Kann mir jemand vielleicht ein paar Hinweise geben worauf ich achten muss, wenn ich für einen extrem breitbandiges Modul Entkoppelungskondensatoren mit 100nF Kapazität auswählen will. Das soll eine eher Low-Cost Anwendung werden, daher dachte ich an Standardbauteile. Was muss ich z.B. nach einem Verstärker beachten, wenn ich den mit 100nF verbinden als DC Block? Ich habe bereits welche gefunden, die genau für diesen Frequenzbereich ausgelegt sind aber extrem teuer sind. Also für die Stückzahlen eher so um 10€ das Stück liegen.
Mit einem Kerko wohl gleich gar nicht. Ausser das Layout "macht" mehr daraus. Die Hersteller haben Diagramme fuer den Impedanzverlauf. HF-technisch besonders guenstige, mechanisch kleine Kerkos, degradieren ihre Kapazitaet aber bei zuviel Spannung.
Cartman schrieb: > Mit einem Kerko wohl gleich gar nicht. Wohl aber mit mehreren, parallelgechalteten Kerkos mit unterschiedlicher Kapazität.
>Wohl aber mit mehreren, parallelgechalteten Kerkos >mit unterschiedlicher Kapazität. Macht man nicht. Da entstehen wieder kleine Schwingkreise.
Vielleicht habe ich mich ein wenig falsch ausgedrück. Es geht nicht um die Entkoppelung von Versorgungsspannungen, sondern um DC Block im RF Pfad.
Hallo zusammen, hallo Simon. Wieviel kHz nach unten! willst du erreichen, dass du 100nF als Koppel-C ins Auge fasst? Selbst bei 10MHz tuts zur Not noch ein 1nF und > 1Ghz ist fast alles eh zuviel und zu gross. 73 Wilhelm
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Wilhelm S. schrieb: > Hallo zusammen, hallo Simon. > > Wieviel kHz nach unten! willst du erreichen, dass du 100nF als Koppel-C > ins Auge fasst? Selbst bei 10MHz tuts zur Not noch ein 1nF und > 1Ghz > ist fast alles eh zuviel und zu gross. > > 73 > Wilhelm Das Problem ist, dass ich auf ca. 300kHz bis 500kHz runter möchte.
Generell so klein wie möglich im Wert. Bei solchen Cs muß man genaue Datenblattunterlagen haben. Z.B. ist die "SRF" (Self Resonance Frequency) zu beachten. Deshalb sollte so ein C so bemessen sein, daß die untere Frequenzgrenze nicht unnötig tief gelegt wird. Das in Frage kommende C sollte ein Mikrowellentyp mit den korrekten Abmessungen sein der auf die in Betracht kommende Mikrostripleitung annähernd drauf passt ohne weit über zu stehen. Bei den üblichen Mikrowellensubstraten sind solche Cs meist von 0201 bis 0805 Baugröße, je nach 50Ohm Mikrostripbreite. Die SRF sollte idealerweise über die oberste Frequenzgrenze liegen denn über der SRF Grenze verhält sich das C dann umgekehrt wie eine Spuleninduktivität. Man beachte, daß in diesen Frequenzbereichen die physische Länge eines solchen Cs nur einen Bruchteil der Wellenlänge aufweisen darf. Sollte sich das C unzulässig reaktiv verhalten kann so ein Teil unter gewissen Quell- und Lastinpedanzbedingungen manchmal auch unstabil werden und oszillieren. Als erstes sollte man das Datenblatt des MMIC konsultieren ob der Hersteller Hinweise zu den in Frage kommenden Kopplungskomponenten und Ausführung macht. Manche Hersteller schlagen sogar spezifische Herstellertypen vor. Das ist dann schon ein guter Startpunkt. Wie tief ist denn die untere Arbeitsfrequenzgrenze? Typischerweise werden im GHz Bereich kleine C-Werte verwendet. Bei 10GHz 50 Ohm Microstrip werden oft nur ein paar pF als Kopplungs-C verwendet. Bei geringen Bandbreiten kann man das Kopplungs-C als integraler Teil einer Mikrostripstruktur ausführen. Wenn es breitbandig sein soll, finde den größten C-Wert mit einem SRF>7GHz und lebe damit. Nach unten hin wird natürlich die Anpassung schlechter werden, führt aber in den meisten Fällen nicht zu einem Mißerfolg. Im Mikrowellenbereich sind die Grenzen meist fließend und moderate Verletzung der Theorie führt kaum direkt zu einem Versagen. Man muß wissen wo man Kompromisse eingehen muß. Mach halt die untere Arbeitsfrequenzgrenze nicht unnötig tief und merke Dir, daß die Kopplung nur graduell sich verändert. Voraussetzung ist auch, daß das MMIC über alle in Frage kommenden reale und imaginäre Impedanzwerte völlig stabil bleibt. Es gehört schon einige Erfahrung und Meßmittel dazu um zu einen brauchbaren Design zu kommen. Wenn Meßmittel fehlen, dann muß man au etwas Glück vertrauen damit es einigermaßen praktisch funktioniert.
7GHz? 100nF? Hmm ;-) Für Z über f für Kondensatoren gibts Tools. Beispiel Murata Simsurfing: https://ds.murata.co.jp/simsurfing/index.html?lcid=en-us Aber auch Kemet hat sowas. Was man sieht: Z fällt bis zu einer bestimmten Frequenz (Eigenresonanz), und steigt danach wieder (induktives Verhalten). Umso kleiner die Kapazität, umso höher die SRF, umso kleiner die Bauform, selbiges. Konkrete Beispiele: 0201 100nF: 46MHz 0201 1nF: 470MHz 0201 100pF: 1500MHz --> Standardbauteil 7GHz 100n? Eher nicht :-) Also geht man so vor, dass man ein Z über f vorgibt (z.B. tund das Datenblätter mancher IC), und man schaltet parallel, bis das gewünschte Verhalten erreicht ist. Einige Hersteller bieten auch dafür Tools an, Excel Listen und dergleichen mehr, es gibt auch freie Tools. Google sagt: http://www.pdntool.com/ als Beispiel. Also, frisch ans Werk :-) Viel Glück mit 7 GHz, du wirst es brauchen. Was das Layout angeht, das war nicht gefragt. Mein Arbeitgeber hat ein Tool für Power intigrity Simulationen. Das hat ziemlich viel Geld gekostet (5-stellig glaube ich), mit dem kann man das Layout simulieren.
> Breitbandig bis 8GHz & lowcost ..
Naja mittlerweile passt das schon.
Sind zwar keine Cent-Artikel, aber Lowcost ist schon machbar.
Zumindest direkt in China.
Und man muesste auch noch differenzieren, ob es "besondere"
Anforderungen an die Welligkeit gibt.
Sehr genau wird dann auch heute noch immer sehr teuer werden.
Aber das wird dann die naechste Salamischeibe :).
Pandur S. schrieb: > Breitbandig bis 8GHz & lowcost .. > > Aha. Du wirst noch ein paar Aha-Erlebnisse brauchen. Wir hatten in 10 GBit/sec Glasfaser-Transceivern ganz normale AVX 100n 0402/0201 benutzt. Auch im Bias-T des DFB-Lasers. Das hat wunderbar funktioniert bis so ein Oberschlaumeier das auf "kleiner" optimiert hat. Es gab pro Über-Nacht-Messung 1-2 Bitfehler die dem Kunden niemand erklären konnte. Wiederholbar. Man glaubt kaum, wie lange die 1 oder 0 - Läufe bei einigen PR-Polynomen werden können. Und ja, ich weiss wie die Koppelkondensatoren in PSPL-Messverstärkern aussehen. Lötkunstwerke aus Monolayers und Cu-Folie auf der Platine. So ein 20 GHz-Teil willst du sicher nicht kaufen.
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Ich merke schon die Auswahl wird nicht einfach. Wenn es nur um fixe 7GHz ginge wäre es ja einfach aber 100nF brauche ich eben für den kHz Bereich. Es geht hier um 300kHz bis 7GHz. Ich simuliere die mikrostreufenleitung und einzelne Teile mit open source fieldsolvern aber nicht das ganze board. Kann ich mir eben nicht leisten ein 5 stelliges tool zu kaufen. Welches tool nutzt du denn, sofern du das sagen kannst?
> --> Standardbauteil 7GHz 100n? Eher nicht :-)
das kann durchaus gehen. Ich hatte mal 3 Stück 100nF im 0402 Gehäuse als
Abblock-Kondensator verwendet. Der NWA (network analyser) war der
meinung das ginge ganz gut bis 8GHz. Waren "ganz normale"
Keramikkondensatoren (Yaego glaub ich mich zu erinnern.)
Ist natürlich dann vom Hersteller nicht garantiert. Und es muss der
100nF Wert sein!! Die 82nF der Baureihe waren bei hohen Frequenzen
wesentlich schlechter! Offensichtlich wurden die runden Werte die
typisch zum Abblocken verwendet werden besonders auf hohe Frequenzen
optimiert, und die krummen Werte nicht.
Warum das ein Hersteller so macht weiß ich nicht. Das waren damals aber
die eindeutigen Messergebnisse.
Wie breit ist deine (50Ohm?) Leiterbahn? Mache so viele der 0402 oder
besser 0201 nebeneinander drauf dass sie die Leiterbahnbreite abdecken.
Und dann messen.
Wenn das nur ein Hobbyprojekt ist: Löte einen 15pf und 10n übereinander auf die Streifenleitung in 0402 oder 0603 Baugröße und gut ist und teste es einfach wenn Du die nötigen Signal Quellen hast. Und wenn es nicht gleich zufriedenstellend funktioniert versuch verschiedene Kombinationen kleiner und größerer Werte. Wichtig ist sehr kleine Baugröße. Der kleinere C soll zuerst eingelötet werden. Auch dem Streifenleitung auf Coaxbuchsen Übergang die nötige Aufmerksamkeit schenken. Das überanalysieren ohne die nötigen Meßmitteln und SW führt sowieso zu nichts. Der Abfall zu niedrigen Frequenzen hin wird sich in Grenzen halten. Lese das Datenblatt nach unterstützenden Herstellerhinweisen. Nichts wird so heiß gegessen wie es gekocht wird. Hättest übrigens auch sagen können um welchen MMIC es sich handelt Verstärker, Vorteiler, Mischer, Abschwächer...) Diese ganze typische Salamitaktik verschwendet nur Zeit. Also muß ich vermuten, daß es sich eigentlich um ein Low-Budget Firmenprojekt handelt ohne große Meßmittel und SW Budget. Auch gibst Du keine Hinweise bezüglich Aufbauabsichten, Art des LP Substrat Dielektrikum Dicke. (Auf normalem FR4 mit 1.6mm Dicke sind 50 Ohm Streifen fast 5mm breit) - Also dünne LP verwenden und auf dünnmöglichste Streifenbreite kommen. Das kommt auch dem Übergang MMIC auf Streifenleitung zugute. Trotzdem, viel Erfolg. Wenn es nur das Kopplungsproblem ist, dann wird es bald funktionieren.
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Jetzt habe ich einen Riesen-Artikel geschrieben mit einer TDR-Messung im JLC-PCB-Prozess 7628 / 4 Lagen mit Bildern und diese blöde microcontroller.net-Software zerstört den Originaltext beim Posten wenn ihr irgendwas nicht gefällt. Eigentlich nicht zum erstenmal. Mir reicht's für heute. Gruß, Gerhard
Alle MLCC-Hersteller haben entsprechende AN in ihrem Downloadbereich. Einen interessanten Aspekt von TI habe ich mal angehängt. Arno
Gerhard H. schrieb: > diese blöde microcontroller.net-Software zerstört den Originaltext beim Posten Da waren vermutlich Begriffe und Abkürzungen dabei, die zufälligerweise am PI-Filter hängen bleiben. Musst mal danach suchen und mit ein paar Sonderzeichen diese zerhacken. Alternativ ginge noch den Text bei p*aste&bin zu posten und hierher zu verlinken.
Ich würde da einfach einen beliebigen 100nf 0402 oder 0201 Kondensator nehmen. Wenn es nur um Transmission geht ist das in der Praxis auch bei den Frequenzen kein Problem. Du kannst dir bei Murata ja Mal das S21 verschiedener Kondensatoren anschaue im online Tool. Kaum Verluste trotz suboptimaler Impedanzkurve.
Also weil nach dem Prozess und Verstärker gefragt wurde. Es geht um ein lva-123+ von minicircuits mit einem tcbt-14+ bias Tee. Die Leiterplatte ist RO4350B mit 0.254mm substratdicke. Leiterbahn für 50ohm ist 0.45mm coplanar waveguide. 0402 packages bieten also die beste Anbindung.
Nils schrieb: > Ich würde da einfach einen beliebigen 100nf 0402 oder 0201 Kondensator > nehmen. Kommt wohl auf die HF-Leistung an ...
Wolfgang schrieb: > Nils schrieb: > >> Ich würde da einfach einen beliebigen 100nf 0402 oder 0201 Kondensator >> nehmen. > > Kommt wohl auf die HF-Leistung an ... Es gibt schon stellen wo es durchaus mal 15dBm sind.
Mache dir keinen Kopf bei 15dBm Einfach ein normaler Kerko. X7R oder X5R mit 100nF (wenn die untere Grenzfrequenz so tief sein muss)
Gerhard H. schrieb: > (...) und diese blöde > microcontroller.net-Software zerstört den Originaltext beim Posten > wenn ihr irgendwas nicht gefällt. Eigentlich nicht zum erstenmal. > Mir reicht's für heute. Ja, einmal ctrl-A ctrl-C vor dem Absenden kann viel Tipparbeit sparen. Wobei ctrl-C beim Firefox mittlerweile auch Glückssache ist. Mal funktioniert es, und mal braucht er explizit Rechte Maustaste - "kopieren".
Habe in meinen Schaltungen bis 6 GHz zur Entkopplung auch immer normale, billige Kerkos genommen, typisch NP0 in Größe 0402. (Wenn es hauptsächlich darum geht DC zu blocken, warum nicht? Bei mir ging es z.B. um die Verteilung eines LO-Signals auf Streifenleitungen an mehrere Punkte, nicht um z.B. einen sehr rauscharmen Eingang mit super Anpassung, wo das Bauelement ein Teil des Anpassnetzwerks war). Eine im Datenblatt angegebene Selbstresonanzfrequenz, die deutlich unter der Arbeitsfrequenz lag, hat nie ein Problem dargestellt. Es kam immer noch genügend Signal am Ziel an und die Anpassung war selten schlechter als -10 dB.
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Simon B. schrieb: > Kann mir jemand vielleicht ein paar Hinweise geben worauf ich achten > muss, wenn ich für einen extrem breitbandiges Modul > Entkoppelungskondensatoren mit 100nF Kapazität auswählen will. Das soll > eine eher Low-Cost Anwendung werden, daher dachte ich an > Standardbauteile. Wie andere schon schrieben, Standardbauteile sollten hier ausreichen, sofern es nicht aufs Zehntel-dB ankommt. Anbei der Frequenzgang eines stinknormalen 0805-Kondensators mit 100 nF und X7R-Dielektrikum in Thru-Konfiguration. Die Ripple dürften von der Fehlanpassung der Kondensator-Lötpads an die Leiterbahn herrühren. Insgesamt wird die Einfügedämpfung kaum größer als 1 dB, selbst beim grobschlächtigen 0805. Diese Frage taucht hier öfter auf. In Beitrag "Re: Gibt es billige DC-Block-Kondensatoren für 2,45 GHz?" hatte ich mal verschiedene 0805-Kpondensatoren vermessen, allerdings nur bis 1,8 GHz. Wie man sieht, sind die auch jenseits der Serienresonanzfrequenz noch gut als Koppelkondensator brauchbar. Gerhards Hinweis oben, und auch sein Posting Beitrag "Re: Gibt es billige DC-Block-Kondensatoren für 2,45 GHz?", sind lesens- und beachtenswert. Siehe auch diesen Thread: Beitrag "DC Block Kondensator auswählen". HFler schrieb: > Sollte sich das C unzulässig reaktiv verhalten kann so > ein Teil unter gewissen Quell- und Lastinpedanzbedingungen manchmal auch > unstabil werden und oszillieren. Keine Ahnung, was hier genau gemeint ist. Aber ein passives Bauelement allein ist ganz sicher unter keinen Umständen zu sich selbst erhaltenden Schwingungen fähig.
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HFler schrieb: > Löte einen 15pf und 10n übereinander Das ist nicht ratsam, weil man sich damit eine Parallelresonanz baut aus dem 15pF und dem wegen Eigenresonanz induktiv wirkenden 100nF. Ich habe das beispielhaft für Murata 0402-Bauform simuliert mit S-Parametern von Murata. Ein einzelner 100nF funktioniert besser, Ergebnisse ebenfalls angehängt. Viel Erfolg!
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HF-Verbinder schrieb: > Das ist nicht ratsam, weil man sich damit eine Parallelresonanz baut aus > dem 15pF und dem wegen Eigenresonanz induktiv wirkenden 100nF. Oder man packt einen deutlich größeren Kondensator parallel dazu. Ich habe mal einen 1µF-0805-Kondensator über den 100 nF-0805 gelötet. Schaut nicht schlecht aus, damit kommt man gut in den zweistelligen kHz-Bereich.
Beitrag #6944566 wurde von einem Moderator gelöscht.
Mario H. schrieb: > Wie andere schon schrieben, Standardbauteile sollten hier ausreichen, > sofern es nicht aufs Zehntel-dB ankommt. Anbei der Frequenzgang eines > stinknormalen 0805-Kondensators mit 100 nF und X7R-Dielektrikum in > Thru-Konfiguration. Die Ripple dürften von der Fehlanpassung der > Kondensator-Lötpads an die Leiterbahn herrühren. Insgesamt wird die > Einfügedämpfung kaum größer als 1 dB, selbst beim grobschlächtigen 0805. Das ist alles ganz plausibel und schön. Aaaaaaaber ..... In einer Schaltung hat man gleich mehrere solcher Koppel- Kondensatoren drin. Angenommen ich habe eine Kettenschaltung aus zwei Verstärkern die ich jeweils separat "biasen" muss und deren Ein-/Ausgänge kein Fremd-DC vertragen. Schon habe ich mindestens drei Kondensatoren und die Summe des Frequenzgangs verschlechtert sich bei dieser Anwendung bis 7 Ghz auf mindestens 3dB bis 3.5dB. Dann kommen noch die Verluste bei Verkettung durch Fehlanpassung der Verstärker durch miserable Reflexionsfaktoren, und schon ist man bei einem Frequenzgang von 5-8 dB. Allein schon einer der besten (vom Frequenzgang her) HF-Verstärker macht in einem Testaufbau "de-embedded" alleine bereits 1.5-2 dB Frequenzgang über diesen Bereich. Da ist man im Gesamtsystem schnell mal bei über 10 dB angelangt. Deshalb habe ich immer versucht bereits bei den Koppel- Kondensatoren auf minimale Verluste zu achten, an einen stink- normalen 100nF Kondensator habe ich niemals zu denken gewagt. Daher ist - wenn man nicht einen beliebigen Frequenzgang bekommen will - den Gedanke an die 100nF Kondensatoren für 10 Euro pro Stück nicht so abwegig. NP0-Kondensatoren sind nach meiner Erfahrung manchmal ein vernünftiger Kompromiss. Wie immer gilt für die individuellen Anforderungen: YMMV
Dieter schrieb: > Gerhard H. schrieb: >> diese blöde microcontroller.net-Software zerstört den Originaltext beim Posten > > Da waren vermutlich Begriffe und Abkürzungen dabei, die zufälligerweise > am PI-Filter hängen bleiben. Musst mal danach suchen und mit ein paar Da kann ich nix mehr suchen; was weg ist ist weg. Ich glaube, da war ein Bild nicht mehr dort wo es erwartet wurde. Jetzt kann ich auch noch schnell was zu der TDR-Messung sagen. In TDR-Einschub des scopes ist ein schneller Generator der einen 200mV-Impuls auf eine Coaxleitung gibt. An der gleichen Stelle ist ein sampler verbunden mit dem man sehen kann was aus der Leitung reflektiert wird. Auf dem Weg von Pulsgenerator/Sampler ist eine genaue 50 Ohm-Leitung bis zur Frontplatte. Die kann man als Referenz benutzen. Die Platine wird mit dem SMA-Ende auf den Stecker der Frontplatte geschraubt. Die Verschraubung ist noch ganz OK, aber bei etwa 800 ps vom Anfang der Spur kommt die Stelle wo der Mittelleiter mit der Platine verlötet ist. Die Lötstelle ist viel zu groß. Das Pad ist zu lang und zu breit und dann liegt da noch der fette Mittelleiter des SMA und das Lötzinn drauf. Der SMA- Fußstapfen war nicht für Multilayer gedacht, aber ich wollte ja sehen wie schlimm es wird. Die Impedanz an dieser Stelle ist viel zu niedrig; das macht die große Kapazität an dieser Stelle. Man könnte eine Masse-Aussparung unter dem Mittelleiter machen um Kapazität zu sparen damit das Pad noch lötbar bleibt. 12 mil ist für eine Lötstelle am Stecker doch recht wenig. Dann kommt die 50 Ohm-Leitung auf der Platine. Die ist OK; könnte möglicherweise 1 mil schmaler sein.Ich habe die Leitung in Alzium 12 mil breit gezeichnet, ausgerechnet hatte ich 11.4 WIMRE. Kann so bleiben. Das nächste Ereignis auf der Zeitachse ist der unbestückte SMA-Launcher. Er ist nicht ganz so schlimm wie der bestückte. Danach bekommt man die Totalreflexion weil der Microstrip einfach zu Ende ist. --- 100n NP0-Kondensatoren sind vor allem mechanisch größer. Ich mag das wenn etwas Verluste da sind. Das macht die ganze Angelegenheit weniger hippelig. Verstärkung ist billig. Gruß Gerhard
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HF-Verbinder schrieb: > HFler schrieb: >> Löte einen 15pf und 10n übereinander > > Das ist nicht ratsam, weil man sich damit eine Parallelresonanz baut aus > dem 15pF und dem wegen Eigenresonanz induktiv wirkenden 100nF. Ich habe > das beispielhaft für Murata 0402-Bauform simuliert mit S-Parametern von > Murata. Vor langer Zeit habe ich mal was darüber zu PDF gebracht: < http://www.hoffmann-hochfrequenz.de/downloads/experiments_with_decoupling_capacitors.pdf > (auf harmloseren Frequenzen) Gerhard
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hf werker schrieb: > In einer Schaltung hat man gleich mehrere solcher Koppel- > Kondensatoren drin. Ja, sicher, 1 dB kann manchmal schon zu viel sein. Ich habe den 100 nF/0805/X7R-Kondensator nochmal mit dem VNA nachgemessen. Der Kondensator ist dabei nicht de-embedded, es sind insgesamt noch ca. 30mm GCPWG und zwei SMA-Launcher dabei. Die magentafarbene Kurve ist der GCPWG mit den SMA-Launchern allein, was schon ca. 0,4 dB bei 3,7 GHz verschlingt. So schlecht ist der 100 nF-Kondensator tatsächlich nicht. Das alles nur bis 4 GHz, mehr gibt das Bastellabor nicht her. Gerhard H. schrieb: > Ich mag das wenn etwas Verluste da sind. Das macht die ganze > Angelegenheit weniger hippelig. Verstärkung ist billig. Das ist auch meine Erfahrung.
Hammer-Kondensatoren. Meine gehen immer nur bis 100MHz und sind dann induktiv. Meine 0805 gehen eine Dekade drunter schon nicht mehr.
DoS schrieb: > Hammer-Kondensatoren. Nö, ganz normale. > Meine gehen immer nur bis 100MHz und sind dann induktiv. Der gezeigte Kondensator ist auch ab deutlich weniger als 100 MHz induktiv. Das tut seiner Verwendbarkeit als Koppelkondensator bis in den GHz-Bereich aber keinen Abbruch. Nochmal der Hinweis auf Beitrag "Re: Gibt es billige DC-Block-Kondensatoren für 2,45 GHz?". Die dort vermessenen Kondensatoren sind de-embedded, d.h. die gezeigten Impedanzverläufe beziehen sich ausschließlich auf den Kondensator, ohne Leiterbahnen, etc. Man beachte die magentafarbene Kurve in https://www.mikrocontroller.net/attachment/488011/100nF.png. Den Kapazitiven Bereich sieht man auf der Frequenzskala nicht einmal. > Meine 0805 gehen eine Dekade drunter schon nicht mehr. Größenordnungsmäßig dürfte die SRF des 100nF/0805-Kondensators in der Gegend von 10 MHz liegen. Glücklicherweise "geht" er trotzdem.
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Mario H. schrieb: > Der gezeigte Kondensator ist auch ab deutlich weniger als 100 MHz > induktiv. Das tut seiner Verwendbarkeit als Koppelkondensator bis in den > GHz-Bereich aber keinen Abbruch. Genau, er muss nur niederohmig sein. Oberhalb der SRF niederohmig induktiv ist für diesen Zweck völlig ok, die DC wird getrennt und die HF nur wenig gedämpft. Im Beispiel "meines" 100nF liegt die SRF auch bei 30MHz.
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