Hallo, für einige Solarmodule (345Wp) habe ich step-up-Laderegler gebaut. Eingang jeweils 1 Modul, Ausgang LiFePo4 15s(->ca 50V). Der Schalttransistor Tr1(CSD19536) geht in unregelmäßigen Abständen kaputt (Kurzschluss zwischen Drain und Source). Ich habe schon andere Transistoren (150V statt 100V max. UDS) probiert, ohne Verbesserung. Gerne liefere ich noch weitere Angaben. Ich hoffe, dass mir jemand helfen kann, meine(n) Fehler zu finden. Grüße Wilhelm
Er geht immer dann kaputt, wenn die Spule ihre Energie nicht los wird in der zur Verfügung stehenden Zeit und der Strom erst diskontinuierlich dann kontinuierlich immer weiter zunimmt, durch den Eingangselko auch über das vom PV Panel hinausgehende Mass hinaus ? Vielleicht doch besser einen UC3845 nehmen.
Wilhelm W. schrieb: > Gerne liefere ich noch weitere Angaben. Wie sieht das Layout aus? Hast du den Switchnode (Drain des Schalttransistors) mal mit dem Oszilloskop angeschaut? Klingelt da was? Gibt es Stufen in der Schaltflanke? Wofür bzw. wogegen ist die D10?
Wilhelm W. schrieb: > Ich habe schon andere Transistoren (150V statt 100V max. UDS) probiert, > ohne Verbesserung. > > Gerne liefere ich noch weitere Angaben. > > Ich hoffe, dass mir jemand helfen kann, meine(n) Fehler zu finden. Das Zauberwort lautet EMV. Genauer, der Abschaltvorgang des Transistors ist kritisch. Wenn dein Ausgangsstrompfad nicht HF-tauglich ist, gibt es "nette", sehr kurze Überspannungspulse am Drain und killen dir irgendwann mal den MOSFET. Zeig uns dein Layout. Wozu sollen D9 uznd D10 gut sein? Angstdioden? http://www.lothar-miller.de/s9y/categories/40-Layout-Schaltregler
33µs Zeitkonstante für den Stromsensor finde ich gewagt. In der Zeit steigt der Strom um 50A.
D4 ist 'ne Angstdiode und D9/D10 sollen wohl Transienten eliminieren so sie denn auftreten.
D10 ist ein riesen Klopper d.h. hat eine große Kapazität. Die treibst Du fröhlich mit. Sinnlos ist die außerdem. Was regelt den die ganze Chose? Was schützt den Transistor gegen Überstrom, was verhindert Überspannung? Ist das wieder eines dieser direkt MCU geregelten Netzteile (dsPIC) deren MCU Regelkreis zu langsam ist und mit brachialem Aufwand fast alles schlechter macht als ein dediziertes Schaltwandler IC?
Naja wenn er am Eingang nur ein PV-Modul hat... damit kriegt er keinen IRFB4110 getötet, zumindest nicht wegen Überstrom. Aber was mir gerade noch eingefallen ist, wäre es möglich, daß der Akku am Ausgang von einem BMS abgeschaltet wird oder so? Das mögen solche Wandler gar nicht wenn sie dann nicht bei hochlaufender Ausgangsspannung abgeschaltet werden.
Max M. schrieb: > D10 ist ein riesen Klopper d.h. hat eine große Kapazität. > Die treibst Du fröhlich mit. > Sinnlos ist die außerdem. ACK.
Michael B. schrieb: > Vielleicht doch besser einen UC3845 nehmen. M.E. einen Boost Regler mit Synchrongleichrichtung wie den LM5122.
Max M. schrieb: > Michael B. schrieb: >> Vielleicht doch besser einen UC3845 nehmen. > > M.E. einen Boost Regler mit Synchrongleichrichtung wie den LM5122. Lohnt sich doch bei der relativ hohen Spannung kaum.
Arno R. schrieb: > 33µs Zeitkonstante für den Stromsensor finde ich gewagt. In der Zeit > steigt der Strom um 50A. Da sehe ich auch den Knackpunkt. Bei 33V und 22uH steigt der Spulenstrom um 1,5A/us. Wieviel us dauert es dann, bis der Sättigungsstrom der Speicherdrossel überschritten wird?
Mark S. schrieb: >> 33µs Zeitkonstante für den Stromsensor finde ich gewagt. In der Zeit >> steigt der Strom um 50A. > Da sehe ich auch den Knackpunkt. Bei 33V und 22uH steigt der Spulenstrom > um 1,5A/us. Wieviel us dauert es dann, bis der Sättigungsstrom der > Speicherdrossel überschritten wird? Wer sagt denn, daß die Schaltung mit Pulsstrombegrenzung arbeitet? Wenn man es richtig macht, reicht eine Messung des mittleren Stroms, die kann deutlich langsamer erfolgen. Weder das Solarpanel noch der Akku sind schnelle, dynamische Komponenten.
Mark S. schrieb: > Arno R. schrieb: >> 33µs Zeitkonstante für den Stromsensor finde ich gewagt. In der Zeit >> steigt der Strom um 50A. > Da sehe ich auch den Knackpunkt. Bei 33V und 22uH steigt der Spulenstrom > um 1,5A/us. Wieviel us dauert es dann, bis der Sättigungsstrom der > Speicherdrossel überschritten wird? Geht schnell, zu schnell.
Max M. schrieb: > H. H. schrieb: >> Lohnt sich doch bei der relativ hohen Spannung kaum. > 7A RMS out bei 350Wp. Schon, aber der Wirkungsgrad wird eben nur sehr wenig besser.
Welchen Kurzschlussstrom kann denn das PV-Modul maximal liefern?
Mark S. schrieb: > Welchen Kurzschlussstrom kann denn das PV-Modul maximal liefern? Wohl 11A. So steht es zumindest in seinem Schaltplan.
H. H. schrieb: >> 7A RMS out bei 350Wp. > > Schon, aber der Wirkungsgrad wird eben nur sehr wenig besser. 0,3V bei 7A, verteilt auf die beiden Dioden nach DB. 0,3 x 7 x 2 = 4,2W. <1% gesammt, aber 4,2W die man am Halbleiter wegkühlen muss. Mit einem zweiten IRFB4110 als synch Gleichrichter sind das ca. 0,05W. Da braucht es nicht mal einen KK.
Schon klar, und wer den Aufwand treiben mag, der soll es eben tun.
Jetzt habe ich schon eine Menge Hinweise bekommen, dafür brauche ich noch 1 - 2 Tage. Hier noch das Layout Viele Grüße Wilhelm
Wilhelm W. schrieb: > Jetzt habe ich schon eine Menge Hinweise bekommen, > dafür brauche ich noch 1 - 2 Tage. > Hier noch das Layout Siehe Bildformate Mehr Auflösung und PNG sind angesagt, im Idealfall sogar als vektorielles PDF.
Dein R33 ist "etwas" zu niederohmig ;-) Die Masseverbindung zwischen IC3 (Treiber) und TR1 (MOSFET) ist ungünstig. Da kann vom Drain ordentlich induktiv was einkoppeln, außerdem klingelt dein Gate dann mehr. Die Masseanbindung von C13 ist auch schlecht. Zeichne die Stromschleifen ein und staune. http://www.lothar-miller.de/s9y/categories/40-Layout-Schaltregler Richtiges Designen von Platinenlayouts "Masseflächen können eine Schaltung deutlich verbessern, wenn sie richtig benutzt werden. Sie können aber auch genau das Gegenteil bewirken, wenn sie als automatisches Wundermittel betrachtet werden."
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Hier schon mal alle Angaben. die ich ohne weitere Messungen machen kann. (Messungen morgen, wenn die Sonne mitspielt) D4, D9 und D10 sind tatsächlich Angstdioden, die kann ich natürlich weglassen Stimmt, der Wandler ist von einem dsPIC33 gesteuert. Geregelt wird auf MPP, d.h. die Einschaltdauer der PWM wird nachgeführt, bis die aufgenommene Leistung maximal ist. Bei 140 KHz dauert ein Takt ca 7,14µs, Einschaltdauer liegt unter 45% (30V -> 50V), also bei max 3,2µs. Heute lag die Einschaltdauer zwischen 30% und 40% Solarmodul-Daten (LG340N1T-V5) Leerlaufspannung: 40,8V; Spannung im MPP: 34,4V; Kurzschlussstrom: 10,38A; Strom im MPP: 9,89A Der angeschlossene Akku hat kein Batteriemanagement (nur Balancer), die Überwachung nach oben erledigen die hier behandelten Wandler. Die Diode D1 statt Synchron-Mosfet hat für mich den Vorteil, dass ich zum Zusammenschalten mehrerer Module keine weitere Diode benötige. Nach http://schmidt-walter-schaltnetzteile.de/smps/aww_smps.html fängt mit 22µH und 140KHz der nichtlückende Betrieb bei ca 1,25A an. Macht es Sinn, bei darunter liegenden Strömen die PWM-Frequenz zu erhöhen? Der letzte Defekt heute erfolgte bei ca 5A Ausgangsstrom. Grüße Wilhelm
Wilhelm W. schrieb: > Der letzte Defekt heute erfolgte bei ca 5A Ausgangsstrom. Da gibt es mehrere mögliche Gründe: a. Überspannung b. Überstrom c. Übertemperatur d. SOA überschritten Da Du ausser 'ist kaputt' kaum Daten lieferst kann ich nicht mehr sagen.
Wie gesagt, Überstrom glaube ich nicht. Der IRFB4110 hat kein Problem damit, ein 10..12A Solarmodul immer wieder komplett kurzzuschließen. Zu heiß wird das Ding ja wohl hoffentlich nicht werden, das sollte de TE ausschließen können. Ich glaube da müsste man mal Messungen mit dem Oszi machen, aus der Ferne wird das eher schwierig.
Wilhelm W. schrieb: > D4, D9 und D10 sind tatsächlich Angstdioden, die kann ich natürlich > weglassen Die Angstdiode D10 haette auch direkt an Drain und Source liegen müssen. Im Layout ist die Schleife zu groß. Was mir noch im Datenblatt auffällt, wäre der Mosfet hat rund 10nF Gate-Kapazität. Der Treiber ist für rund 1nF Lastkapazität. https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-IRFB4110-DataSheet-v01_01-EN.pdf?fileId=.... Wegen dieser ID funktionieren gepostete Links nicht. https://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/21415D.pdf
Max M. schrieb: > Da gibt es mehrere mögliche Gründe: > a. Überspannung > b. Überstrom > c. Übertemperatur > d. SOA überschritten Hey, das kann man doch in Rammstein-Manier vertonen Ü-berspannung, Ü-berstrom, Ü-bertemperaturrrrrr!!! Ü-bersprechen, Ü-berlasten, Ü-berladen, Ü-berhitzen!!! https://www.youtube.com/watch?v=NeQM1c-XCDc Dein Layout ist Fluch und Segen, mein CE-Zertifikat kann ich dir nicht geben! ;-)
Wilhelm W. schrieb: > Der letzte Defekt heute erfolgte bei ca 5A Ausgangsstrom. Nach welcher Betriebszeit? Wie oft gibt es denn den Defekt? Alle paar Minuten, Stunden oder Tage?
Falk B. schrieb: > Hey, das kann man doch in Rammstein-Manier vertonen > > Ü-berspannung, Ü-berstrom, Ü-bertemperaturrrrrr!!! > Ü-bersprechen, Ü-berlasten, Ü-berladen, Ü-berhitzen!!! > > https://www.youtube.com/watch?v=NeQM1c-XCDc Toller Link! mfg Klaus
Der Widerstand R33 hat 2.2k Ausfälle sind manchmal im Tagesabstand, manchmal liegen Wochen oder Monate dazwischen. Hier noch Bilder der Drain-Spannung
Wilhelm W. schrieb: > Hier noch Bilder der Drain-Spannung Wenn es ein 2-Kanal Oszi sein sollte, wäre noch aufschlussreich das Signal von IN1 mit darzustellen. Oder man triggert auf dieses Signal.
Wilhelm W. schrieb: > Stimmt, der Wandler ist von einem dsPIC33 gesteuert. Das wäre zum Beispiel auch eine mögliche Fehlerquelle. Für einen solchen Fall, dass so ein Chip für ein ein paar µs hängen sollte, könnte noch ein Monoflop (mit logischer &-Verknüpfung) eingeschleift werden um die maximale On-Zeit des Mosfet zu begrenzen.
Die Schaltflanken sehen ziemlich mies aus. Mal nen kräftigeren Treiber versuchen und/oder PowerMOSFET mit weniger gate-Kapazität. Hilfreich ist in jedem Fall ein Zweikanal plot mit Vds vs Vgs.
Wilhelm W. schrieb: IE_2A.png 1 MB IE_1.2A.png 1,2 MB IE_0.7A.png 1,2 MB Siehe Bildformate!!! Entweder macht man direkt digitale Screenshots mit dem Oszi und exportiert über den USB-Stick oder man macht, warum auch immer ein Photo mit dem Smartphone/Digitalkamera und speichert als JPG. Siehe Anhang! > Hier noch Bilder der Drain-Spannung Sieht etwas komisch aus. Langesame Flanken, vor allem die fallende, die eigentlich sehr schnell sein sollte, und ein komisches Ausschwingen in dem einen Bild. Ich wiederhole mich. Auch wenn du wahrscheinlich keine Lust hast. Beitrag "Re: Step-Up Transistor laufend defekt"
Falk B. schrieb: > und ein komisches Ausschwingen in dem einen Bild. Mich würde die zugehörige Gatespannung interessieren. Falk B. schrieb: > Zeichne die Stromschleifen ein und staune. Mir scheinen die auf den ersten Blick etwas geräumig/unsortiert... Wilhelm W. schrieb: > Hier noch Bilder der Drain-Spannung Screenshots, die digital im jeweiligen Gerät gemacht werden, bitte als PNG, GIF oder WEBP. Fotos, auch solche von Bildschirmen, bitte als JPG. > Hier noch Bilder der Drain-Spannung Womit gemessen (analoge Bandbreite)? An welcher Stelle sind Masseklemme und Tastspitze angebracht? BTW: ein Bildschirmraster ist beim Ablesen oft hilfreich.
Lothar M. schrieb: > Falk B. schrieb: >> Zeichne die Stromschleifen ein und staune. > Mir scheinen die auf den ersten Blick etwas geräumig/unsortiert... Ich würde sie mindestens "gewagt" nennen.
Habe ein neues Layout erstellt und versucht, Vorgaben von hier: http://www.lothar-miller.de/s9y/categories/40-Layout-Schaltregler umzusetzen.
Wilhelm W. schrieb: > Habe ein neues Layout erstellt und versucht, Vorgaben von hier: Du sollst erstmal das AKTUELLE analysieren!
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Wilhelm W. schrieb: > Habe ein neues Layout erstellt und versucht, Vorgaben von hier: > http://www.lothar-miller.de/s9y/categories/40-Layout-Schaltregler > umzusetzen. Der Link ist gut. mfg Klaus
Wie heir schon erwähnt, sind die Schaltflanken viel zu langsam. Ursache ist vermutlich ein zu schwacher Treiber. Dadurch ist der Mosfet zu lange in einem halb eingeschalteten Zustand mit hoher Verlustleistung, so dass er letztendlih den Hitzetod stirbt. Im halb durchgeschalteten Bereich sind Mosfets auch oft thermisch instabil, da die Gate.Source Schewellspannung mit steigender Temperatur sinkt und es in Bereichen zu einem lokalen thermischen "Weglaufen" ähnlich dem Durchbruch 2.Art bei Bipolartransitoren kommen kann. Hier ein Artikel der NASA zu diesem wenig bekannten Problem: https://www.nasa.gov/sites/default/files/files/NESC-TB-10-01_Power_MOSFET_Thermal_Instability-1-28-10_NRB_TECH_BULLETIN_FINAL.pdf Ich würde es mal mit einem stärkeren Treiber probieren.
Fritz G. schrieb: > Ich würde es mal mit einem stärkeren Treiber probieren. Dieter D. schrieb: > Was mir noch im Datenblatt auffällt, wäre der Mosfet hat rund 10nF > Gate-Kapazität. Der Treiber ist für rund 1nF Lastkapazität. Falk B. schrieb: > Sieht etwas komisch aus. Langesame Flanken,
Wilhelm W. schrieb: > Der Schalttransistor Tr1(CSD19536) geht in unregelmäßigen Abständen > kaputt (Kurzschluss zwischen Drain und Source). Offensichtlich stocherst Du im Dunklen. Deine Schaltflanken sind nicht steil. Der TC427 ist mir auch zu schwach. Der Output Widerstand beträgt 6 Ohm. Selbst wenn Du zwei Outputs parallel schaltest dann hast Du immer noch 3 Ohm. Mit welcher Spannung wird der TC427 betrieben? Ich kann Dir nur empfehlen mit LTspice zu simulieren. Würth stellt für so gut wie jede Induktivität ein Modell bereit. Ob TI für den MOSFET ein Modell hat ist fraglich. Die sind bei Modellen oft proprietär. Aber man kann unter LTspice in der Liste der MOSFET nach ähnlichen Typen suchen, Gate Charge & Ron ... . Aber wenn es nur die flachen Flanken wären, dann würde der MOSFET heiß werden. mfg Klaus
Klaus R. schrieb: > Wilhelm W. schrieb: >> Der Schalttransistor Tr1(CSD19536) geht in unregelmäßigen Abständen >> kaputt (Kurzschluss zwischen Drain und Source). > > Offensichtlich stocherst Du im Dunklen. Deine Schaltflanken sind nicht > steil. Der TC427 ist mir auch zu schwach. Der Output Widerstand beträgt > 6 Ohm. Selbst wenn Du zwei Outputs parallel schaltest dann hast Du immer > noch 3 Ohm. Mit welcher Spannung wird der TC427 betrieben? Hier mal ein Treiber, der 10nF Last schnell und bis 9A treiben kann: http://www.ti.com/general/docs/lit/getliterature.tsp?genericPartNumber=ucc27321&fileType=pdf
Bernd K. schrieb: > Hier mal ein Treiber, der 10nF Last schnell und bis 9A treiben kann: > http://www.ti.com/general/docs/lit/getliterature.tsp?genericPartNumber=ucc27321&fileType=pdf Das ist ja mal etwas. TI bietet sogar auch ein Modell an das nicht verschlüsselt ist. mfg Klaus
Das Ganze sieht hoffnungslos unterdimensioniert aus. Die Drossel mit Sättigung bei 15,5A ist für 11A sehr knapp. Die Elkos 220µF vertragen vielleicht 1A Ripple, da lachen die 11A darüber. Für hohe Frequenzen hätte ich nen Haufen MLCCs vorgesehen. Auch die Leiterzüge sind verdammt schmal, selbst bei 105µ Dicke. Sich nur auf die Software zu verlassen, kommt mir auch riskant vor. Ich hab deshalb einen ATtiny261 zur Steuerung verwendet, der hat in Hardware eine Schnellabschaltung über den Analog-Komparator direkt auf die PWM-Ausgänge (Fault Protection Unit). Man kann damit die Steuerung gefahrlos optimieren ohne ständig neue Transistoren zu füttern.
Peter D. schrieb: > Sich nur auf die Software zu verlassen, kommt mir auch riskant vor. Ich > hab deshalb einen ATtiny261 zur Steuerung verwendet, der hat in Hardware > eine Schnellabschaltung über den Analog-Komparator direkt auf die > PWM-Ausgänge (Fault Protection Unit). Das gibt es auch fertig als MOSFET-Treiber mit Stromeingang.
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