Strommessverstärker Noise

[Bert S. (kautschuck)]

Hi,

Ich habe ein Board mit einem INA286 
(https://www.ti.com/lit/ds/symlink/ina286-q1.pdf?HQS=dis-mous-null-mousermode-dsf-pf-null-wwe&ts=1653315307755&ref_url=https%253A%252F%252Fwww.mouser.ch%252F), 
bei welchem ich starke Störungen auf der Leitung habe, sobald ich die 
PWM einschalte (ohne Last im Moment).

Ich messe an 3x LOW-Side Shunts, von daher kann es nichts mit der 
Common-Mode Rejection zu tun haben. Auch vom Layout her sehe ich keine 
Probleme. Ich habe bereits den Ausgangspin abgelötet und auch die 
Eingangskapazität, also nur Shunt und Amplifier und ich bekomme immer 
noch diese Störsignale am Ausgang. Ebenfalls liegt es nicht an der 
Versorgung, die ist absolut ruhig und keine Noise detektierbar, die das 
verursachen würde.

Auf einem alten Board mit dem genau gleichen Layout und einem INA293 
(Leider zu spät gesehen, dass der unidirektional ist) habe ich absolut 
keine Noise auf dem Ausgang. Kann es sein, dass der Strommessverstärker 
extrem sensitive auf PWM Signale in der Nähe reagiert?

PS: Ich habe extra ohne Springprobe gemessen, damit man die PWM Signale 
direkt sieht (20kHz).

[MaWin (Gast)]

Was soll ein 1nF Kondensator an 0.0003 Ohm bringen ?

Warum stützt sich der low side MOSFET mit dem Gate über dem shunt und 
nicht an Masse ab ? Ja, wird wegen 300uOhm nicht kriegsentscheidend 
sein.

Ich tippe auf Störungen auf VCC die egal ob du über FB2 filterst durch 
die dämliche REF1 und REF2 Geschichte direkt auf das Ausgangssignal 
durchschlagen, und man kann nicht mal per Kondensator puffern. Nutze 
eine extra Referenzspannungsquelle (meinethalben durch Spannungsteiler 
aus den 3.3V gebildet) die per Kondensator abgeblockt ist und schliesse 
REF1 und REF2 beide direkt dort an.

[Andrew T. (marsufant)]

Was erwartet du, wenn du explizit einen CSA ohne pwm rejection einsetzt?


Genau das ist dein Problem
Anderen Baustein bei ti auswählen.

[Wolfgang (Gast)]

Bert S. schrieb:
> image0__1_.jpeg
> image0__2_.jpeg

Hat das Rigol keine Screenshot Funktion mit dem man vernünftige Bilder 
erstellen kann. Selbst mit Schmartphone sollte es aber möglich sein, 
halbwegs verzerrungsarme Bilder zu produzieren - stelle das Oszi etwas 
erhöht hin, dann funktioniert das auch mit einem Versuchsaufbau davor.

Bert S. schrieb:
> PS: Ich habe extra ohne Springprobe gemessen, damit man die PWM Signale
> direkt sieht (20kHz).

Wie meinst du das. Woher weißt du, dass die Spikes nicht von "ohne 
Springprobe" resultieren.
Hast du einmal die Grenzfrequenz von deinem TP C18/R13 ausgerechnet?
Welche Wirkung versprichst du dir von einem TP mit >0.5 THz 
Grenzfrequenz?

[Bert S. (kautschuck)]

MaWin schrieb:
> Ich tippe auf Störungen auf VCC die egal ob du über FB2 filterst durch
> die dämliche REF1 und REF2 Geschichte direkt auf das Ausgangssignal
> durchschlagen

Habe direkt mit einer Springprobe an den REF Signalen gemessen, die 
Spannung ist sehr stabil. Es kann aber schon sein, dass der innen 
durchschlägt, auf jeden Fall scheint der nicht für eine solche 
Applikation zu sein.

MaWin schrieb:
> Warum stützt sich der low side MOSFET mit dem Gate über dem shunt und
> nicht an Masse ab ? Ja, wird wegen 300uOhm nicht kriegsentscheidend
> sein.

Das ist eine sehr interessante Feststellung, habe ich nicht gesehen, 
danke dir. Evtl. ist genau das das Problem.

Andrew T. schrieb:
> Was erwartet du, wenn du explizit einen CSA ohne pwm rejection einsetzt?

Das ist nur für In-Phase Measurement entscheidend, ich messe aber auf 
der Low-Side.

Wolfgang schrieb:
> Hat das Rigol keine Screenshot Funktion mit dem man vernünftige Bilder
> erstellen kann. Selbst mit Schmartphone sollte es aber möglich sein,
> halbwegs verzerrungsarme Bilder zu produzieren - stelle das Oszi etwas
> erhöht hin, dann funktioniert das auch mit einem Versuchsaufbau davor.

Das ist hier im Forum immer das Problem, habe ich mir schon vor dem Post 
gedacht, aber ich hasse es immer den USB Stick auszugraben, im Oszi das 
ganze Filesystem zu durchforsten und dann alles draufzuladen und wieder 
in den PCB einzustöpseln. Foto ist schneller und man sieht hier alles, 
was man muss.

Wolfgang schrieb:
> Wie meinst du das. Woher weißt du, dass die Spikes nicht von "ohne
> Springprobe" resultieren.

Weil ich auch mit der Springprobe gemessen habe

Wolfgang schrieb:
> Hast du einmal die Grenzfrequenz von deinem TP C18/R13 ausgerechnet?
> Welche Wirkung versprichst du dir von einem TP mit >0.5 THz
> Grenzfrequenz?

Der war einfach mal für den Prototypen als Platzhalter vorgesehen

[Bert S. (kautschuck)]

Ich habe nun noch die Zener und den Widerstand nach IN+ abgelötet, 
leider ohne Erfolg. Wenn ich in das Datenblatt schaue denke ich aber, 
dass evtl. der Aufbau des ICs Probleme macht, der hat in der 
Eingangsstufe Switched Capacitors, die evtl. durch die HF pulse auf IN+ 
eine Transiente erzeugen, die den IC nachregeln lassen (nach Datenblatt 
dauert das so bis 10us, in etwa die Pulsdauer die ich sehe).

Anbei mal noch ein Puls des IN286. Die Pulse treten immer etwa 3-4us 
nach einem PWM Puls auf. Weiter sind die Pulse ziemlich Random und 
erscheinen nicht nach jedem PWM Puls.

[Tester (Gast)]

Kann es sein, dass der Tastkopf keine gute Masseanbindung hat? Habe mit 
einem Kollegen Lagerstrommessungen durchgeführt, hat mit dem 
Masseanschluss des Tastkopf so wie bei Dir ausgesehen. Statt dem dünnen 
Kabel ein breites Kupfertape so kurz als möglich von der Massefläche des 
Tastkopfs an die nächste Schraube, und schon waren die Spikes weg.

[Bert S. (kautschuck)]

Tester schrieb:
> Kann es sein, dass der Tastkopf keine gute Masseanbindung hat?

Die extrem kurzen Spikes von oben treten nur ohne Springprobe auf, aber 
die anderen Spikes sind vorhanden und auch in der Strommessung 
bemerkbar. Es muss was mit der Eingangsstufe des INA286 zu tun haben, 
denn ein anderer Strommessverstärker, den ich bereits auf der gleichen 
Platine verbaut habe macht keine solchen Probleme.

[Wolfgang (Gast)]

Bert S. schrieb:
> Es muss was mit der Eingangsstufe des INA286 zu tun haben,
> denn ein anderer Strommessverstärker, den ich bereits auf der gleichen
> Platine verbaut habe macht keine solchen Probleme.

Es fehlt ein (wirksames) Eingangsfilter
https://www.maximintegrated.com/en/products/analog/amplifiers/MAX40056F.html

[Achim S. (Gast)]

Bert S. schrieb:
> Es muss was mit der Eingangsstufe des INA286 zu tun haben,

Muss es wohl. Deine Messung der Störung passt ziemlich gut zu Fig. 6.22 
im Datenblatt. Fig. 6.22 zeigt den Abbau eines Störpulses, der aufgrund 
der Chopper-Eingangsstufe in zeitdiskreten Schritten erfolgt. In 6.22 
ist die Störung durch einen Gleichtaktsprung hervorgerufen, der bei dir 
so nicht auftreten kann (da Shunt gegen Masse und kein Motor 
angeschlossen). Aber auf irgendeinem anderen Weg fängst du dir wohl 
trotzdem zu einem "ungünstigen Augenblick" bezüglich Chopper-Umschaltung 
einen Störpuls ein und beobachtest, wie der langsam wieder abgebaut 
wird.

Schwer zu sagen, woher der Störpuls in deiner aktuellen 
Messkonstellation kommt. ZD3 und R11 wären auch in meinen Augen 
Kandidaten gewesen, aber die hast du ja schon ausgelötet.

Dein Layout lässt sich nicht ganz einfach analysieren, weil keine 
Bauteilbezeichnungen zu sehen sind (man muss sich die Einzelbauteile 
selbst erschließen). In der Schaltung um IC2 fällt mir nur auf, dass du 
unnötigerweise die GND-Fläche auf Top aufgetrennt hast, und der Strom 
aus den Pufferkondensatoren C16 und C17 unnötig lange Wege zu den 
Versorgungsanschlüssen von IC2 gehen muss. Ich hätte C16/C17 eher 
gedreht und die Masseverbindung zu IC2 direkt unterm IC durchgeführt 
(ohne über vias gehen zu müssen). Aber das allein triggert nicht eine 
solche Störung, es macht höchstens die Reaktion darauf etwas 
schwerwiegender.

Was ich mir prinzipiell vorstellen könnte wäre, dass der Ansteuerkreis 
von Q2 ungünstig geführt ist und die Schaltflanke in den Messkreis von 
IC2 reininduziert. Aber das lässt sich mich den bisher gezeigten Layout- 
und Schaltplanteilen nicht überprüfen (im Schaltplan ist der 
Ansteuerkreis nicht zu sehen, auf dem Layout müsste man ihn erraten).

Wenn du zum Test mal den Steuerkreis von Q2 auftrennst indem du R9 
rausnimmst (und den Pulldown R11 wieder reinbaust): treten die Störungen 
immer noch auf?

[Bert S. (kautschuck)]

Achim S. schrieb:
> Muss es wohl. Deine Messung der Störung passt ziemlich gut zu Fig. 6.22
> im Datenblatt. Fig. 6.22 zeigt den Abbau eines Störpulses, der aufgrund
> der Chopper-Eingangsstufe in zeitdiskreten Schritten erfolgt. In 6.22
> ist die Störung durch einen Gleichtaktsprung hervorgerufen, der bei dir
> so nicht auftreten kann (da Shunt gegen Masse und kein Motor
> angeschlossen). Aber auf irgendeinem anderen Weg fängst du dir wohl
> trotzdem zu einem "ungünstigen Augenblick" bezüglich Chopper-Umschaltung
> einen Störpuls ein und beobachtest, wie der langsam wieder abgebaut
> wird.

Da hast du recht, genau so sieht das aus. Die recht steilen Flanken des 
Gate Treibers werden wohl Störungen einkoppeln, ich werde mal die Gate 
Widerstände ablöten und schauen, was passiert.

Achim S. schrieb:
> In der Schaltung um IC2 fällt mir nur auf, dass du
> unnötigerweise die GND-Fläche auf Top aufgetrennt hast

Es geht mir vor allem um die Kühlung der Platine. Grundsätzlich sollte 
aber durch genug Vias ein low impedance Pfad auf die GND Plane vorhanden 
sein und HF Störungen ableiten. Evtl. ist auch das SOIC8 Gehäuse nicht 
sehr gut geeignet für PWM in der Nähe.

Achim S. schrieb:
> C16 und C17 unnötig lange Wege zu den
> Versorgungsanschlüssen von IC2 gehen muss. Ich hätte C16/C17 eher
> gedreht und die Masseverbindung zu IC2 direkt unterm IC durchgeführt
> (ohne über vias gehen zu müssen). Aber das allein triggert nicht eine
> solche Störung, es macht höchstens die Reaktion darauf etwas
> schwerwiegender.

Ja die sind etwas lange gewählt, hatte auf der Seite nicht wirklich 
Platz

Achim S. schrieb:
> Was ich mir prinzipiell vorstellen könnte wäre, dass der Ansteuerkreis
> von Q2 ungünstig geführt ist und die Schaltflanke in den Messkreis von
> IC2 reininduziert. Aber das lässt sich mich den bisher gezeigten Layout-
> und Schaltplanteilen nicht überprüfen (im Schaltplan ist der
> Ansteuerkreis nicht zu sehen, auf dem Layout müsste man ihn erraten).

GHA und GLA gehen etwa 3mm links vom IC2 durch, wobei hier aber noch die 
GND Plane mit Vias dazwischen ist. Wenn ich mir z.B den Ausgang 
anschaue, der vom IC2 Ausgangspin wegen des Experimentes getrennt wurde, 
sehe ich absolut keine Einkopplung, von daher denke ich, muss das 
irgendwie auf der Eingangsseite direkt einkoppeln.

Edit: Habe R9 abgelötet und die Störpulse sind weg. Kann es sein, dass 
es durch das schalten von Q2 evtl. durch Kapazitäten an der Source bzw. 
and IN+ einen leichten Störpuls gibt, der direkt dort einkoppelt?

[Achim S. (Gast)]

Bert S. schrieb:
> Grundsätzlich sollte
> aber durch genug Vias ein low impedance Pfad auf die GND Plane vorhanden
> sein und HF Störungen ableiten.

Wenn C16 und C17 um 180° gedreht wären, wäre die Kopplung dieser 
Pufferkondensatoren an die Versorgungspins des INA286 jedenfalls 
direkter. Zwischen GND-Anschluss von C16/C17 und GND-Anschluss des 
INA286 müsster der Strom nicht zwei mal die Lage wechseln bzw. keinen 
unnötig langen Weg oben rechts um das IC herum fließen.

Bert S. schrieb:
> Kann es sein, dass
> es durch das schalten von Q2 evtl. durch Kapazitäten an der Source bzw.
> and IN+ einen leichten Störpuls gibt, der direkt dort einkoppelt?

Der Strom zum Schalten des FET läuft natürlich durch den FET durch, über 
den Shunt-Widerstand und zurück zum Gatetreiber. Das kann man gar nicht 
wirklich als "Störung" betrachten: der Gatestrom fließt über den Shunt 
und macht dort einen Puls im Stromsignal. Deshalb wäre interessant, wie 
der Ansteuerkreis insgesamt ausschaut: wie viel Strom liefert dein 
Gatetreiber, welche Anstiegsgeschwindigkeit hat er (oder kürzer: was für 
ein IC ist es).

"Eigentlich" sollte der Gatestrom keinen riesigen Spannungspuls am Shunt 
erzeugen (da dein Shunt extrem niederohmig ist). Für den tatsächlichen 
Spannungspuls dürften aber nicht die 300µOhm entscheidend sein, sondern 
die parasitäre Induktivität des Ansteuerkreises. Man muss also wirklich 
die Stromschleife betrachten (vom Treiber über R19 über die GS-Strecke 
von Q2 über R13 und von dessen Masseanschluss zurück zum 
Treiberbaustein). Die parasitäre Induktivität dieses Kreises bewirkt mit 
dem schnellen di/dt des Gatestroms einen induktiven Spannungsabfall. Und 
die geometrische Lage von diesem Stromkreis zum Messkreis deines INA286 
bestimmt, wie viel von diesem parasitären Spannungsabfall in den 
Messkreis deiner Strommessung einkoppelt.

Man kann bisher nicht erkennen, welchen Treiberbaustein du verwendest. 
Man sieht aber schonmal, dass seine Masseanbindung nicht so richtig 
niederimpedant ist. Hat das Treiber-IC echt nur einen Massepin oder 
interpretiere ich das Layout falsch?

Je nach Treiber-IC würde ein größerer Wert für R19 ggf. die Höhe des 
Gatestroms reduzieren (und damit auch das di/dt für den parasitären 
induktiven Spannungsabfall)

[Bert S. (kautschuck)]

Achim S. schrieb:
> Wenn C16 und C17 um 180° gedreht wären, wäre die Kopplung dieser
> Pufferkondensatoren an die Versorgungspins des INA286 jedenfalls
> direkter. Zwischen GND-Anschluss von C16/C17 und GND-Anschluss des
> INA286 müsster der Strom nicht zwei mal die Lage wechseln bzw. keinen
> unnötig langen Weg oben rechts um das IC herum fließen.

Da hast du recht. Ich bin mir unschlüssig, ob ich die TOP GND Polygon 
Pour um Messverstärker lassen sollte oder nicht. Der Vorteil wäre ja 
eigentlich eine bessere Kopplung zur Massefläche, aber eben auch bessere 
Störungseinkopplung vom Shunt.

Ich habe oben mal noch die relevanten Stromschleifen des Gatetreibers 
eingezeichnet. Es handelt sich um einen DRV8300 und der hat tatsächlich 
nur 1 GND pin. Die Stromschleife von GHx -> SHx ist soweit recht klein 
und sollte passen. Die Stromschleife von GLx -> GND geht durch den 
Shunt, der so nicht optimal positioniert ist. Ich werde wohl den Shunt 
vertikal drehen um die Schleife zu kürzen.

Achim S. schrieb:
> Der Strom zum Schalten des FET läuft natürlich durch den FET durch, über
> den Shunt-Widerstand und zurück zum Gatetreiber. Das kann man gar nicht
> wirklich als "Störung" betrachten: der Gatestrom fließt über den Shunt
> und macht dort einen Puls im Stromsignal. Deshalb wäre interessant, wie
> der Ansteuerkreis insgesamt ausschaut: wie viel Strom liefert dein
> Gatetreiber, welche Anstiegsgeschwindigkeit hat er (oder kürzer: was für
> ein IC ist es).

DRV8300DI: 
https://www.ti.com/lit/ds/symlink/drv8300.pdf?ts=1653545801449&ref_url=https%253A%252F%252Fwww.google.com%252F

Achim S. schrieb:
> Je nach Treiber-IC würde ein größerer Wert für R19 ggf. die Höhe des
> Gatestroms reduzieren (und damit auch das di/dt für den parasitären
> induktiven Spannungsabfall)

Der FET hat ein Qgd von 12nC und eine Gatespannung von 12V. Daher ergibt 
das eine Zeitkonstante von R*Q/U = 10*12e-9/12=10ns und somit etwa 50ns 
Anstiegszeit bei 5Tau.

Edit: Ups ich sehe gerade, ich habe noch das alte Layout mit dem alten 
Treiberbaustein genommen (INA293). Dieser hat absolut keine Einkopplung, 
ist aber ohne Switched Capacitors Frontend und kann nur unidirektional 
messen.

[Bert S. (kautschuck)]

Mir ist noch aufgefallen, dass der INA286 nur 10kHz Bandbreite hat, von 
daher macht es absolut Sinn, dass der mit den 20kHz PWM mühe hat. Weiter 
habe ich noch einen spannenden Artikel über CSA gefunden, wobei ein 
Input Filter bei Shunts < 1mOhm absolut nötig sind:

https://www.onsemi.com/company/news-media/blog/industrial-cloud-power/current-sense-amplifiers-input-and-output-filtering

Ich blicke aber nicht wirklich durch, wieso das bei kleinen Shunts ein 
Problem ist? Haben die irgendwie eine grössere Induktivität?

[Achim S. (Gast)]

Bert S. schrieb:
> Ich blicke aber nicht wirklich durch, wieso das bei kleinen Shunts ein
> Problem ist? Haben die irgendwie eine grössere Induktivität?

Die niederohmingen Shunts müssen nicht unbedingt eine größere 
Induktivität haben. Es reicht ggf. schon, dass die Induktivität gleich 
bleibt, aber der (mit der Induktivität konkurierende) ohmsche Widerstand 
gleich bleibt.

In deinem Aufbau ist die Induktivität wahrscheinlich allein durch die 
Leiterführung dominiert,egal ob ein 300µOhm oder 1Ohm-Shunt eingebaut 
wird.

Aber ein 1 Ohm Shunt würde den parasitären Schwingkreis erheblich viel 
besser dämpfen als ein 300µOhm Shunt das macht.

Kannst ja mal die Leitungen von Shunt zum Filterkondensator auftrennen 
und zwei Längswiderstände einfügen. Damit hast du den Eingangsfilter wie 
von ON-Semi vorgeschlagen.

[Bert S. (kautschuck)]

Ich habe mal noch einen anderen Messverstärker mit viel höherer 
Bandbreite und PWM Unterdrückung ausprobiert: INA240

Diesen hatte ich auch schon als In-Phase CSA verbaut und nie Probleme 
gehabt, war aber auch immer nur 20V/V und 1mOhm Shunts. Nun gibt der mir 
ein ähnliches Verhalten wie der INA286, aber die Störimpulse sind 
wesentlich schneller (so 2us), was auf die wesentlich höhere Bandbreite 
zurückzuführen ist. Im Datenblatt diesen ICs wird ausdrücklich von einem 
Input Filter abgeraten und ich sehe einfach nicht, was so extrem 
schlecht sein soll an meinem Design, dass der mir solch starke Störungen 
ausgibt.

Angehängt habe ich mal noch die Rise und Fall Time der Leistungsstufe, 
die ist schon sehr schnell mit so um die 16ns. Weiter ist noch der 
Ausgang des INA240 dargestellt, wobei einmal ohne Motor und nur PWM 
(Hier treten auch schon Störungen auf) und einmal mit Motor, wobei mir 
der Controller sehr schnell in Überstrom geht.

Edit: Ich habe nun 39Ohm statt 10Ohm Gatewiderstände angelötet und es 
scheint, als ob die Störungen noch stärker werden. Ebenfalls werden die 
Störungen länger.

[Bert S. (kautschuck)]

Ok, ich glaube ich habe das Problem gefunden, es könnte ein Shot Through 
sein. Zumindest bei 39Ohm Widerständen werden die MOSFETs leicht warm 
und die Schaltung hat eine höhere Leistungsaufnahme. Weiter hat der 
INA240 mehr Störungen bei 39Ohm Gate Widerständen. Bei 10Ohm 
Widerständen kann ich das aber nicht beobachten.

Ich bin mir jetzt am Überlegen, wie ich den Shot-Through sehen kann? 
Wenn ich GLA und GHA mit dem Oszi messe wie oben, dann ist eigentlich 
bei 10OHM wie bei 39OHM bereits auf dem Niveau von SHA. Dann sollte ja 
eigentlich der High Side FET sperren.

[Achim S. (Gast)]

Bert S. schrieb:
> Wenn ich GLA und GHA mit dem Oszi messe wie oben, dann ist eigentlich
> bei 10OHM wie bei 39OHM bereits auf dem Niveau von SHA.

Ist nicht so ganz einfach nachzuvollziehen. Du hast die Messung vor dir, 
du weißt, was gerade als Last vorhanden ist (oder nicht). Als Leser muss 
man erst zu verstehen versuchen, was du genau zeigst. Dass die 
Messkanäle zwischendurch zwischen den Signalen wechseln macht es nicht 
einfacher.

Die Schaltsituation wäre vielleicht klarer, wenn du zumindest eine 
"kleine" Last an den Ausgang hängst (meinetwegen 200Ohm 
Leistungswiderstand gegen Masse). Dann bleibt die high Source nicht so 
lange auf Ihrem Potential festkleben, bis der low-Fet sie herunterzieht. 
Das sieht in den aktuellen Messungen auf den ersten Blick nach 
Überschneidung und Shoot through aus, muss es aber nicht sein.

[Bert S. (kautschuck)]

Achim S. schrieb:
> Ist nicht so ganz einfach nachzuvollziehen. Du hast die Messung vor dir,
> du weißt, was gerade als Last vorhanden ist (oder nicht). Als Leser muss
> man erst zu verstehen versuchen, was du genau zeigst. Dass die
> Messkanäle zwischendurch zwischen den Signalen wechseln macht es nicht
> einfacher.

Da hast du recht, habe nochmals die Messungen angehängt, diesmal mit 
200Ohm Last nach Masse. Es zeigt soweit keine Änderung, SHA nimmt nicht 
schneller ab.

Bei 39 Ohm scheint es klar einen Shot-Through zu geben, bei 10Ohm kann 
ich das nicht wirklich sagen, aber genau das könnte der Grund sein, dass 
die Störungen nur so alle 3-5 PWM Cycles auftreten, gerade so auf der 
Kippe.

Was kann ich dagegen tun? Am besten eine Schottky antiparallel mit einem 
zusätzlichen Gate Widerstand, damit der Treiber schneller abschaltet?

[Achim S. (Gast)]

Bert S. schrieb:
> Es zeigt soweit keine Änderung, SHA nimmt nicht
> schneller ab.

Auf einer Zeitskala von 200ns sieht man an SHA praktisch keine Bewegung, 
obwohl 200 Ohm daran nach Masse ziehen? Hätte ich aus dem Bauch nicht 
erwartet. Du hast keine Kapazität am Ausgang hängen, oder? (außer den 
unvermeidlichen Kapazitäten der FETs).

Bert S. schrieb:
> Bei 39 Ohm scheint es klar einen Shot-Through zu geben

Das mag aus dem Gesamtbild klar sein. Aus der Oszimessung hätte ich es 
nicht erkannt. Dort ist imho die GS-Spannung am high FET auch mit 39 Ohm 
schon "lange" 0V bevor der low FET einschaltet.

Bert S. schrieb:
> Was kann ich dagegen tun? Am besten eine Schottky antiparallel mit einem
> zusätzlichen Gate Widerstand, damit der Treiber schneller abschaltet?

Das erste, wonach ich schauen würde, wäre die Ansteuerseite. Lassen sich 
dort die Totzeiten variieren?

Und da ich nicht weiß, wie die Steuersignale generiert werden: könnte es 
sein, dass dort ab und zu mal das Timing wackelt, und die Totzeit nicht 
in jedem PWM-Zyklus gleich sauber eingehalten wird?

Vielleicht kannst du mit dem 4-Kanal Oszi mal auf den Störpuls am 
Ausgang des INA triggern und schauen, ob die Gate- und Sourcesignale bei 
so einem Störpuls genau so aussehen wie bei einem "typischen" 
Umschaltvorgang.

[Bert S. (kautschuck)]

Achim S. schrieb:
> Auf einer Zeitskala von 200ns sieht man an SHA praktisch keine Bewegung,
> obwohl 200 Ohm daran nach Masse ziehen? Hätte ich aus dem Bauch nicht
> erwartet. Du hast keine Kapazität am Ausgang hängen, oder? (außer den
> unvermeidlichen Kapazitäten der FETs).

Der MOSFET ist ein 
https://www.onsemi.com/pdf/datasheet/ntmfs10n3d2c-d.pdf und ich habe 
nichts anderes am Ausgang. Mit den 2.6nF Coss und 200Ohm ergibt das ja 
immer noch eine Zeitkonstante von 520ns, von daher macht das schon Sinn, 
dass man nicht wirklich was sieht.

Achim S. schrieb:
> Das mag aus dem Gesamtbild klar sein. Aus der Oszimessung hätte ich es
> nicht erkannt. Dort ist imho die GS-Spannung am high FET auch mit 39 Ohm
> schon "lange" 0V bevor der low FET einschaltet.

Es macht für mich auch keinen Sinn, wenn ich das genau anschaue, dann 
ist da genug Zeit dazwischen. Dass aber die FETs Handwarm werden bei 
über 3000mm2 Kühlfläche kann ich mir nicht anders erklären ohne Last. 
Ich werde wohl mal den Shunt ablöten und dann mit einem externen Shunt 
eine Strommessung durchführen.

Achim S. schrieb:
> Das erste, wonach ich schauen würde, wäre die Ansteuerseite. Lassen sich
> dort die Totzeiten variieren?

Leider nicht, es ist die fixe Todzeit von 200ns eingestellt.

Achim S. schrieb:
> Und da ich nicht weiß, wie die Steuersignale generiert werden: könnte es
> sein, dass dort ab und zu mal das Timing wackelt, und die Totzeit nicht
> in jedem PWM-Zyklus gleich sauber eingehalten wird

Ich verwende einen C2000 uC von TI und benütze nur die HighSide PWM 
Signale, die ich auf INH und INL gleichzeitig leite (Ist der invertierte 
IC DRV8300D). Die Signale sind sauber und ich kann keine Aussetzer 
erkennen.

[Achim S. (Gast)]

Bert S. schrieb:
> Mit den 2.6nF Coss und 200Ohm ergibt das ja immer noch eine
> Zeitkonstante von 520ns, von daher macht das schon Sinn, dass man nicht
> wirklich was sieht.

nach 520 ns sollte das Signal um 63% abgesunken sein. dass man nach 
200ns noch praktisch gar kein Absinken erkennen kann, finde ich immer 
noch seltsam.

Bert S. schrieb:
> Die Signale sind sauber und ich kann keine Aussetzer erkennen.

schade, dann fällt das als Erklärungsversuch weg.

[Totenkopfäffchen (Gast)]

Bert S. schrieb:
> Todzeit

Totzeit. In dieser gibt es zwangsweise kein Signal.

(Mit dem Tod (und dem Todeszeitpunkt) hat das nichts zu tun.

[Bert S. (kautschuck)]

Nachdem ich nochmals über dem Shunt mit der Federsonde gemessen habe, 
sehe ich folgende Transiente, wie oben angehängt.

Nachdem ich ein Eingangsfilter gewählt habe, kann ich diese Transiente 
stark reduzieren und dadurch auch die Step-Response am Ausgang. Somit 
ist wirklich das fehlende Eingangsfilter das Problem.

Meine Frage ist nun, ob jeder dirac-stoss als Differenzspannung eine 
Sprungantwort am Messverstärker triggert oder ob da irgendwie eine 
Grenze ist, denn der Puls ist ja gerade mal so 20ns während die Antwort 
am Ausgang beim INA240 um die 2us dauert.

Weiter denke ich, dass ich mit einem normalen Differenzverstärker und 
z.B 10MHz Bandbreite besser bedient bin, wenn ich ein Eingangsfilter 
dranhänge, da jede Störung wesentlich schneller ausgeregelt wird, oder?