In dem frei zugänglichen Paper https://www.researchgate.net/publication/345377603_FET_INPUT_VOLTAGE_AMPLIFIER_FOR_LOW_FREQUENCY_NOISE_MEASUREMENTS ist in Fig. 5 eine zweistufige Verstärkerschaltung gezeigt, in der jeweils Rückkopplungswiderstände zur Transistorvorstufe eingebaut sind. Aber wozu sind sie wirklich gut? Die Verstärkung könnte man ja auch konventionell am invertierenden OpAmp definieren, also Längswiderstand in der Zuleitung zum negativen Eingang; der Rückkopplungswiderstand direkt drüber ist ja eh schon da. Was für Werte wären da sinnvoll, leider ist nichts angegeben. Vielen Dank für erhellende Beiträge.
Für besondere Rauscharmut sind im Eingang 8 JFET parallel verschaltet. So wie das aussieht, wird das Signal am Drain vom OP invertierend verstärkt. Störsignale, die im OP entstehen sollten, werden dabei anscheinend "geschwächt", also entgegengesetzt über den JFet dem OP rückgeführt. Das würde bedeuten, dass mit zunehmender Frequenz auf die Grenzfrequenz des OP hin das Rauschen wieder zunimmt.
Abdul K. schrieb: > ist in Fig. 5 eine zweistufige Verstärkerschaltung > gezeigt, Ich würde das zwar eher als vierstufigen Verstärker bezeichnen, aber sei's drum... > in der jeweils Rückkopplungswiderstände zur > Transistorvorstufe eingebaut sind. Aber wozu sind > sie wirklich gut? Das ergibt m.E. "composite amplifier". Geht auch mit (jeweils) zwei OPVs. > Die Verstärkung könnte man ja auch konventionell am > invertierenden OpAmp definieren, Ja -- aber dann liegt die Vorstufe nicht in der Gegen- kopplungsschleife, d.h. deren Verzerrungen und deren verbeulter Frequenzgang würden in voller Höhe wirksam. > Was für Werte wären da sinnvoll, leider ist nichts > angegeben. Kann ich nicht beantworten; müsste ich erst gründlich die Schaltung studieren. HTH
Frequenzgang glattbügeln könnte es sein. Naja, zweimal die gleiche Schaltungsstruktur hintereinander sozusagen. Man könnte R7=R8 und R9=R10 setzen. Eine Art Differenzverstärker, aber mit AC-Kopplung im Minuszweig des OpAmp. R11 scheint für Z0 des Kabels zu sein. Da muß ich wohl später vom Handy zum PC mit LTspice wechseln...
Sind R5 und R10 nicht schlicht Bootstrapping, sodass die FETs nichts vom Signal sehen (klein-ugs ~= 0)? Gemäß Schaltungsbeschreibung sind das jeweils 500 Ω respektive rund 20 kΩ, die als Spannungsteiler des Ausgangssignals der jeweiligen Stufe mit den Sourcewiderständen agieren. Und die Verhältnisse entsprechen sicher nicht nur zufällig genau dem Verstärkungsverhältnis.
Marian schrieb: > Und die Verhältnisse entsprechen sicher nicht nur zufällig genau dem > Verstärkungsverhältnis. Hättest ja lesen können... "The values of these gains are about 50 V/V (1 +R5/R3) and 200 V/V (1 +R10/R8)."
Ich beziehe mich jetzt nur auf die zweite Stufe, die erste Stufe ist ja prinzipiell gleich. C4 kompensiert die Differenzspannung über Drain-Source des FET. Die Auskopplung am FET ist als Phasensplitter realisiert. V(D) ist also wechselspannungsmäßig antiphasig zu V(S). Wenn jetzt noch ArnoR kommt 😍
H. H. schrieb: > Hättest ja lesen können... > "The values of these gains are about 50 V/V (1 +R5/R3) and 200 V/V (1 > +R10/R8)." Habe ich, aber das erklärt leider nicht alles. Mit Google kam ich nicht wirklich weiter. Der gleiche Autor hat ein Jahr später nochmal solche eine Schaltung veröffentlicht und sie dort als Transkonduktanzstufe bezeichnet. Auch ohne Werte tzzz.
Abdul K. schrieb: > H. H. schrieb: >> Hättest ja lesen können... >> "The values of these gains are about 50 V/V (1 +R5/R3) and 200 V/V (1 >> +R10/R8)." > > Habe ich, Marian offensichtlich nicht.
Marian schrieb: > Gemäß Schaltungsbeschreibung sind das jeweils 500 Ω Stimmt, da sind ja noch Werte in der Tabelle. Habe ich gar nicht wahrgenommen. Mit denen kann man die beiden Widerstände am FET berechnen. Ein Schritt weiter. Aber es fehlt trotzdem noch der OpAmp.
Abdul K. schrieb: > Aber es fehlt trotzdem noch der OpAmp. Steht doch im Schaltplan, welche gewählt wurden.
Nö, es geht um dessen Beschaltung. Hinweis ist nur: "The open loop gains are gmT1R4/(1 + R3gm) and gmT2R9/(1 + R8gm) for the first stage and the second stage, respectively. The values of these gains are about 50 V/V (1 + R5/R3) and 200 V/V (1 + R10/R8)." Eine generelle Funktionserklärung fehlt völlig. Mit den nun entstandenen AP des FET kann ich jetzt die fehlenden Rs bestimmen. C4 fehlt halt weiter, könnte man über den Frequenzgang bestimmen. Ein Schlag auf den Hinterkopf des Autors für fehlende Werte, aber vorhandenen Rauschspektren und Frequenzgang Was soll das bitte?!
Abdul K. schrieb: > Ein Schlag auf den Hinterkopf des Autors für fehlende Werte, aber > vorhandenen Rauschspektren und Frequenzgang Was soll das bitte?! So ist das in Patentschriften üblich..
Das ist eine wissenschaftliche Veröffentlichung und kein Patent.
Vielleicht mag Abdul ja einfach nochmal benennen, was genau der unbekannte/unklare Teil der Schaltung ist? T2 ist dein JFET; R7/R8/JFET legen den Querstrom in der Stufe irgendwo in den Sättigungsbereich. C4 ist nur zum Auskoppeln da, R9 für den DC-Arbeitspunkt vom OPV. R10 und R8 schließen die Schleife am Source und legen damit die Verstärkung fest. Ugs ist egal, ugs ist 0. (Ich kenne das als Bootstrapping, hinz scheint da andere Vorstellungen zu haben) Du kriegst die un/in vom FET und die Linearität vom OPV. H. H. schrieb: > Marian schrieb: >> Und die Verhältnisse entsprechen sicher nicht nur zufällig genau dem >> Verstärkungsverhältnis. > > Hättest ja lesen können... > > "The values of these gains are about 50 V/V (1 +R5/R3) and 200 V/V (1 > +R10/R8)." Ich weiß ehrlich gesagt nicht, was du von mir willst.
Abdul K. schrieb: > Das ist eine wissenschaftliche Veröffentlichung und kein Patent. Ich weiß das, der Autor wohl nicht.
Abdul K. schrieb: > Ein Schritt weiter. Es wäre auch möglich die Schaltung (nur den linken Teil mit OP) in LTSpice einzuhacken. Addiere mal mit einer kleinen Spannungssquelle am Ausgang des OP (in Reihe) noch eine Störspannung und schaue, wie stark diese ausgeregelt wird.
Marian schrieb: > Ich kenne das als Bootstrapping, hinz scheint da andere Vorstellungen zu > haben) > Du kriegst die un/in vom FET und die Linearität vom OPV. Das klingt für mich sinnvoll. Wenn ich mich vom Sofa aufraffe, werden ich LTspice drauf loslassen.
Um auf diese niedrigen Rauschspannungen zu kommen ist R3 maßgeblich, der Sourcewiderstand der ersten Stufe. Ich schätze mal dass der höchstens 10R betragen sollte. Dann wird man in der Gegenkopplung so etwas zwischen 1 und 10kOhm ansetzen. Daraus ergäbe sich eine Verstärkung von 40-60dB. In dieser Konstellation ist der zweite JFET sinnfrei, da das Vorstufenrauschen in jedem Falle überwiegt.
Abdul K. schrieb: > Das klingt für mich sinnvoll. Signal auf JFet, so dass dieser mehr sperrt. (positives Gatesignal) Drainabgriff wird positiver. OP-Ausgang wird negativer. Source wird in Richtung negativer gezogen. Gate wird gegenüber Source "positiver". JFet öffnet etwas mehr. Draingriff wird wieder etwas Richtung negativer gezogen. ==> wirkt entgegen.
Marian schrieb: > T2 ist dein JFET; R7/R8/JFET legen den Querstrom in > der Stufe irgendwo in den Sättigungsbereich. C4 ist > nur zum Auskoppeln da, Ja. > R9 für den DC-Arbeitspunkt vom OPV. Nicht nur. Der OPV arbeitet als (invertierender) I/U-Wandler; da der Plus-Eingang auf GND liegt, bildet sein Minus-Eingang eine virtuelle Masse. Die Transimpedanz der OPV-Stufe wird von R9 bestimmt. > R10 und R8 schließen die Schleife am Source und > legen damit die Verstärkung fest. Korrekt. > Ugs ist egal, ugs ist 0. (Ich kenne das als Bootstrapping, ??? Bootstrapping ist eine MITKOPPLUNG (kleiner 1, damit keine Schwingung auftritt). Hier wird aber die GEGENKOPPLUNG ans Source geführt. > Du kriegst die un/in vom FET und die Linearität vom OPV. Genau.
Abdul K. schrieb: > C4 kompensiert die Differenzspannung über Drain-Source > des FET. Ja. Normale AC-Kopplung. > Die Auskopplung am FET ist als Phasensplitter realisiert. Nee, das täuscht. R9 ist die lokale Gegenkopplung für den OPV; sie macht aus der OPV-Stufe einen I/U-Wandler. Der FET in der Vorstufe sieht signalmäßig GND am Drain. > V(D) ist also wechselspannungsmäßig antiphasig zu V(S). Ja schon -- aber R10 bildet (zusammen mit R8) die Über- Alles-Gegenkopllung dieses Blocks. Das Signal läuft nicht vom Source zum Ausgang, sondern andersrum, vom OPV-Ausgang zum Source zurück. Eben eine Gegenkopplung.
Hippelhaxe schrieb: >> Ugs ist egal, ugs ist 0. (Ich kenne das als Bootstrapping, > > ??? > > Bootstrapping ist eine MITKOPPLUNG (kleiner 1, damit keine > Schwingung auftritt). > > Hier wird aber die GEGENKOPPLUNG ans Source geführt. Unsinn. Kommando zurück. Vergiss meine Antwort. Ich habe mich ins Bockshorn jagen lassen... Die Vierpol-Struktur ist im Prinzip dieselbe wie beim Bootstrapping -- nur ist der Zweck ein anderer. Beim Bootstrapping will man primär den höheren Eingangs- widerstand haben; hier geht es mehr um das Einstellen einer definierten Verstärkung. Die Schaltungsstruktur ist aber analog.
Angehängte Dateien:
-
49922062651_2f5c975a2c_b.jpg
140 KB -
52419417337_b29406fecd_z.jpg
82 KB
Ich kann nicht sagen, dass mir die Schaltung besonders gefällt. Sie ist tückisch und kann einen negativen Realwert des Eingangs- widerstands entwickeln. Unverständlich, dass die Autoren sich das sogar zweimal antun. Die FET-Stufe täuscht zunächst mal vor, sie wäre eine normale CommonSource-Schaltung, zumal der Sourcewiderstand nur ein paar Ohm beträgt. Der OpAmp ist als Transimpedanzverstärker benutzt, die Ausgangsspannung des OpAmps ist Eingangsstrom (durch den Koppelkondensator) * Skalierungswiderstand R4. Das Verhältnis R5 / R3 stellt die Gesamtverstärkung von FET und OpAmp ein. D.h., dass die Source-Spannung der Gatespannung nachläuft. Jetzt kommt hinzu, dass der OpAmp im Vergleich zu den Fets ziemlich lahmarschig ist, d.h. das Rückkopplungs- signal kommt etwas zu spät. Die Welt für den FET sieht jetzt AC-mäßig so aus: Am Gate ist die Signalquelle, am Drain ist nichts außer der Versorgungs- spannung (virtueller 0-Punkt am OpAmp-Eingang) und an Source ist die verzögerte Eingansspannung. Damit hat der FET jedes Recht, sich als kapazitiv belasteter Sourcefolger zu fühlen. Die Impedanz am Gate entwickelt einen negativen Realwert (in Serie zu einem C). Wenn die Signal- quelle eine induktive Komponente hat, bekommt man einen Oszillator. So funktionieren fast alle Mikrowellen-VCOs. Ich habe mir einen Wolf simuliert mit solchen Dingern. Sogar Schaltungen der Götter (Art Of Electronics ed.3) zeigen dieses Verhalten. Wenn man einen RICHTIG schnellen OpAmp benutzt ( 3 GHz current feedback TI THS34??? ) dann ist das OK. Leider macht der soviel 1/f-Rauschen, dass das Rauschen des FETs überhaupt keine Rolle mehr spielt, sogar wenn man mit FET+Cascodestufe 40 dB gain vor den CFB zaubert. 1. Bild = etwa Schaltung aus AOE3 Die gelbe Linie ist Realteil(Eingangs-U / Eingangs-I). Zwischen 100 KHz und 10 MHz schlägt die Phase um 180° um. 2. Was der Network-Analyzer zu sowas sagt: Die Trajektorie von S11 verlässt den Einheitskreis --> Eingang liefert mehr Leistung als man reinsendet. Man freut sich immer wieder, wenn Simulator & Messgerät einer Meinung sind. Noch ein paar factoids: Interfet IF3601 / IF3602 sind ihr Geld nicht wert. Und das ist erheblich viel Geld. Ich habe €120 gelöhnt, und war damals noch der Meinung, dass selektieren hilft. Also habe ich ziemlich viele gekauft. :-( Die aktuelle Version des Datenblattes ist optimistisch, das alte Datenblatt wurde wohl von Donald Trump geschrieben. Völliger Realitätsverlust. Und dann diese Eingangskapazität!!! BF862 ist schon lange abgekündigt. Fairchild CPH3910 ist wohl der sweet spot, oder die relativ neuen FETs von TI. 16*3910 par = 340 pV/rtHz ADA4898-2 ist ein doppelter OpAmp, kann mit LT1028 oder AD797 mithalten. War zumindest früher preisgünstiger, aber AD hat das wohl mittlerweile auch gemerkt. 10 Stk. ada4898-Pärchen parallel, wie im LT1028-Datenblatt gezeigt sind gut und harmlos. 220 pV/rt Hz 60 Ohm liefern 1 nV/rt Hz thermisches Rauschen. Das addiert sich geometrisch zum Rauschen der FETs, wenn man so viel als Source-Widerstand nimmt. 60 Ohm sind ein gutes 1nV- Rauschsignal um einzuordnen wie gut der eigene Verstärker ist. Man muss nicht mal die genaue Verstärkung wissen, nur im Vergleich zum kurzgeschlossenen Eingang messen. Der Bändchenmikrofonverstärker aus AOE funktioniert wunderbar. Ich habe mich mit einer Single-ended-Version begnügt: 70 pV/rt Hz, wie versprochen. Man bezahlt halt mit Rauschstrom. Der Bias-servo kann schwingen wenn man stark abweichende Kondensatoren benutzt. Das ist von Sub-Hz-Rauschen nur schwer zu unterscheiden --> endlos lange Messungen. Gruß, Gerhard H DK4XP
:
Bearbeitet durch User
Abdul K. schrieb: > ist in Fig. 5 eine zweistufige Verstärkerschaltung gezeigt, in der > jeweils Rückkopplungswiderstände zur Transistorvorstufe eingebaut sind. > Aber wozu sind sie wirklich gut? Die Verstärkung könnte man ja auch > konventionell am invertierenden OpAmp definieren Das muss so sein, damit man eine definierte Verstärkung dieser Stufen (vom Gate des JFet zum Ausgang des jeweiligen OPV) einstellen kann. Anderenfalls hätte man die Verstärkung des OPV multipliziert mit der steilheitsabhängigen Verstärkung der JFet-Stufe. Auf Seite 533 sieht man wie unterschiedlich die Steilheiten sind, dazu noch Temperatur usw.. Abdul K. schrieb: > Was für Werte wären da sinnvoll, leider ist nichts angegeben. Doch, steht alles im Text. Auf Seite 536: R3=10R, R8=100R Im Übrigen ist diese Schaltungsstruktur und Dimensionierung altbekannt: http://www.dg4rbf.de/File_Lima/Ultra%20Low%20Noise%20AMP%20V1.7f%20_WebSeite.pdf Das o.g. Paper ist also überflüssig.
:
Bearbeitet durch User
Danke für eure Erklärungen! OK, bei Wenzel sah ich das doch tatsächlich mal. Längst vergessen. Wenzel hat aber am OpAmp-Minuseingang C und R getauscht im Vergleich zum Paper oben. Ist das stabiler gegen Schwingneigung? Arbeitet ja dann als Integrator, würde ich sagen. Bei AoE schau ich gleich mal rein. Wenn man sich das bloß alles merken könnte... Wenzel: https://techlib.com/files/lowamp.pdf
:
Bearbeitet durch User
Abdul K. schrieb: > Wenzel hat aber am OpAmp-Minuseingang C und R getauscht im Vergleich zum > Paper oben. Das ist etwas anderes. Wenzel und Kaa machen Gleichspannungskopplung zur JFet-Vorstufe. Da regelt der OPV neben der Verstärkung auch den Gleichspannungsarbeitspunkt der ganzen Schaltung. Dadurch ist man in der Dimensionierung eingeschränkter. Der Kondensator dient wohl der Stabilität und Bandbreitenbegrenzung. In dem Paper oben ist AC-Kopplung zur JFet-Vorstufe. Der R4 liefert den Biasstrom für den -Eingang des OPV. R4 muss ziemlich hochohmig sein, damit die Leerlaufverstärkung der Schaltung nicht zu stark verringert wird.
:
Bearbeitet durch User
Widersprichst du dir jetzt nicht selber, du hast Kaa als Referenz angegeben und der bezieht sich in seinem Text auf Wenzel. Verwirrend.
:
Bearbeitet durch User
Abdul K. schrieb: > Widersprichst du dir jetzt nicht selber In welcher Hinsicht? Die Struktur bezüglich deiner Anfrage oben ist doch gleich, die Kopplung zur JFet-Vorstufe ändert daran nichts.
R und C am Minuseingang des OpAmp sind doch vertauscht. Das ändert nix Regelungsverhalten am unteren Rückkopplungszweig?
Abdul K. schrieb: > R und C am Minuseingang des OpAmp sind doch vertauscht. Die sind nicht "vertauscht", die Funktionen hatte ich doch oben beschrieben. > Das ändert nix Regelungsverhalten am unteren Rückkopplungszweig? Genau, solange die Leerlaufverstärkung groß gegenüber der außen eingestellten ist.
ok. In AoE3 fand ich nichts zu dieser Schaltung.
Chris Featherstone von TI hat dazu was geschrieben. SLPA018
Leute, ich bin etwas spaet ... die untere Grenzfrequenz ist wirklich ausserordentlich niedrig. Das bedeutet sinnlos grosse Koppelkondensatoren.
Angehängte Dateien:
Gerhard H. schrieb: > Unverständlich, ... Es wäre noch möglich zu simulieren, wie sich die Schaltung bei Störspannungen am Ausgang (siehe Skizze) verhält.
Was jetzt halt noch fehlt sind Schutzbeschaltungen. zB um das Rauschen auf 100V DC zu messen
Thread beobachten
Seitenaufteilung abschaltenBitte melde dich an um einen Beitrag zu schreiben. Anmeldung ist kostenlos und dauert nur eine Minute.
Bestehender Account
Schon ein Account bei Google/GoogleMail? Keine Anmeldung erforderlich!
Mit Google-Account einloggen
Mit Google-Account einloggen
Noch kein Account? Hier anmelden.