine Überprüfung> auf> Plausibilität drinnen sein.
Manchmal will man bewusst eine Simulation mit unrealistischen Parametern
durchführen. Das Schöne an Simulationen ist ja, das genau dieses möglich
ist.
Ein Transistor mit negativem U_CEsat ähnlich sinnvoll oder sinnlos wie
ein negativer Widerstand. Dieser wird von Spice ebenfalls akzeptiert,
obwohl es ein Leichtes wäre, den Widerstandswert schon beim Einlesen der
Netzliste auf >0 zu prüfen.
Ein Transistormodell ist ungleich komplexer, weswegen es sehr aufwendig
wäre, dessen Parameter auf Unmsetzbarkeit in der realen Welt zu prüfen.
Oft entsteht die Fehlfunktion eines Modells erst im Zusammenspiel
mehrerer Parameter, von denen jeder einzelne durchaus plausibel ist.
Ich sehe gerade, dass das fragliche Transistormodell automatisch
generiert wurde. Das genutzte Tool heißt MODPEX und ist entweder
fehlerhaft oder wurde mit falschen oder ungeeigneten Messdaten
gefüttert. Oft wird in solche Tools so sehr vertraut, dass es nicht als
nötig empfunden wird, deren Output wenigstens noch einmal rudimentär zu
überprüfen.
Ja da hast du sicher recht.
Bei OPamp Modellen schaut es noch viel trostloser aus.
Ich bin jedenfalls sehr vorsichtig geworden, was Spice Simulationen
betrifft.
Auch wenn LTSpice für mich ein super Tool für Entwurfsarbeit und
Prinzipstudien ist.
Im Prinzip passen die Ergebnisse, und unkritische Sachen funktionieren
auch.
Aber wenn man es wirklich wissen will, muss man einen Testaufbau machen.
Es gibt für manche Simulatoren auch angepasste Tools zum Erstellen der
Modelparameter, z.B. "Parts" in PSpice oder "Tilia" in TINA. Damit habe
ich auch schon Modelle gebastelt für die der Hersteller gar nichts
geliefert hatte. Z.B. einmal ein Model für einen HF-Mosfet von
Mitsubishi, das war überraschend gut. Man braucht allerdings ein sehr
gutes Datenblatt.
udok schrieb:> Aber wenn man es wirklich wissen will, muss man einen Testaufbau machen.
Ja, daran führt kein Weg vorbei.
Aber ohne vorherige Simulation braucht man u.U. gleich mehrere
Testaufbauten, bis man den richtigen Lösungsansatz gefunden hat.
Auch nach der Validierung der Simulation durch einen Testaufbau möchte
man gerne verschiedene Bauteilparameter variieren, um zu sehen, ob die
Schaltung "gerade so" funktioniert, oder ob sie robust genug ist, um
auch mit Parameterstreuungen zurecht zu kommen. In der Simulation kann
man dafür in derselben Zeit sehr viel mehr Fälle durchspielen als durch
ständiges Tauschen von Teilen in der realen Schaltung. Zudem hat man für
reale Tests so gut wie nie Bauteilexemplare zur Verfügung, die den
gesamten Toleranzbereich der einzelnen Parameter abdecken. Da geht nur
in der Simulation, wo man sich sowohl beliebig gute als auch beliebig
schlechte Bauteile erstellen kann.
Abdul K. schrieb:> Da gab's doch noch diese Geschichte mit der Erzeugung einer negativen> Spannung per interner Elektronenemission oder so. Müßte googlen... (Mit> Handy jetzt nicht)> Bei dem hier vorhandenen doch recht niedrigem Belastungswiderstand fällt> das aber flach.
Meintest du den Artikel von Bob Pease? Siehe Anhang.
Arno
jo schrieb:> Ich hab die Seite nur schnell überflogen, aber die Methode scheint> nachvollziehbar.
Ich hab ein wenig genauer geschaut und sehe:
"We begin with the parameters that can be set to their default values
without significant influence on the modeling. let’s Assume XTI=3,
EG=1.11 eV, XTB=0, TR=10ns, FC= 0.5."
Da ist TR dabei, das ist gerade der Wert, der bei den Modellen in
LTSpice offensichtlich falsch ist und die Beobachtung vom TO erklärt.
udok schrieb:> Das Problem ist ja nicht das Modellieren, sondern die Frage wie> man zu> echten Daten kommt. Die Datenblätter sind da meist zu dürftig.
Die Datenblätter sind aber das was die Hersteller garantieren, der Rest
ist Zufall...
udok schrieb:> Das Problem ist ja nicht das Modellieren, sondern die Frage wie man zu> echten Daten kommt.
Die Parameter eines Transistor-Spicemodells sind an vielen Stellen
Daten, die aus andern Betrachtungen herrühren. Beispiel Early-Spannung;
das ist kein Wert, der in einem Datenblatt direkt vermerkt ist. Man
könnte ihn zwar ableiten aus der meist angegebenen Ausgangskennlinie,
aber eine Zahl ist nicht genannt - die ist auch vom Kollektorstrom
abhängig. Man könnte mit der für den praktischen Einsatz des Transistors
nicht viel anfangen.
Manche sind sicher aus den Angaben im Datenblatt ableitbar.
Für die anderen müsste man messen, wie es auch auf der genannten Seite
beschrieben ist.
HildeK schrieb:> Beispiel Early-Spannung;> das ist kein Wert, der in einem Datenblatt direkt vermerkt ist. Man> könnte ihn zwar ableiten aus der meist angegebenen Ausgangskennlinie,
Die Early-Spannung wird von den Tools auch aus der Steigung der
Ausgangskennlinie ermittelt.
> aber eine Zahl ist nicht genannt
Ich habe noch Datenbücher, wo das drinsteht.
> die ist auch vom Kollektorstrom abhängig.
Der Ausgangswiderstand ist stromabhängig, die Early-Spannung aber nicht
wesentlich.
HildeK schrieb:> jo schrieb:>> Ich hab die Seite nur schnell überflogen, aber die Methode scheint>> nachvollziehbar.>> Ich hab ein wenig genauer geschaut und sehe:> "We begin with the parameters that can be set to their default values> without significant influence on the modeling. let’s Assume XTI=3,> EG=1.11 eV, XTB=0, TR=10ns, FC= 0.5.">> Da ist TR dabei, das ist gerade der Wert, der bei den Modellen in> LTSpice offensichtlich falsch ist und die Beobachtung vom TO erklärt.
Die Aussage im zitierten Faden war, dass Transistoren mit TR=1.00E-32 in
LTspice bei der Sperrverzögerung Mist fabrizierten. Wenn man dort
'normale' Werte einsetzte, kamen brauchbare Ergebnisse raus. TR (reverse
transit time - for b-c diffusion capacitance) scheint mir wichtig, wenn
es um die Sperrverzögerung geht (ich erinnere an den Millereffekt) -
führt hier jetzt aber zu weit, daher durchwühle ich jetzt auch nicht das
zugrunde liegende BJT-Modell (1).
Der BC547B ist in der LT-Lib mit TR=1.00E-32 gelistet. Da kommen wir
"langsam" Richtung Planck-Zeit (5.4e-44 s) ...
Was www.youspice.com für den BC547 zusammen fabuliert (TR=10ns) ist
sicher auch nicht ganz koscher. Wenn dann noch ein 2N2369 (mir als nicht
ganz so lahmer Schalttransitor bekannt) mit TR=1.073u aufwartet, kann
gefühlsmäßig was nicht stimmen.
Ich hatte aber schon immer dafür plädiert, für Schaltanwendungen
ausschließlich Schalttransitoren einzusetzen, da
- a) die Datenblätter die relevanten Größen listen und
- b) daraus abgeleitet auch die Qualität der Modelle für
Schaltanwendungen besser geeignet scheinen.
Was www.youspice.com sich da antut, nur um ein paar wenige
Modellparameter zu bestimmen - ich denke, das macht deutlich, dass das
ein Einzelner nicht leisten kann. Viel mehr wollte ich mit dem Hinweis
auf youspice auch nicht sagen.
-jo
(1) vgl. https://class.ece.uw.edu/cadta/hspice/chapter_14.pdf S.40, 56
udok schrieb:> Die Spice Modelle kannst du fast alle vergessen.>> Die sind zum Teil aus den 90'ern, und waren schon damals falsch und> vereinfacht (gerade wenn es um Schaltzeiten oder Rauschen geht).> Und was du als BC847B kaufen kannst, ist je nach Hersteller und> Jahreszeit irgendwas was meist nicht schlechter ist als das Original aus> den 80'ern.
Das Problem ist, dass die Daten, die man so im Internet findet, schon
x-mal umkopiert und modifiziert wurden, sodass keiner mehr weiß wie man
darauf vertrauen kann oder wo die Daten herkommen. Und selber solche
Modelle zu erstellen ist eben extrem aufwändig und den meisten Leuten,
mich eingeschlossen, fehlt es dazu an den notwendigen Kenntnissen.
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