Announcement: there is an English version of this forum on Hallo, ich habe so ähnlich wie hier Beitrag "DDS erster Versuch" oder beim Vater dieser Dinger http://www.myplace.nu/avr/minidds/ 'mal einen DDS zusammengenagelt. Bei mir stimmt die Frequenz nicht wirklich: 10Hz = 9,97Hz 100Hz ~ 109Hz 1000Hz ~ 1007Hz 10000Hz ~ 9852Hz 100000Hz ~ 91139Hz gemessen mit TANDAR TF 200 und VOLTCRAFT VC1008 und "Dings" Multimeter Die sind sich einig. Quarz 14,745600MHz Schleife wie Jesper. ; f = r24/r25/r26 * (14745600/9)/16777216 ; f = r24/r25/r26 * 0.09765625 Ist das normal ? Um ein - zwei Hertz würde ich ja nicht streiten. MfG Werner
Werner schrieb: > Ist das normal ? Ich würd sagen: Nein. Ist ein bischen viel Abweichung quer durch die Bank.
Ohne deinen Code zu kennen, ist es schwierig, den Fehler einzukreisen. Mögliche Ursachen sind eine falsche Prozessorzyklenzahl als Basis der Frequenzberechnung, eine von der Angabe auf dem Quarz abweichende Prozessorfrequenz oder sonstwas ... Aber normal ist das bestimmt nicht.
Hallo,
es ist ein ATmega8 mit besagtem Quarz.
Er wird von einem zweiten ATmega16 ( Tastatur, Drehgeber, LCD, USB
Interface etc.) per TWI getsuert.
Also nur über TWI Interrupts unterbrichen.
Die Zweiteilung wollte ich um eine bessere Bedienerführung, - oberflöche
zu haben.
Aber einmal eingestellt schweigt der 16er. Ich kann ihn auch abziehen.
Die paar Zeilen im 8er laufen völlig ungestört ab. Code Snipsel unten:
Hat schon einmal jemand nachgemessen ?
LG Werner
ldi r16,low(RAMEND)
out SPL, r16 ; setup stack pointer
ldi r16, high(RAMEND)
out SPH,r16
clr r16
out PORTD,r16 ; clear all PORTD bits
out PORTB,r16 ; clear all PORTB bits
ser r16 ;
out DDRD,r16 ; set all PORTD bits as output
out DDRB,r16 ; set all PORTB bits as output
; TWI INITIALISIERUNG
rcall TWI_INI
; STARTWERTE
clr DATA
clr ADRESS
; alle Interrupts freigeben
sei ; global enable interrupts
; set sinewave output as default
ldi ZH, high(sine*2) ; Initialize Z pointer
ldi ZL, low(sine*2)
; clear accumulator
ldi r29,0x00 ; clear accumulator
ldi r28,0x00 ; clear accumulator
; setup adder registers
ldi r24,0x55 ; setup adder value
ldi r25,0x35 ; to 1 kHz
ldi r26,0x00 ;
; main loop
;
; r28,r29,r30 is the phase accumulator
; r24,r25,r26 is the adder value determining frequency
;
; add value to accumulator
; load byte from current table in ROM
; output byte to port
; repeat
LOOP1:
add r28,r24 ; 1
adc r29,r25 ; 1
adc r30,r26 ; 1
lpm ; 3
out PORTD,r0 ; 1
rjmp LOOP1 ; 2 => 9 cycles
;***********************************************************************
*******
; data tables
;***********************************************************************
*******
; force table to begin at 256 byte boundary
.org 0x080
sine: ; 256 step sinewave table
.db
0x00,0x00,0x00,0x00,0x00,0x00,0x01,0x01,0x02,0x03,0x03,0x04,0x05,0x06,0x
07,0x08
.db
0x09,0x0a,0x0c,0x0d,0x0f,0x10,0x12,0x13,0x15,0x17,0x19,0x1b,0x1d,0x1f,0x
21,0x23
.db
0x25,0x27,0x2a,0x2c,0x2e,0x31,0x33,0x36,0x38,0x3b,0x3e,0x40,0x43,0x46,0x
49,0x4c
.db
0x4f,0x51,0x54,0x57,0x5a,0x5d,0x60,0x63,0x67,0x6a,0x6d,0x70,0x73,0x76,0x
79,0x7c
Werner schrieb: > Er wird von einem zweiten ATmega16 ( Tastatur, Drehgeber, LCD, USB > Interface etc.) per TWI getsuert. Dann würde ich mir in besagtem 2-ten Mega mal die Berechnung der Additionskonstante genauer ansehen. Mit deren Korrektheit steht und fällt die Genauigkeit der Jesper-DDS
Hallo, das ist ein schönes Forum! Es hätte ja sein können, dass Jesper so geht .. Der "große" 16er läuft mit BASCOM. Die DDS relevanten Variablen waren Typ "single", das reicht wohl nicht, ( Frequenz, Auflösung ) 1 und 10 kHz sahen "double" schon OK aus... +/- Auflösung morgen klingelt wieder der Wecker :0( Danke.
Typ single reichen natürlich nicht. Denn single hat im optimalen Fall 5-6 stellen Auflösung.
Hallo,
heute habe ich nochmal dran gemacht....
Die Rundungsfehler ( mangelnde Genauigkeit ) sind wohl weg.
BASCOM mit der DOUBLE.LBX und mein Taschenrechner errechnen die gleichen
Werte für den Addierer.
Also wieder gemessen:
10 Hz ~ 9,9 Hz
100 Hz ~ 100,1 Hz
1000 Hz ~ 999,9 Hz
10000 Hz ~ 9843,0 Hz
100000 Hz ~ 91019 Hz
? Ich habe die Berechnung im 16er auch weggelassen und die Sollwerte
direkt
per TWI reingeschrieben.
? Am Ende habe ich den 8er so programmiert, dass auf Reset die Sollwerte
angenommen wurden 1024 , 10240 , 102400 usw.
?
LG Werner
Werner schrieb: > Hallo, > > heute habe ich nochmal dran gemacht.... > > Die Rundungsfehler ( mangelnde Genauigkeit ) sind wohl weg. > BASCOM mit der DOUBLE.LBX und mein Taschenrechner errechnen die gleichen > Werte für den Addierer. Das heißt noch lange nicht, dass sie stimmen. Gib doch mal ein paar Werte an. > Also wieder gemessen: > > 10 Hz ~ 9,9 Hz > 100 Hz ~ 100,1 Hz > 1000 Hz ~ 999,9 Hz > 10000 Hz ~ 9843,0 Hz angenommen, nur angenommen (du magst das praktische Experiment machen), du würdest hier bei dieser Einstellung deinen Additionswert um 1 erhöhen und mit dem die DDS laufen lassen; wärst du dann über 10000 Hz drüber?
Eine DDS mit Gleitkomma? Ich dachte man benutzt DDS um ohne Gleitkomma auszukommen ;-) Wenn nicht sogar Gleitkomma mit der begrenzten "schwammigen" Genauigkeit da mehr kaputt macht als ganz.
Hallo
Quarz 14,745600 MHz,
9 Zyklen
(14745600 / 9) / 2°24
1638400 / 16777216 = 0,09765625
f(out) = 0,09765625 * ADDER
ADDER = f(out) / 0,09765625
z.B. für 1000 Hz
1000 / 0,09765625 = 10240 = ADDER
ADDER jewils + 1
10 Hz ~ 9,9 Hz 9,9 Hz
100 Hz ~ 100,1 Hz 100,1 Hz
1000 Hz ~ 999,9 Hz 998,6 Hz
10000 Hz ~ 9843,0 Hz 9986,9 Hz
100000 Hz ~ 91019 Hz 91089 Hz
Also nicht über 10.000 Hz. Aber näher dran.
Grüße Werner
Werner schrieb: > Hallo > > Quarz 14,745600 MHz, > 9 Zyklen > (14745600 / 9) / 2°24 > 1638400 / 16777216 = 0,09765625 > > f(out) = 0,09765625 * ADDER > ADDER = f(out) / 0,09765625 > > z.B. für 1000 Hz > 1000 / 0,09765625 = 10240 = ADDER > > > ADDER jewils + 1 > 10 Hz ~ 9,9 Hz 9,9 Hz > 100 Hz ~ 100,1 Hz 100,1 Hz > 1000 Hz ~ 999,9 Hz 998,6 Hz das ist jetzt aber verblüffend. Die Frequenz wird kleiner? > 10000 Hz ~ 9843,0 Hz 9986,9 Hz > 100000 Hz ~ 91019 Hz 91089 Hz > > Also nicht über 10.000 Hz. Aber näher dran. Mit anderen Worten: Deine Berechnung ist Sch....
Hallo Simon, nein in den DDS gehen 24 bit. Nur ich kann das nicht im Kopf, also soll z.B. 1000 auf der Tastatur eingegeben werden und dann 10240 reingeschoben werden. Das geht auch, nur > ~ 5000 Hz ist der DDS zu ungenau. Warum auch immer ? Grüße Werner
Mit anderen Worten: Deine Berechnung ist Sch.... Und wenn du das so rechnest > 1638400 / 16777216 = 0,09765625 > 1000 / 0,09765625 = 10240 = ADDER wundert mich das noch nicht einmal. und wie dann? Etwas konstruktiver. LG Werner
Ich hab mir das mit der Berechnung noch mal durch den Kopf gehen lassen und ein wenig mit dem Taschenrechner gespielt. War nicht so schlimm wie gedacht. Probier mal was aus
1 | .... |
2 | |
3 | ; setup adder registers |
4 | |
5 | ldi r24,0x00 ; setup adder value |
6 | ldi r25,0x00 ; to 1 kHz |
7 | ldi r26,0x01 ; |
8 | |
9 | .... |
und setz keinen Wert von extern. das müsste bei deiner Quarzfrequenz glatte 6400 Hz ergeben. Wieviel misst du tatsächlich? Was ist wenn du den sei rausnimmst, so dass auf keinen Fall Interrupts dazwischen kommen können?
egal wie, (1000 * 16777216) / 163840 Die Zahlenfolge bleibt 1024 + eine Reihe Nullen. Wenn ich das direkt im Addierregister des 8er habe kommt trozdem die falsche Frequenz raus. Oder sehe ich da was nicht ? Werner
Der Wert von 0,09765625 für die Skalierung ist schon Ok. Vermutlich war nicht klar, das die Taktfrequenz des Quarzes tatsächlich durch 9 teilbar ist. Die Rechnung ist halt schon etwas BASCOM angehaucht, immer nur 1 Schritt pro Zeile. Sonst aber wohl OK. Das Problem wird wohl sein wie die ADDR-Werte berechnet werden, also der Code vom Mega16. Ein Problem könnte das 1000/ 0,09765625 sein besser wäre ggf. 1000.0 / 0,09765625 - so wäre klar das die Konstante auch Fließkomma ist.
Werner schrieb: > egal wie, > > (1000 * 16777216) / 163840 > > Die Zahlenfolge bleibt 1024 + eine Reihe Nullen. > Wenn ich das direkt im Addierregister des 8er habe kommt trozdem die > falsche Frequenz raus. > > Oder sehe ich da was nicht ? Nein, nein. Du hast schon recht. Da ist irgendwas anderes faul * Quarz daneben. Dazu ist die Abweichung zu groß * Übertragung klappt nicht richtig * Interrupts funken dazwischen. Daher der Vorschlag: Schreib den Wert direkt ins DDS Programm rein und sorg dafür, dass auf keinen Fall Interrupts dazwischen funken können. Dann MUSS die Frequenz richtig rauskommen. Und dann arbeiten wir von hinten nach vorne und aktivieren wieder einzelne Teile.
r24 = 0x00, r25 = 0x00, r26 = 0x01 TANDAR TF 200 6335 Hz ( Der Zähler zählt ) VC1008 6350 +/- 10Hz ( Das Voltcraft macht das aus der Periodendauer, schankt wegen des Jitter ( noch ein Thema zum Jesper )) Der ATmega ist ganz alleine, der 16er abgezogen. Grüße Werner
> Wenn ich das direkt im Addierregister des 8er habe kommt trozdem die > falsche Frequenz raus. Sorry. Überlesen. Dann gibt es nur noch einen Schluss. Wenn der SEI auch noch auskommentiert ist, dann stimmen die 14.xx Mhz nicht.
SEI ist raus. Die 14,745600 MHz kann ich am ATega nicht messen. Der Zähler hat dort 50 Ohm Eingangsimpedanz ,saldo NULL. Wenn ich das Voltcraft an's Quarz hänge passiert seltsames. Ich habe eine Schleife um den ATmega gelegt. Ein KENWOOD TS 850 SAT enpfängt QRG 14,745600 im Schwebungsnull. Und das Ding war teuer, stimmt. Das Quarz sollte also +/- 50 Hz stimmen. 1 Hz wenn ich die Schwankungen der Feldstärkeanzeige verfolge. Hat denn jemand schon 'mal gemessen, oder freunen sich alle wenn sie eine Frequenz wählen / anzeigen und etwas zappelt ? mfg Werner
Werner schrieb: > Hat denn jemand schon 'mal gemessen, oder freunen sich alle wenn sie > eine > Frequenz wählen / anzeigen und etwas zappelt ? Darum gehts nicht. Aber wenn deine Schleife 9 Taktzyklen braucht UND der Quarz 14.x Mhz hat UND die Tabelle 256 Einträge umfasst, die eine Schwingung beschreibt, dann laufen da 6400 Schwingungen pro Sekunde durch. Was anderes ist nicht möglich. So ein µC ist ja eine deterministische Maschine - völlig vorhersehbar.
Danke auch Ulrich, habe ich jetzt erst gesehen. f(our) ist as DOUBLE dimensioniert. Da bei 10, 100, 1000, 10000 usw. eh glatt auch egal. Die Berechnung ist auch als Ursache ausgeschlossen, die Werte habe ich auch "hard wired" im DDS gehabt. Ich frage mich eher: Hat es keiner gemerkt ? ODER Was mache ich falsch ? Grüße Werner.
Ich überleg gerade, ob das hier .org 0x080 korrekt ist. Ich denke: ja. weil das ja eine Wort-Adresse ist (wegen CSEG)
0x100 / 2 Wollte weniger Platz verschenken. Die Bytes kommen brav in der richtigen Reihenfolge. ( AVR Studio , Debugger ) Das D/A Signal ist auch OK. Ausser dieser Jitter. Ich vermute die Schwankungen in der Periodendauer addieren sich auf, das wird mit höherer Frequenz immer wichtiger?
Werner schrieb: > 0x100 / 2 > > Wollte weniger Platz verschenken. > Die Bytes kommen brav in der richtigen Reihenfolge. > ( AVR Studio , Debugger ) Müsste alles stimmen > Das D/A Signal ist auch OK. > Ausser dieser Jitter. macht mich stutzig. Bei einem Quarz solltest du ja eigentlich keinen (oder fast keinen) Jitter haben. > Ich vermute die Schwankungen in der Periodendauer addieren sich auf, > das wird mit höherer Frequenz immer wichtiger? Seh ich auch so. Nur wo kommen die Schwankungen her? So wie ich das sehe, gibt es 4 Möglichkeiten * unabsichtliche Reset zwischendurch * Interrupts * Watchdog * Quarz instabil mehr fällt mir zu dem Thema nicht ein.
der Jitter ist wohl unvermeidlich. Auf dem Phasenrad werden mehr und mehr Werte der (D/A) Wertetabelle übersprungen. Umso mehr dest höher die Frequenz. Mit einem DigiScope sieht das lustig aus. ( Wenn dessen Abtastrate grad passt ) Auf dem analogen scheinen die Flanken zu zittern. Werner Hat den jeman so einen Jesper und kann mal messen ?
Ich hab leider kein Messequipment, sonst hätt ich das schon längst in einen µC gebrannt :-) Muss mir doch mal ein Oszi kaufen. > Auf dem Phasenrad werden mehr und mehr Werte der (D/A) > Wertetabelle übersprungen. Umso mehr dest höher die Frequenz. Drum ja auch der Vorschlag mit 00 00 01. Da müsste das Signal stehen wie eine 1, weil genau jeder einzelne Wert aus der Tabelle ausgegeben wird, ohne irgendwelches Überspringen. Die Kurve wird zwar nicht genau ein Sinus sein, aber alle Sinuse müssten absolut deckungsgleich sein. Softwareseitig kann es da keinen Jitter mehr geben.
Das lässt mir keine Ruhe. Kannst du unabsichtliche Reset zwischendurch ausschliessen?
Das mit dem Jitter kenne ich. Das sollte so ab etwa 20 kHz auch dem analogen Skope gut sichtbar werden, wenn man sich da nur das MSB anschaut. Sonst hängt es von der Qualität des Filters hinter dem AD ab. Die Schwankungen addieren sich aber gerade nicht auf beim DDS, sondern heben sich in der Summe sogar mehr auf. Vielleicht ist es ja doch die Frequenzmessung, die nicht so gut funktioniert. Bei viel Jitter kann das mit einer einzelnen Periode schon daneben gehen.
16er und 8er laufen am selben Netzteil. Auch wenn sie TWI getrennt sind. Der 16er läuft durch. Nach / während dem RESET wären die Ausgänge des R2R PORTs tristate ( Eingang ) Das würde man im Signal sehen.. R2R an 8 High Z INPUTS ... Nichts zu sehen.
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6400_Hz_speci.png
4,6 KB
Keiner mehr eine Idee ? Dann kommt das "Projekt" in die Tonne. Gibt es etwas anderes "Simples" ? Funktionsgenerator bis 100 kHz ? > das müsste bei deiner Quarzfrequenz glatte 6400 Hz ergeben. > Wieviel misst du tatsächlich? TANDAR TF 200 6336,x Hz mit nun 100 Sekunden Torzeit ( gähn... ) VC1008 6350 +/- 10Hz ( aus Periode berechnet ) und ein Speci... der sonst zuverlässig geht. Grüße Werner
Wenn noch nicht probiert, mal zum Test alle Interrupts sperren (SEI raus) und damit man einen ggf. auftretende Reset (z.B. über Watchdog) auch wirklich bemerkt am Start eine Warteschleife rein. Beim Code oben ist die Pause ggf. doch etwas kurz und könnte übersehen werden. Bei der Takterzeugung wäre ggf. zu überlegen es mit einem anderen Quarz zu probieren. Oder zum Test rein für den Quarz zusätzlich ein PWM Signal auszugeben. Mit dem dem Spci müsste man die Quarzfrequenz per Antenne ja auch finden können. Ein Quarzoszillotor läßt sich ggf. auch von außen stören wenn man Pech hat und der Aufbau schlecht ist. Da die Abweichung so groß ist, wäre es auch einen versuch wert das ganze mal mit dem internen RC Takt laufen zu lassen um den Fehler einzugrenzen - da kann weniger schief gehen.
Werner schrieb: > Gibt es etwas anderes "Simples" ? > Funktionsgenerator bis 100 kHz ? Na klar gibt's sowas: AD9833, DDS mit max. 25 MHz Takt, Sinus, Dreieck, Rechteck - Sinus mit Filter bis ca. 10 MHz, Dreieck und Rechteck bis 100 kHz zu gebrauchen. Oder : ein CPLD oder kleines FPGA und alles selber machen. Ist im Kern eigentlich ganz einfach, bloß die Sinus-Approximation macht Aufwand. W.S.
Die Interrupts hatte ich gestern schon gesperrt.
> SEI ist raus
Der Speci ist ein Soundkarten Device ( empfehlenswert, Freeware für
private Anwender ) geht aber nur bis 20 kHz.
Wenn jemand der keine Messgeräte hat und einen Jesper gebaut hat und mal
mit Scope 1.40 nachmessen möchte / könnte
Das "Dings" Multi ist im Auto.
Es hat aber genauso wie die drei Anderen gemessen.
Für mich ist erst 'mal Fakt : Jespers Frequenz stimmt nicht.
Die Quarzfrequenz stimmt, ein TS 850 lügt nicht :0)
10 und mehr % kann ein Quarz garnicht abweichen...
Im 8er habe ich heute einen warte TWI eingebaut.
Ich muss nach dem RESET nun eine START Condition senden, damit es
losgeht.
Bei einem RESET alleine läuft nix.
Wurde nie ein zweites Mal erwartet, hat nie geresetet.
?
Mal nur so gefragt. Du sagst das dein Signal jittert. Hast du auch ein Tiefpassfilter hinter dem DAC. Ohne dieses Filter sieht das Signal wie Stacheldraht aus. Eventuell könnte dein Messfehler daher kommen.
am Ausgang des R2R geht es 1K 220pF 1k und dann ein OPAmp * 1. AD648 , bei 100 kHz ist die Amplitude bereits 0,7 * 5 Volt (ss) Ich will da auch garnichts investieren, wenn das am Ende sowieso nicht funzt. Die Frage impliziert einen Messfehler ? Ich will gerne folgen ( wenn mir jemand sagt ich messe xy Hz und das ist OK so )
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6400Hzscope.jpg
31 KB
Ich habe den "Lattenzaun" vor dem Tiefpass photographiert. Dahinter sieht es nicht anders aus. Die 30 + 30pF ( Scope und Zähler in parallel ) reichen eigentlich schon ? Scope ein 40Mhz (? oder waren es 20) HAMEG.
Wenn du 6400Hz ausgibst dann schalte mal einen Tiefpass mit einer Grenzfrequenz von ca. 10KHz dahinter. Das beseitigt schon mal hochfrequente Störungen. Es können sonst irgendwelche Spikes auf deinem Signal den Zähler schon mal durcheinander bringen. Werner schrieb: > am Ausgang des R2R geht es 1K 220pF 1k und dann ein OPAmp * 1. Das ist aber sehr geizig gefiltert. Bei mir hängt hinter dem DAC immer ein Tiefpass von mindestens 5 oder 7 Ordnung. Was du nochmal machen könntest: Lege deine DDS Routine mal in einen Timerinterrupt. So ist schon mal dafuer gesorgt das unabhängig vom Programm immer die selbe Samplerate da ist. Du kannst dort auch mal einen Impuls auf einem Portpin ausgeben und den mal nachmessen ob das mit der Taktrate hinkommt. Normalerweise wenn man alles richtig gemacht hat sollte das schon funktionieren. So Schluss für heute.
Yoh Helmi, ich geh dann auch. Den Zähler würden Spikes mehr zählen lassen , mir fehlt aber was... Die FFT von Scope 1.40 findet genau die gleiche Frequenz wie der Zähler. Die Periodenmessung des Voltcraft liegt 10 Hz höher aber auch 50 unter Soll Das "Multidings" ( keine Ahnung wie es des macht ) liegt mainstream Soviele Methoden können nicht irren ? Mich wundert, dass niemand sagt: " Ich habe das Ding gebaut und messe 6400Hz " Gute Nacht
Ich habe einen ähnlichen DDS Generator (mit Tiny2313), mit 10 MHz Quarz und einem Wert zum zu addieren von 13653 sollten da 904,20 Hz rauskommen. Gemessen habe ich 902,04 Hz. Wobei ich mir mit der Kalibrierung des Frequenzzählers aber auch nicht ganz sicher bin, und es ist relativ kalt (< 10 C). Die Abweichung ist irgendwie auch etwas größer als erwartet, aber noch nicht so groß wie hier. Die Frequenz ist auch relativ stabil (bei ca. 0,1 s Torzeit am Reziprokzähler). Den Quarz habe ich auch einmal gegen ein anderes Exemplar ausgetauscht, ohne nennenswerte Änderung.
Hallo Ulrich, ich war doch noch hier :0) Bei 1 kHz ist die Abweichung bei mir kaum messbar ( das dauert 100 Sekunden sind meine längste Torzeit ) Bei 5 kHz und darüber steigt der Fehler nicht linear. Die Fromel ist falsch ... ? Es gibt keine lineare Korrektur ... ? Ich weiss es nicht ... Grüße Werner
> Für mich ist erst 'mal Fakt : Jespers Frequenz stimmt nicht.
Das muss aber irgendwas bei dir Spezielles sein.
Mit dem Programm ist nachvollziehbar, welche Frequenz bei einer
bestimmten Taktfrequenz und Teiler rauskommen muss. Wenn das nicht
stimmen würde, dann würde überhaupt kein Timing mit einem µC
realisierbar sein. Denn deine Abweichungen sind relativ groß und vor
allen Dingen nicht konstant. Und das ist das, was mich am meisten
verblüfft. Wenn du wenigstens konstant immer 10% Abweichung hättest.
Also so pauschal würde ich das nicht sagen, dass der Ansatz
grundsätzlich mies ist.
Tja, letzter Versuch .... Ich habe die Oberwellen des DDS abgehört: f(soll) 10 kHz gemessen 9,843 kHz. Auf 985 kHz ist ein Signal. 1000 kHz mausetot. 10 kHz kommt im Ausgangssignal des DDS nicht vor. Scope 1.40 hat auch einen Funktionsgenerator. f(soll) = 6400 Hz, gemessen mit Tandar und Voltcraft 6400,0x Hz Grüße Werner.
Hallo Werner,
ich habe das vor einigen Jahren auch mal aufgebaut, geht heute noch ohne
Fehler. Um eine exakte Frequenz zu bekommen, hatte ich die Schleife auf
10 Befehle erweitert. Quarz war 4.194304 MHz
; f = deltaPhase * fClock/2^24
; fClock is in this case the CPU clock divided by the
; umber of cycles to output the data ( 10 cycles )
; f = r24/r25/r26 * (4194304/10)/16777216
; f = r24/r25/r26 * 0.025
LOOP1:
add r28,r24 ; 1
adc r29,r25 ; 1
adc r30,r26 ; 1
lpm ; 3
out PORTB,r0 ; 1
nop ; 1
rjmp LOOP1 ; 2 => 10 cycles
Hallo Werner,
so ich habe deinen Code mal ausprobiert.
Mit einem ATMega88 und einem 16MHz (habe keinen 14.7456MHz da) Quarz
habe ich mal versucht eine Frequenz von 6400Hz zu erzeugen.
; setup adder registers
ldi r24,0xed ; setup adder value
ldi r25,0xeb ; to 6400 Hz
ldi r26,0x00 ;
Der Updatewert ist dann 60397.
Step = (fo 9 2^24)/fref
fo = Ausgabefrequenz
fref = Oszillatorfrequenz
Und die gemessene Frequenz stimmt exakt mit der berechneten ueberein.
Gemessen mit einem HP5334B Frequenzzaehler.
Werner schrieb: > Ich habe die Oberwellen des DDS abgehört: Warum hörst du dir nicht die genaue Quarzfrequenz an und guckst dann damit im Simulator von AVR-Studio mal zusammen mit der Stopuhrfunktion den Phasengenerator des DDS an?
Mann, Mann, Mann... Das hat mir keine Ruhe gelassen. Nun melden auch noch zwei defintiv ein OK. Ich habe nun festgestellt, dass ein Mega8 von dreien RICHTIG funzt ??? Bei diesem ist das abgehörte 14 Mhz Signal "glockenklar". Die beiden anderen haben Rascheln / Prasseln auf dem 14 Mhz Signal. Das hat mich zuerst nicht gestört, digital halt. Zwei defekt? Ne, verfused nochmal %/$/&"$) Der gute hatte "Ext. Crystal High Freq. Start Up 16K ..." Die schlechten hatten "Ext. Crystal Low Freq. Start Up 1k ..." drinne. "CKOPT 1" hatten alle an. Auch der Mega16 funzt, ich habe ihn das 'mal machen lassen. Ohne ein R2R dran messe ich am MSB eben auch grad die RICHTIGE Frequenz :0) Sorry, aber ohne Eure postive Meldung hätte ich nun einfach Jesper verteufelt. Dinge gibts, die ... Danke Werner
Nachtrag,
ich hatte 'ne Menge rumgemacht.
So habe ich die Loop nun auf 8 Zyklen gedrückt ( Tabellenkopie im SRAM )
Kann man schön "on the fly" austauschen und spart einen Takt.
Die 8 Takte Version ist ruhiger, geht höher.
Und ein Zufallsprodukt, das ich nicht erklären kann:
LOOP1:
adc r28,r24 ; 1
adc r29,r25 ; 1
adc r30,r26 ; 1
ld r0,z ; 2
out PORTD,r0 ; 1
rjmp LOOP1 ; 2 => 8 cycles
Wenn ich den Carry in r28 mitnehme ist der Jitter kaum mehr wahrnehmbar.
?
Ok die Frequenz ist so 3-4 Hz zu hoch bei 50 kHz, aber es sieht besser
aus.
Grüße Werner
Werner schrieb: > Ne, verfused nochmal %/$/&"$) Das ist doch auch der Sinn dieses Forums. Wir haben alle wieder was gelernt ;-) Werner schrieb: > Die 8 Takte Version ist ruhiger, geht höher. Gute Idee!
Passt den deine 50KHz ganzzahlig in deinen Takt rein? Wenn nicht treten Spurios Frequenzen auf im Spektrum. Dann mischt sich dein Takt (fclk / 8) mit deiner Ausgabefrequenz und diese Anteile liegen dann teilweise unter 50KHz. Auch solltes du die DDS nicht ohne Filter betreiben.
Werner schrieb: > Ne, verfused nochmal %/$/&"$) > Der gute hatte "Ext. Crystal High Freq. Start Up 16K ..." > Die schlechten hatten "Ext. Crystal Low Freq. Start Up 1k ..." > drinne. > "CKOPT 1" hatten alle an. Jetzt weiß ich endlich, was die Konsequenzen eines derartigen Fehlers sind. So gesehen, muss man dir für die Hartnäckigkeit dankbar sein :-)
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46 KB
Du sollst nicht am Jesper zweifeln ... Die 7,3Hz bin ich selbst schuld ( adc r28,r24 ) Dann steht der Sinus aber wie eine Eins. Schönen Sonntag noch.
Was für einen DAC hast du eigentlich am 8-Bit Port oder nur R2R?
Hi, R2R 10kOhm-20kOhm. ( diskret, 0,1%er ) Simple. Bei dem hohen Innenwiderstand der Quelle erübrigt sich das Filtern. Scope und Zähler sind C genug ? Gruß Werner
Werner schrieb: > Bei dem hohen Innenwiderstand der Quelle erübrigt sich das Filtern. > Scope und Zähler sind C genug ? Noe. Innenwiderstand des R2R Netzwerkes = 10KOhm. Eingangskapazitaet von deinem Skope rund 15pF. fg = 1/(2 x PI x R x C) = 1.06 MHz fref = Fq / 9 oder 8 = 1.55MHz rund der Tiefpass sollte bei rund 40 % vom fref liegen also bei 600kHz. Und danach steil abfallen. Das geht nur mit einem Tiefpass hoehere Ordnung (4..5. Ordnung).
Gestern stand ich noch am Abgrund, heute bin ich einen Schritt weiter... Nachdem das Ding nicht in die Tonne geht und noch PINs unbelegt sind, werde ich einen frequenz- und modusabhängig umschaltbaren Tiefpass dranhängen. Ich denke einfach Cs zu und abschalten ( automatisch ) Die dritte Oberwelle ist z.B. nur magere -12dB.
Werner schrieb: > Nachdem das Ding nicht in die Tonne geht und noch PINs unbelegt sind, > werde ich einen frequenz- und modusabhängig umschaltbaren Tiefpass > dranhängen. > Ich denke einfach Cs zu und abschalten ( automatisch ) > Brauchst du nicht. Tiefpass bei 40% der Clockrate genuegt. > Die dritte Oberwelle ist z.B. nur magere -12dB. Womit gemessen? Es geht auch nicht darum die Oberwelle deines Signales zu daempfen sondern das die Sampleclock unterdrueckt wird und die liegt bei dir: fq/8 oder fq/9 also bei 14MHz / 8 = 1.75MHz oder 1.55Mhz wenn man von einem 14MHz Quarz ausgeht. Mit dieser Frequenz tastet dein System ab. Das heist die ganzen Kurvenstueckchen sind mit dieser Frequenz aneinandergereiht. Und diese Frequenz muss aus dem Signal raus. Das wird in aller Regel mit einem mehrpoligen Cauerfilter gemacht. Wobei man noch clevererweise die erste Daempfungsstelle des Filters auf die Clockfrequenz legt.
es sind 8 Takte, 1,75 MHz könnte man sehr effektiv mit einem LC Sperrkreis unterdrücken ? "Rotes" Miniaturfilter aus'm AM-Radio. Liegen hier massenweise rum. Der Klirrfaktor ist recht hoch. Ich habe mit einer Soundkartensoftware nachgesehen. Oberwellen sind schon ein Thema, bei niedrigen Ausgangsfrequenzen. Das Ausgangssignal eines Soundkartenfunktionsgenerators bringt es bei der gleichen Messsoftware auf -45dB ! Das endet stets bei 20kHz, also habe ich bei 1kHz Ausgangsfrequenz "gemessen".
Der Filter ist nicht wegen den Oberwellen des Signals da, sondern wegen der HF Störungen im Bereich oberhalb der Nyquistgrenze. Je besser man den Filter hinbekommt, desto höher kann man mit der nutzbaren Signalfrequenz gehen. Mit einem einfachen passiben Filer 1. oder 2. Ordnung sollte die Grenzfrequenz eher deutlich niedriger liegen als 40% von Fs.
Werner schrieb: > es sind 8 Takte, 1,75 MHz könnte man sehr effektiv mit einem LC > Sperrkreis > unterdrücken ? > "Rotes" Miniaturfilter aus'm AM-Radio. Liegen hier massenweise rum. > Hmm. Die bleiben aber nicht da stehen. Ausserdem unterdrueckst du damit nur eine Frequenz. Nimm besser einem Tiefpass das macht der Rest der Welt auch so. > Der Klirrfaktor ist recht hoch. Das kommt von den nur 8 Bits. Mehr Amplitudenaufloesung gibt ein saueberes Signal. > Ich habe mit einer Soundkartensoftware nachgesehen. > Oberwellen sind schon ein Thema, bei niedrigen Ausgangsfrequenzen. > Das Ausgangssignal eines Soundkartenfunktionsgenerators bringt es bei > der > gleichen Messsoftware auf -45dB ! Die hat auch mehr Bits zu verfuegung. Du wirst mit sowas aber keinen Klirrarmen Generator hinbekommen fuer Klirrfaktormessungen.
>Womit gemessen? Es geht auch nicht darum die Oberwelle deines Signales >zu daempfen sondern das die Sampleclock unterdrueckt wird und die liegt >bei dir: Ich gebe zu Bedenken: Aus einem Rechtecksignal kann man mit Hilfe eines Tiefpass-Filters auch ein Sinus Signal erzeugen. Der Filter muss einfach nur die Oberwellen des Rechtecks abschneiden. Die Samplerate ist daher nicht das alleinige Argument. Das Quantisierungsrauschen des DAC kann nämlich durch das Filter deutlich reduziert werden.
Bei der erreichten sampling Frequenz kann man schon auch LC filter für den Tiefpass nutzen, so wie man es sonst bei den höheren Frequenzen mit richtugen DDS-ICs macht. Bei der Schleife kann man übrigens noch 1 Zyklus einsparen, indem in einem Durchlauf 2 Werte ausgegeben werden, auch mit dem richtigen zeitlichen Abstand - so werden die 2 Zyklen für den RJMP auf 2 Werte verteilt. Auf 10 Bytes mehr Code kommt es in der Regel ja nicht an. Für den Klirfaktor ist neben der Begrenzung der Auflösung auch die etwas kurze Tabelle und die Qualität der DA Wandlung verantwortlich. Dazu kommt dann ggf.auch noch die Verstärkung dahinter. Es sollte aber eigentlich schon für etwa -40 dB für die Oberwellen reichen.
Ich war 'mal essen. Christoph hat wohl recht. Alle haben recht. Die Samplingfrequenz bleibt doch eigentlich konstant. Die bekommt man dann sicher gut weg mit einem, zwei LC Sperrkreisen. Wenn sie es überhaupt bis zum Ausgang schafft. Der folgende OPAmp weiss nichts davon, macht bei 150-200kHz schlapp. Was übrig bleibt hat aber unter besten Vorraussetzungen wegen der 8 Bit eine geringe Qualität. Dem kann man schon mit Tiefpässen nahe f(out) nachhelfen. Die Idee den RJMP zu rationalisieren ... yoh man könnte 'mal. So eine Art lange Eimerkette...Code kostet ja nix. Copy und Paste.
Werner schrieb: > Die bekommt man dann sicher gut weg mit einem, zwei LC Sperrkreisen. Nicht ganz. Deine Ausgangsfrequenz mischt sich mit deiner Samplingfrequenz. Und das gibt dann Produkte in Abstand +-fout an der Samplingfrequenz. Das Spektrum einer DDS ist nicht ganz einfach zu berechnen. > Wenn sie es überhaupt bis zum Ausgang schafft. > Der folgende OPAmp weiss nichts davon, macht bei 150-200kHz schlapp. Man sollte den OP nicht damit belasten sondern vorher filtern.
Den Code noch länger zu machen als 2 Samples pro Schleife bingt nur etwas wenn man in der Schleife noch etwas zusätzliches zu tun hat. Die 2 Zyklen für die Schleife (der Befehl RJUMP) lässt sich halt ganzzahling nur auf 2 Teilen. Wenn wenn man weiter aufteilt, bekommt man eine ungleiche Zeit zwischen den Samples, und der Schritt von 1 Zyklus auf dann vielleicht 1/2 oder 1/4 ist auch nicht mehr so groß. Man könnte das mehr an Geschwindigkeit ggf. auch nutzen um die Tabelle zu verlängern, auf z.B. 512 oder 1024 Einträge. Dafür braucht es dann eine passende Lage der Tabelle im Speicher, und ein eine Verknüpfung der Adresse per ORI oder ANDI, je nach Adresse. Wenn der OPAmp schon bei 100 kHz schlapp macht, könnte der für den hohen Klirrfaktor verantwortlich sein. Es wird doch nicht etwa ein LM358 sein ? Nicht umsonst setzt man bei Audioanwendungen für einen geringen Klirr teils extra schnelle OPs ein. Die weiter oben genannten Cauerfilter haben übrigens schon so etwas wie einen Saugkreis etwa bei der Abtastfrequenz. Als rein passiver LC-Filter ist der Aufbau auch nicht so unmöglich kompliziert, wenn man die Werte hat und einigermaßen genaue Induktivitäten bekommt. Wenn man es wirklich besser haben will, würde ich aber einen fertigen DDS Chip wie AD9833 vorschlagen. Die kosten auch nicht mehr so viel, und man hat gleich 10 Bit DA Wandlung und eine rund 10 mal höhere Abtastrate.
Hi, ich habe das übertrieben. Ich habe 255 LOOPs hintereinander Kopiert :0) Und 6 Takte angenommen, der Fehler ist ja nur 6/2/255. Man sieht den "Betrug" aber. Je nach Rücksprungadresse ein Phasen oder Amplitudenfehler... ( Bei >= 20 kHz ) Ich messen eigentlich direkt am R2R. Dahinter gibt es noch 1kOhm 220pF 1kOhm und AD648. So wie es ist macht das keinen Unterschied ob vor und nach dem OP. Das LC Filter ist das geringste Problem. DDS > Empfänger Spule ist abgleichbar ( Rote Spule AM-Radio ) C = 39pF Abgleich auf geringstes Signal. Nur das Signal ist schon so schwach, kaum nachweisbar. Wenige zig/µV. Es schafft es einfach nicht aus dem R2R Wirrwarr und durch die Leitungskapazitäten. Ich kenne diese AD, nur es ist 'mal schön auszuprobieren / auszureizen wie das mit einer Hand voll Schweinefutter geht. Zwei Additionen in einer LOOP bei korrektem timing, wie machst Du das ?
Hallo nochmal,
ich antworte mir grad selbst:
; clear accumulator
clr r28
clr r29
clr r30
; Initialize Z pointer
ldi ZH, 0x01
add r28,r24 ; 1
LOOP1:adc r29,r25 ; 1
adc r30,r26 ; 1
ld r0,z ; 2
out PORTD,r0 ; 1
adc r28,r24 ; 1
adc r29,r25 ; 1
adc r30,r26 ; 1
ld r0,z ; 2
add r28,r24 ; 1 timeing
out PORTD,r0 ; 1
rjmp LOOP1 ; 14 / 2 = 7 cycles
Der DA wird alle 7 Takte aktuallisiert ( out PORTD,r0 ).
Nun sind und waren die Tabellen zu grob
Wie oben vorgeschlagen werde ich den Zeitgewinn in eine längere Tabelle
investieren. Z.Zt. kommen nicht einmal alle 256 Werte vor, weniger als
8 Bit Auflösung :O(.
mfg Werner
Bei einer 256 Elemente langen Tabelle kommen halt nicht alle Werte vor. Bevor man die Auflösung des ADs noch erhöht, kann man besser die Tabelle länger machen - braucht dann aber eine paar mehr Zyklen für die Schleife. Wirklich profitieren von der längeren Tabelle werden vor allem die niedrigeren Frequenzen. Wenn man mag könnte man dafür je nach Frequenz umschalten: Niedrige Frequenzen (etwa unter 5-10 kHz) mit einer 1024 Einträge langen Tabelle aus dem Flash, und darüber wie oben die kurze Tabelle aus dem RAM. Nur die Umrechnung der Frequenzen wird etwas lästing, weil man 2 verschiedene Schrittweiten bekommt.
Respekt, Ulrich! Was auf jeden Fall nutzt: die Quarzfrequenz erhöhen. Bei sauberem Aufbau kann man die AVRs ja ordentlich übertakten. 24 MHz gehen so gut wie immer mit einem -20er. Dann wird der Addierwert kleiner, der Jitter weniger und der Sinus schöner. Interessant wirds, wenn man zwei- oder mehrstimmig ausgibt, wie es oft für Dialtone gemacht wird. Wann man es ganz richtig machen will, nimmt man zwei Sinustabellen, da die beiden Töne nicht exakt gleich laut sein sollen. Beitrag "Re: direkte digitale Synthese (DDS, NCO)"
Werner schrieb: > Hat jemand eine 512 Byte lange 8 Bit Sinustabelle parat ? Ist deine Tabellenkalkulation kaputt?
Ulrich wird es haben, der hat den MEGA Jesper schon fertig :O)) da geht noch was ...
Ulrich schrieb: > Wirklich profitieren von der längeren Tabelle werden vor allem die > niedrigeren Frequenzen. Veto! Sieht man sich die bisherige sin-Tabelle an, so besteht der pos. Scheitelwert aus einigen 0xff und der neg. Scheitel aus mehreren 0x00. Es müßte zunächst für eine höhere Auflösung des DAC gesorgt werden, bevor eine längere Tabelle die NF verbessert. Nur wäre damit die schnelle Schleife futsch, da pro Schritt zwei Byte ausgegeben werden müßten. Dann doch besser zum AD.... greifen.
Das lohnt schon ... trotz Veto
Es kommt nur die halbe Frequenz raus ( Tabelle ist doppelt lang )
aber schon fast die doppelte Auflösung.
Frequenz hatten wir ja schon satt.
Die 512 * 8 Tabelle wird einmalig aus dem FLASH in das SRAMN kopiert.
$0200 - $3FF
LoopMode:
cpi Mode,2
brne ABC
ldi ZH, high(sine512x8 *2) ; Initialize Z pointer
ldi ZL, low(sine512x8 *2)
ldi YH,2
clr YL
sine512:
lpm r0,z+
st y+,r0
cpi YH,3
brne sine512
cpi YL,255
brne sine512
ABC:
Die LOOP braucht dann 10 Takte, einen mehr als Jesper...
Man kann das dann ausdehnen auf 1024 im Flash etc. bei 10 Takten pro.
Ich löte mir erst 'mal einen 22 Mhz Quarz ein. Evtl. mit 'nem 48-88er.
Tabellen für Sinus und Dreieck... die andern "on the fly"
; clear accumulator
clr r1 ; rent a zero, there is no ADD CARRY ?
clr r28
clr r29
clr r30
; main loop
;
; r28,r29,r30 is the phase accumulator
; r24,r25,r26 is the adder value determining frequency
add r28,r24
LOOP1:adc r29,r25 ; 1
adc r30,r26 ; 1
adc r31,r1 ; 1 add a zero and carry
andi r31,3 ; 1 mask bit 0..1
ori r31,2 ; 1 force two
ld r0,z ; 2
out PORTD,r0 ; 1
add r28,r24 ; 1
adc r29,r25 ; 1
adc r30,r26 ; 1
adc r31,r1 ; 1 add a zero and carry
andi r31,3 ; 1 mask bit 0..1
ori r31,2 ; 1 force two
ld r0,z ; 2
add r28,r24 ; 1 timeing
out PORTD,r0 ; 1
rjmp LOOP1 ; 2 => 20 / 2 = 10 cycles
;***********************************************************************
; data tables
;***********************************************************************
; force table to begin at 256 byte boundary
.org 0x100
sine512x8: ; 512 step sinewave table
.db 128,129,131,132,134,135,137,138,140,142,143,145,146,148,149,151
.db 152,154,156,157,159,160,162,163,165,166,168,169,171,172,174,175
.db 176,178,179,181,182,184,185,186,188,189,191,192,193,195,196,197
.db 199,200,201,202,204,205,206,207,209,210,211,212,213,215,216,217
.db 218,219,220,221,222,223,224,225,226,227,228,229,230,231,232,233
.db 234,235,236,236,237,238,239,240,240,241,242,243,243,244,245,245
.db 246,246,247,247,248,249,249,250,250,250,251,251,252,252,252,253
.db 253,253,254,254,254,254,255,255,255,255,255,255,255,255,255,255
.db 255,255,255,255,255,255,255,255,255,255,255,254,254,254,254,253
.db 253,253,252,252,252,251,251,250,250,250,249,249,248,247,247,246
.db 246,245,245,244,243,243,242,241,240,240,239,238,237,236,236,235
.db 234,233,232,231,230,229,228,227,226,225,224,223,222,221,220,219
.db 218,217,216,215,213,212,211,210,209,207,206,205,204,202,201,200
.db 199,197,196,195,193,192,191,189,188,186,185,184,182,181,179,178
.db 176,175,174,172,171,169,168,166,165,163,162,160,159,157,156,154
.db 152,151,149,148,146,145,143,142,140,138,137,135,134,132,131,129
.db 128,126,124,123,121,120,118,117,115,113,112,110,109,107,106,104
.db 103,101,99,98,96,95,93,92,90,89,87,86,84,83,81,80
.db 79,77,76,74,73,71,70,69,67,66,64,63,62,60,59,58
.db 56,55,54,53,51,50,49,48,46,45,44,43,42,40,39,38
.db 37,36,35,34,33,32,31,30,29,28,27,26,25,24,23,22
.db 21,20,19,19,18,17,16,15,15,14,13,12,12,11,10,10
.db 9,9,8,8,7,6,6,5,5,5,4,4,3,3,3,2
.db 2,2,1,1,1,1,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0
.db 0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,1,1,1,1,2
.db 2,2,3,3,3,4,4,5,5,5,6,6,7,8,8,9
.db 9,10,10,11,12,12,13,14,15,15,16,17,18,19,19,20
.db 21,22,23,24,25,26,27,28,29,30,31,32,33,34,35,36
.db 37,38,39,40,42,43,44,45,46,48,49,50,51,53,54,55
.db 56,58,59,60,62,63,64,66,67,69,70,71,73,74,76,77
.db 79,80,81,83,84,86,87,89,90,92,93,95,96,98,99,101
.db 103,104,106,107,109,110,112,113,115,117,118,120,121,123,124,126
Grüße Werner
Die längere Tabelle kann man ggf. auch gleich im Flash lassen: bei passender Start-Adresse (z.B. $0800) reicht zum maskieren der Bit ein Befehl aus. Das was man an mehr Zeit für den Zugriff auf das Flash mehr braucht, spart man hier wieder ein. Auch wenn es nicht mehr viel bringt könnte man da auch eine 1024 Einträge lange Tabelle nutzen - braucht auch nicht länger, nur mehr Platz in Flash. Wenn es sein muss, könnte man mit der 512 Einträge langen Tabelle dann noch einen schritt weiter gehen: Man hat die Tablle 2 mal im Flash, und macht das Maskieren nur jedes 2. mal. Als 4-fach entrollte Schleife könnte man damit noch einen Zyklus schneller werden als mit der Tabelle im RAM. So abwegig ist das mit der etwas längeren Tabelle nicht: der AD9833 nutzt z.B. auch 12 Adressleitung bei einem 10 Bit DA Wandler.
Vielleicht rechnet jemand einmal durch, wo das Optimum für DAC-Auflösung und Tabellengröße liegt. Eine andere Lösung zur NF-Signalverbesserung wäre, nur eine positve Halbwelle mit 8-Bit Auflösung und 256er Tabelle auszugeben und alternierend einen Puffer-OPV zwischen +1 und -1 Verstärkung umzuschalten. Bei sauberer Ausführung käme man dann auf 9-Bit Auflösung mit 512 Schritten. Wenn es zu langsam werden sollte, einfach den AVR mit 100% übertakten. Am Ende der Experimente nimmt man dann den AD9833 :-)
Umschalten... für Sinus OK. Sägezahn und Dreieck ? Das neunte Bit ist ja schon da, der Carry als MSB. Bis jetzt ging das "pimp my Jesper" ohne Lötkolben. Noch ein Takt und out PortX und der Carry wird Bit9 ? 10,11,12 noch 2,4,6 Widerstände... Die Tabelle sieht dann nätürlich anders aus 0 bis 255 und 0 bis 255 plus 256
Für Sägezahn und Dreieck kann man eine eigene Schleife machen, und sich dann den Zugriff auf die Tabelle sparen - das geht dann noch ein kleines bisschen schneller, und der extra Code ist eher kürzer als die Tabelle. Prinzipbedingt wird ein Dreieck/Sögezahn aber nicht so gut bei höheren Spitzen, weil die Spitzen irgendwann verloren gehen, denn der Filter hinter den D/A interpoliert halt. Um mehr Auflösung aus dem D/A Wandler wäre theoretisch so etwas wie Dithering möglich, und dann den Tiefpaßfilter hinter dem D/A Wandler auf eine niedrigere Frequenz umschalten. Ab der Aufwand lohnt ist noch eine andere Frage. Für den SPI Bus gibt es mittlerweile auch relativ günstige 12 Bit D/A Wandler, preislich durchaus eine Alternative zu genauen Widerständen für die R2R Kette. Die Ausgabe, auch via Hardware SPI braucht aber halt etwas Zeit - wäre also nur etwas für niedrige Frequenzen.
Hier mal etwas Lesestoff was es mit der Anzahl der Bits im DAC und in der Sinustabelle auf sich hat und wie man das Stoerspectrum das sich aufgrund der begrenzten Amplituden und Phasenaufloesung ergibt berechnen kann. http://www.analog.com/static/imported-files/tutorials/450968421DDS_Tutorial_rev12-2-99.pdf
ich lese noch... :0) STOP das von Datum: 20.01.2012 22:31 geht nicht wirklich ... und suche noch.
Werner schrieb: > ich lese noch... :0) Ist auch ein bisschen viel Text. Ich hoffe du kommst damit klar.
Yoh, erster Gedanke: Wenn ich 512 Byte lange Tabellen haben will, dann kommt die Adresse aus den letzten 9 addierten Bits. Der Carry hilft mir nix ? Dann wird es zu lang(sam) ?
Ich sehe da noch kein Problem mit dem Code. Das mit dem Addieren des Carry-flags funktioniert so schon. Bei der Berechnung der Frequenz muss man nur sehen, dass man jetzt 25 Bit für die Phase hat, also die Frequenz nur halb so hoch wird wie zu vor mit der 256 Einträge Tabelle. Dazu kommt dann noch die etwas längere Schleife mit 10 statt 7 Zyklen.
nun.. ich hatte mit r26 = 1 bis 10 probiert. Wenn jedesmal ein Carry-Bit übrig bleibt :0( Es ist die falsche Richtung. Die "Halbtöne" sitzen in r29 ?
Wo soll da ein Problem sein (abgesehen davon das es etwas unübersichtlich ist mit dem abgetrennten Add). Das unterste Bit von R31 wird ganz normal über das Carry mit benutzt. Etwas übersichtlicher könnte man es bekommen, wenn man die Schleifen die dem Auslesen der Tabelle anfängt, und nicht mit dem Addieren. Das ist aber wirklich nur Kosmetik und spart nur den einen Befehl vor der Schleife.
ich muss noch 'mal schauen was ich da gesehen habe ... mit dem Carry geht evtl. doch. Nebenbei noch diesen 8 Bit D/A Jesper: 2 mal 256 Byte Tabellen ( Kopie im SRAM ) Bit 7 aus r29 des Addierers liefert 0,5 Schritte. 10 Takte pro Aktuallisierung Phasenfehler ( Jitter ) viel besser. Auflösung fast 8 Bit. max. mfg Werner
Der Vorschlag unter Jesper_2x256x8.txt wird nicht funktionieren. Es ist ja nicht so das sich das obere Bit immer umdreht. Was man muss also den alten Zustand von R31 schon berücksichtigen.
Angehängte Dateien:
-
1k_2x256x8.png
100 KB
die Hoffnung stirbt zuletzt :0) Der 2x256x8 Jesper bei 1000 Hz. Noch immer ohne jeden Filter. 50 Hz Netz abgeschnitten ( Hochpass ) im Speci. Die "größte" Nebenwelle 15625 Hz, die Zeilenfrequenz meines Fernsehers. Ja, ich schaue noch in eine Bildröhre, noch so ein Thema. ( Wenn es dann HD TV ++++++ gibt und wir zehn weitere Gerätegenerationen gekauft haben ist das Bild wieder so gut wie 1967 )
Angehängte Dateien:
-
schlanker_Fuss.png
31 KB
Hallo Ulrich, hat auch einen "schlanken Fuss". Deine Antwort sah ich erst als ich abgesendet hatte. Es ist auch so, dass meist mehr als $FF addiert wird und dann flattert es...
Der Jesper_2x256x8.txt Code sollte doch gehen - irgendwie war ich noch zu sehr an der Version davor orientiert. Im Prinzip sollte da aber kaum unterschied sein zur Version von 20.01.2012 22:31. Halt einmal mit 25 Bit Phase Akku und einmal mit 24 Bit.
> Im Prinzip sollte da aber kaum unterschied sein zur Version von > 20.01.2012 22:31. > Halt einmal mit 25 Bit Phase Akku und einmal mit 24 Bit. Der "neue" macht eine ganze Periode in 256 * 10 Takten. Das ist doppelt so schnell, fast so schnell wie ein UrJesper.
Die Version davor mit dem Carry und Bit0 aus R31, ist gleich schnell, hat nur 1 Bit mehr an Auflösung bei der Frequenz. Wenn man da das unterste Bit auf 0 setzt, sollte sich ein exakt gleiches Verhalten ergeben, es sei denn die Tabelle ist nicht so gut. Bei passender Adresse im RAM (z.B. ab $0200) könnte man ein verschieben von Bit 7 aus R29 in Bit 0 von R31 nutzen. Das geht mit BLD R29,7 und BST R31,0 um einen 1 Zyklus schneller als die bisherige Version und damit genau so schnell wie der Ursprüngliche Code von Jesper (1 Sample alle 9 Zyklen). Je nach Rest des Programms müsste dann ggf. der Stack an eine andere Position, weil es am Ende zu knapp werden könnte bei 1 K RAM. Die gleiche Geschwindigkeit könnte man auch mit einer längeren (1,5 fach) Tabelle im Flash (ab 0800) erreichen. Dann mit 25 Bit Auflösung für die Phase, und 4 fach ausgeführter Schleifen. Das wäre eher mein Favorit, weil das auch noch in den Mega48 reingeht und man hat 1 Bit mehr an Auflösung für die Frequenz.
na danke. Wieder lesen :0) Das ist mein zweites Assembler AVR Abenteuer. Tabellen? Ja, ich habe die mit MS ACCESS (VBA) gemacht. Für EX'CELL bin ich zu blöd. Nun habe ich einen Laptop der mit ACCESS 2003 HEX(138) = "0" macht Und einen der mit ACCESS 2000 HEX(138) = "8A" macht. Ich habe Zeugen, zwei Kollegen. Dann habe ich auf das Dezimalsystem umgestellt. Evtl. habe ich die 0xXY Tabellen getestet, überliest man ja schnell...
> BLD R29,7 und BST R31,0 um einen 1 Zyklus schneller als > die bisherige Version und Yoh, 680x was my home, years ago. Ich habe heute lange gedacht und gesucht. Ich stolpere so durch den Code :0) Verstanden habe ich es noch nicht. Bit für Bit ...
Die Befehle BLD und BST nutzt man auch nicht besonders oft. Da kann man halt ein Bit einzeln aus einem Register in ein spezielles Flag (T) im Statusregister kopieren, bzw. in die andere Richtung. Für das erst 2. ASM projekt ist das aber schon ganz gut.
Nabend,
es muss heissen:
ldi r31,2
...
bst r29,7 ; get bit 7
bld r31,0 ; make highZ odd or even
aber es geht, 9 Takte :0)
Tabelle bei 0x200 bis 0x3FF im SRAM.
STACK 0x1FF und down, kein Problem.
Grüße
Werner
Angehängte Dateien:
-
9_Bit.jpg
17 KB
Der erste 100 kHz der nicht flattert. Etwas dick der Strich. Unter der Lupe sind das 2 Periode 4 MHz. 22 / 9. Nun kann man filtern.
einen habe ich noch. Verschwenderisch mit den Takten. 4x256x8 Tabellen im Flash. 12 Takte. Aber scheinbar braucht man zwei Adressleitungen mehr als Datenleitugen um alle DA Werte vorkommen zu lassen. 100 kHz schafft dieser aber auch locker. Bei tiefen Frequenzen hat er die Nase vorn. Das bislang sauberste Spektrum vor dem Filter < 30 kHz.
Mit der längeren Tabelle im Flash (1024 Einträge) geht es besser, wenn man die Tabelle normal fortlaufend hat, und dann von R31 die Bits zusammenstellt, fast so wie oben beim Code von 20.01.2012 22:31 Damit sollte man dann auch auf 9 oder 10 Zyklen pro Sample kommen.
aber dann braucht man viermal solange um einen kompletten Sinus zu beschreiben ? Es kommt unabhängig von der Samplerate nur f * 1/4 raus ?
Ne, klar. ? Vergiss mein Geschwätz von ... Ich muss viermal soviel addieren, aber das dauert ja nicht ? Richtig ?
Die Version braucht auch nicht länger. Man hat nur bei der Frequenz noch zusätzlich 2 Bit mehr an Auflösung, kann die Frequenz also 4 mal feiner Einstellen - wenn man den Zahlenwert 4 mal so hoch wählt wie bei der Version mit der zerstückelten Tabelle kommt das gleiche bei raus - eine ähnlicher (sogar etwas kürzerer) Abstand der Samples und genau die gleichen Werte für die Phase. Bei der 1024 Einträge langen Tabelle enthält R1 aber dann ggf. auch einen Teil der Frequenz (das höchste Bit) - auch wenn das in der Regel (unter etwa 500 kHz) 0 sein wird. So wie oben kommt man auf 10 Take pro Sample: 1 takt mehr für LPM statt LD und dafür ein ORI einsparen, wenn die Adresse passend liegt. Mit einer um das 1,5 fach verlängerten Tabelle und dann dem Zurücksetzen der Bits 2-7 nur nach jeden 2. Sample kann man auch noch auf 9 Takte kommen (4 Werte pro Schleifendurchlauf). Damit es einmal auch ohne zurücksetzen der Bits 2-7 geht muss die Tabelle einfach etwas länger (1,5 fach reicht) sein um den einen Schritt aufzufangen. Damit das Ganze dann noch in einen Mega48 reinpasst muss man ggf. mit sbc statt adc arbeiten - macht aber sonst keinen Unterschied.
unser täglich Jesper gib uns heute ... da nebenbei "Das Leben des Brian" läuft kann ich mich nicht konzentrieren. Ich benutze den ATmega8. Mit 8k Flash, keine Platzprobleme. Ich habe die Abkürzung genommen, ich bekam das mit 1,5 Tabellen (heute) nicht hin. Die Auflösung der Winkel ist genauso gut. 360°/1024 Die Auflösung der Amplitube identisch. 255 Schritte. Diese Version hat eine höhere Auflösung der Frequenz. 2 Bit mehr Das Signal ist auch noch etwas besser, da es nur 10 Takte braucht.
paste and copy im Text 2x1025x8 muss es "load byte from current table in FLASH" heissen. Ich denke 8 Bit D/A ist damit ausgereizt...und schon viel besser als gewohnt.
Hier der wesentliche Teil des oben schon angedeutete Codes mit der 1,5 fachen Tabelle und 4 fach entrollten Schleife. Die Tabelle kommt an eine passende Byte adresse wie 0x0400, 0x0C00, 0x1400,... ) z.B. an das Ende des Speichers, und muss bis zu 1,5 Perioden lang sein, also z.B. von 0x0200 bis 0x07FF (bei 2 Kbytes Flash) oder von 0x0A00 bis 0x0FFF Mit SBC statt adc hat man es leichter einen passende Stelle im Speicher zu finden. Mit 2 K RAM könnte man es ggf. auch noch im RAM machen. ldi r31, high(2*table) ; Start addresse loop1: lpm r0,z ; 3 out PORTD,r0 ; 1 * sub r28,r24 ; 1 sbc r29,r25 ; 1 sbc r30,r26 ; 1 sbc r31,r27 ; 1 ori r31,04 ; 1 limit range to upper part of table lpm r0,z ; 3 out PORTD,r0 ; 1 * sub r28,r24 ; 1 sbc r29,r25 ; 1 sbc r30,r26 ; 1 sbc r31,r27 ; 1 ; not limit in tabel -> need table to be one step longer lpm r0,z ; 3 sub r28,r24 ; 1 out PORTD,r0 ; 1 * sbc r29,r25 ; 1 sbc r30,r26 ; 1 sbc r31,r27 ; 1 ori r31,04 ; 1 limit range to upper part of table lpm r0,z ; 3 sub r28,r24 ; 1 out PORTD,r0 ; 1 * sbc r29,r25 ; 1 sbc r30,r26 ; 1 sbc r31,r27 ; 1 ; not limit in tabel -> need table to be one step longer rjmp LOOP1 ; 2 => 36 / 4 = 9 cycles
Der Ulrich, der hat immer einen Takt über. Super, ich schaue mir das an. Das Signal ist aber so schon .... Nein! Nicht Quantensprung ( der unerwartete Sprung auf ein nieders Niveau ..) Warum benutzen das die Leute? Dann sind wir aber fertig ? Grüße Werner
das brannte auf den Nägeln.
Gerade sofort ausprobiert.
2 Takte weniger > klasse
.org 0x200 Tabelle Adder ldi r24,85
ldi r25,20
ldi r26,20
r31 nimmt aber 4 Zustände an
7 , 6 , 5 , 4 also $07FF - $0400
da bin ich gestern auch hängen geblieben, eben mit adc
4 , 5 , 6 , 7 also $0400 - $07FF
noch etwas falsch gemacht ?
Mit Tabellen doppelter Länge geht die vierfach entrollte aber
wertvolle 2 Takte schneller.
Platz wäre ja.
Die 4 fach entrollte Schleife und das Abschneiden der Tabelle nur jedes 2. Mal bringt auch nur 1 Zyklus weniger. Wie schon richtig erkannt hat man für die einfache Tabelle Werte von 7 , 6, 5 oder 4. Wenn man das Abschneiden per ORI (bei der Version mit SBC) nur jedes 2. mal macht sind halt auch die Werte von 3 und 2 erlaubt (wobei 2 ggf. nur bei relativ hoher Frequenz vorkommt). Da muss dann noch einmal der selbe Inhalt wie bei 7 bzw. 6 drinstehen. Die Tabelle braucht auch nur knapp 1,5 fache Länge, denn mehr kommt bei einem Schritt nicht dazu. Bei der Version mit ADC kommen halt Werte von 0 bis 3 normal vor, und 4 oder 5 mit der verlängerten Tabelle. In beiden Fällen kann man auch noch vielfache von 8 dazu addieren. Der Vorteil der Version mit SBC ist auch nur darin, das man die Tabelle besser im Speicher unterbringt, wenn der knapp ist. Ein Platz der da immer geht ist das Ende des Speichers. Mit Adc würde es im Prinzip immer an den Anfang gehen, aber der ist halt beim AVR fest vergeben für den Resetvektor, bzw. die IO register beim RAM. So wie ich das sehe ist dann auch das Ende der Fahnenstange erreicht. Wenn man will, kann man die Tabelle noch einmal verdoppeln. Das wird aber wohl kaum noch was bringen - der Aufwand ist aber auch minimal: einfach nur mehr Speicher für die Tabelle und ein anderer Wert beim ORI bzw. ANDI.
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Hallo Ulrich, mit dem subtrahierenden 9er gibt es "run aways" bei r31 = 6. r31 springt in > 7 , in die Buchstabensuppe 0B, 14 , FF adder z.B. 85,20,20 auch im Debug. ich habe nochmal einen mit ADD gebaut der macht das nicht. Beide haben bei bestimmten Frequenzen viel Jitter und einen derben Phasenfehler. Die SUB Variante bei etwa ~270° Die ADD Variante bei ~ 0° Hardware sollte OK sein der 2x1024x8_10 geht immer nioch einwandfrei. Foto: der 4fach entrollte ... ADD , 30kHz Grüße Werner
Werner schrieb: > Beide haben bei bestimmten Frequenzen viel Jitter und einen > derben Phasenfehler. Je nachdem wie das Frequenzwort in das Phasenregister reinpasst. Aber das hast du sicher in der Appnote nachgelesen wo ich dir den Link geschickt habe.
Hallo auch Helmi, ja ich habe versucht das zu lesen. Am English liegt das Problem nicht, Es ist schon sehr komplex. Man kann schon einmal mitnehmen, dass DDS mit einer Phasenauflösung von 360 / 255 Grad nicht einmal die halbe Auflösung des 8 Bit ADC bringen kann.
Wegstabenvervuchsler
>360 / 255 Grad nicht einmal die halbe Auflösung des 8 Bit ADC bringen
DAC sollte es werden. Sagen wir 5 bis 6 Bit Auflösung .
Du kannst ja mal ein Frequenzwort programmieren das ganzzahlig ins Phasenregister reinpasst. Damit sollte der Phasenjitter minimal werden. Das ist auch ab Seite 19 beschrieben.
ich denke 'mal so laienhaft vor mich hin: Das Problem der Phasenauflösung kann man nicht linearisieren. Das müsste aus einem gemeinsmen Ursprung parallelisiert werden. 4x256x8_12 tat das ( sehr gut ) brauchte dann aber 2 Takte länger.
Das Problem mit der Routine mit den SBC ... kann ich nicht nachvollziehen. Bei mit im Simulator läuft das wie erwartet. Man muss aber aufpassen mit dem Wert für die Frequenz, R27 darf maximal 1 sein. Auch muss man am Anfang mit R31 im richtigen Bereich sein, also z.B. bei 4. Der Fehler in der gezeigten Kurve sieht ein bisschen nach einem Fehler in der Tabelle aus, eventuell ein Rundungsproblem beim berechnen der Werte ? Die Tabelle sieht zumindest ein kleines bisschen unsymmetrisch aus: die 128 kommt häufiger vor als 127. Beim Mega8 kann ich mit noch nicht vorstellen das der Code und die Tabelle überlappen - beim Tiny2313 hab ich da schon Probleme (wegen Code für ASCII-> Binärwandlung für die Schnittstelle). Das der Phasenfehler, bzw. die Abweichungen vom Sinus etwas von der Frequenz abhängen ist normal. Besonders ungünstig sind die Werte wo eines der unteren Bits in der Frequenz gesetzt ist, und dann viele 0en kommen - aber auch da sollten sich kein so deutlichen Fehler ergeben. Wenn man das mit der Version mit der 256 Einträge langen Tabelle vergleicht sollten für eine Fairen Vergleich die beiden unteren Bits 0 sein, denn die hat die die Version mit der längeren Tabelle zusätzlich.
Werner schrieb: > Man kann schon einmal mitnehmen, dass DDS mit einer Phasenauflösung von > 360 / 255 Grad nicht einmal die halbe Auflösung des 8 Bit ADC bringen > kann. Wenn dir die Amplitude bei höheren Frequenzen absinkt denk daran als abgetastetes System hast du dort noch einen Amplitudengang der mit sin(x)/x geht (Spaltfunktionen). Das heist wenn du den Frequenzgang glatt haben willst muss du das auch noch kompensieren. Einige DDS Chips von AD haben so eine Kompensation mit eingebaut.
Bei dem doch schon etwas längeren Code für die 4-fache Schleife kann sich auch schon leicht mal ein Tippfehler einschleichen. Wenn es schon mit dem Index ein Problem gibt spricht das schon etwas für einen kleinen Tipp-fehler. Es gibt keinen Grund wieso der Code mit den 4 verschachtelten Teiltabellen besser funktionieren sollte als der Code, der direkt in R31 rechnet (egal ob mit Add oder sub). Bei vergleichbarem Wert für die Frequenz (4 facher Wert bei der Version direkt in R31), sollten genau die gleichen Werte an den DAC gesandt werden. Nur durch die andere Laufzeit ist die eine Version die 2 Zyklen schneller und damit die Frequenz höher.
@Helmi Die Amplitude ist konstant. Bis etwa 150 ~ 200 kHz. Die Kurvenform und das Spektrum ist anders ) @ Ulrich Ich habe Deinen Code aus dem Thread kopiert. Nicht abgetippt. Wie soll r24 bis 31 denn beim Eintritt in die Schleife stehen? Kannst Du eine Tabelle und deren orgin (Ursprung) für Dein Beispiel stellen ?
Eine passende Tabelle für den Sinus habe ich auch nicht. Um den Teil hab ich mich bisher gedrückt und eine Übernommen: die 256 Einträge Version von Jesper, die 1024 Einträge Version hier aus dem Thread. Ob R31 irgendwie aus dem Ruder läuft ist unabhängig von der Tabelle. Bei den Startwerten sollte R31 bei 4,5,6 oder 7 liegen (Version mit Subtraktion). Die Tabelle beginnt dann bei etwa 0100 Wortadresse (= 0200 Byteadresse) und geht bis 07FF (Byteadresse). Falls der Speicher knapp ist kann man am Anfang noch ein paar Werte weglassen, bzw. für Code nutzen. Die werden nur bei unrealistisch hohen Frequenzen ganz nahe am Nyquistlimit (0,5* Abtastrate) gebraucht. R27 darf nur 0 oder 1 sein. Was in den anderen Registern steht ist egal - da sind alle Werte erlaubt. Wichtig ist eigentlich auch nur die Frequenz (R24-R27) bei der Phase probiert man auch so so ziemlich alles durch. Falls man genug Speicher hat darf man auch vielfache von 8 zu R31 addieren. Bei der Position der Tabelle per .org gibt man die Wortaddresse an.
Ich Blödmann !!! warum der SUB ausrastet weiss ich noch immer nicht. Aber ich habe SUB und ADD mit einer 1024er Tabelle gefüttert. Der Phasenfehler ist mein TWI Code :0)))) folgend auf die zu kurze Tabelle. Der ADD geht super. Die Welt ist wieder heile...
hier mal die Baustelle, soweit vorhanden. Ein 48er wäre besser, man könnte die Registernummer in der TWI Adresse verstecken. Der hat eine TWI Adressenmaske ...
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die vermeintlich problematische Stelle unter der Lupe. f = 32 kHz vertikal 50mV / Teilung horizontal 200nS / Teilung Ort: Nulldurchgang ... natürlich noch Reste der Samplingrate drauf.
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Hallo nochmals, ich "messe" nun deutlich verbesserte Werte ? Kann, mag das jemand bestättigen ? Macht ein Takt soviel aus ? mfg Werner P.S. Ja GEMA , mein Fernsehgerät ist an ( Cursorposition )
Bei dem Bild liegt die Grundwelle bei -10 dB: da ist wohl irgendwo noch ein Regler etwas verstellt. Damit werden dann ggf. auch die Störungen kleiner. Wenn man das berücksichtige sind die Oberwellen noch nicht kleiner geworden. Wie es dicht dran aussieht, ist schwer zu sagen. So viel macht der Takt nicht aus. 1 Zyklus mehr oder weniger sind halt etwa 10% die man in der Frequenz höher gehen kann. Da bringt der Schritt zum Mega48 mit 20 MHz schon mehr. Der Fortschritt zum Original "Jesper" ist ja auch nicht in der Geschwindigkeit, sondern in der 4 mal höheren Auflösung in der Phase (bei gleicher Laufzeit pro Sample) - das kann etwa 6 dB bringe. Halt der Unterschied von Limitiert durch die Tabelle (256 Einträge) zu Limitiert durch den DA Wandler (1024 Einträge).
Guten Abend Ulrich! Ich hatte versucht nur auf absolute Differenzen zu schauen. Diese Soundkarten-Software macht Quatsch, wenn man auf 0 dB einstellt. Das ist auch ein Qszi drin. Der sieht bei 0dB komisch aus. Also habe ich rund -6 dB justiert. das ist leider kein "Messgerät" 6dB, das passt schon, ist aber auch 'was in einer log. Welt. 2x256x8_10 vers 1x1536x8_9 das vergleiche ich (glaube ich) gerade.,, Zuviele Versionen. So wie es ist, gefällt es mir. Ulrich ich danke Dir !
Ulrich schrieb: > Halt der Unterschied von Limitiert durch die Tabelle (256 Einträge) > zu Limitiert durch den DA Wandler (1024 Einträge). Man kann aber schon sagen: Für die Sinus Funktion ist die Limitierung durch die Länge der Tabelle relevanter ? (Bei ursprünglich 256 Schritten in der Tabelle und 256 Schritten im DA Wandeler.) Last Question, Ulrich
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sch.. Wetter. So habe ich noch ein Bilderrätsel zum Wochenende ... DAC Ausgang und Bit1 aus r31 an PORTB.1 Wenn man die addiert, einen Takt spendiert und eine "komische" Tabelle verwendet, dann bekommt man 9 Bit DAC. Für die linearen Sägezahn und Dreieck ist ein Bit extra eh nicht schlecht. Schönen Sonntag noch.
Das mit dem zusätzlichen 9. Bit sieht interessant aus, vor allem wenn man da noch einen OP Port frei hat und entsprechend schnell ausgeben kann. Ich hätte aber Bedenken dass da die einfache R2R Lösung direkt am Ausgang noch ausreicht, denn man hat beim Ausgangswiederstand eine Unsicherheit von rund 10-20 Ohm. Dann würde es sich ggf. sogar lohnen auch die Tabelle noch einmal zu verdoppeln - falls man den Platz hat (müsste beim Mega8 gehen), ist der Aufwand ja minimal (einfach nur ein Bit mehr in R31 lassen). Nach dem DDS Tutolrial machen etwa 4 mal mehr Werte in der Tabelle als Stufen beim DAC schon Sinn, vor allem bei relativ niedriger Frequenz.
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... addiert wird natürlich mit zwei weiteren Widerständen im R2R. 1x1536x9_10 ist kein Sprinter. > 20kHz ist er nicht besser als 1x1536_8_9. PORTB und PORTD kann man nicht exakt gleichzeitig aktuallisieren. Es jittert auch wieder ein wenig bei sehr hohen Frequenzen. Es gibt dort einen "Glitch". Erst konnte man etwas Gescheites ausfiltern. Jetzt sollte man filtern. Bei niedrigen Frequenzen hat er aber klar die Nase vorn. Mag jeder selber schauen oder kombinieren.
och der Ulrich. Hallo! Das war gleichzeitig. Yoh, je nach Tabellenlänge kann man die Auflösung in beiden Dimensionen erhöhen...
Ulrich schrieb: > Ich hätte aber Bedenken dass da die einfache R2R Lösung direkt am > Ausgang noch ausreicht, denn man hat beim Ausgangswiederstand eine > Unsicherheit von rund 10-20 Ohm. Das Problem hat aber jedes MSB in einem R2R. Egal das wievielte es ist.
@Werner Hast du schon mal darueber nachgedacht eine andere CPU zu nehmen. Da gibt es zur Zeit von ST ein Board mit einem Cortex M4 Prozessor fuer kleines Geld. Da hast du dann auch 2 12Bit DACs mit auf dem Board. Da koenntes du gleichzeitig zwei Phasenverschoben Signal erzeugen etc. Und mit 168 Mhz Takt duerftes du auch keine Probleme bekomnmen.
Hallo Helmut, ich habe diesen Jesper erst vor Kurzem gefunden. Jahre später als die meisten hier. Sofort war der Gedanke : Logisch, da hättest du auch selbst drauf kommen können. Das Rad gab es schon, Räder drehen sich und mathematisch beschreiben kann man das schon lange ... Sekunden später das sichere Gefühl, dass er das nicht zuende gedacht hat. Also Hut ab, mit einer Hand voll "Schweinefutter" (Widerstände) Dann die Wut darüber, dass ich soetwas Simples nichteinmal selber kann. 99% dieses Thread sind gefüllt mit meiner Dummheit... > Wenn es zu langsam werden sollte, einfach den AVR mit 100% übertakten. > Am Ende der Experimente nimmt man dann den AD9833 :-) Ja, einen Funktionsgenerator habe ich schon 1000mal vermisst. Aber die kann man auch kaufen. Ich habe gerade den Spass meinen zweiten Gedanken zu verfolgen :0) Die "handvoll Schweinefutter" macht sich ja auch unerwartet gut. Etwas mit 168MHz Takt hat man nicht so in der Schublade, dass ist auch nichts für Lochrasterplatten... Für HF habe ich ein wenig gutes Zeug, auch R&S, Schomandel und so. Für NF nix. Wenn am Ende Gutes bis 20-30kHz rausschaut und auch 30-100kHz rauskommemn, fein. Und ich habe es mir dann bewiesen :0) Hochskalieren kann man es dann immer noch. Man sieht ja wieviel Jesper ungenutzt lies. Um so mehr Power die Hardware hat, um so mehr übersieht man im Konzept. Grüße Werner
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Der "Glitch" noch, das soll nicht verschwiegen werden. Jenachdem ob das Bit 8 ( also 9 ) zuerst oder an zweiter Stelle rausgeht ist er rauf oder runter. Mit 1/f(Quarz) S geht das hier schief. Es folgt z.B. $1FF auf $FF , wenn auch nur ganz, ganz kurz. Bit 8 ( also 9 ) kommt immer einen Takt früher oder später. Desto mehr Bits man benutzt, um so mehr lindert man das Problem. Es rutscht 2°N nach rechts. Da braucht es einen Filter.
Ulrich schrieb: > Das mit dem zusätzlichen 9. Bit sieht interessant aus, vor allem wenn > man da noch einen OP Port frei hat und entsprechend schnell ausgeben > kann. Hallo, nichts ist schneller als ein induktivitätsarmer / -freier Widerstand. Ein OPAMP verliert immer.... Man sieht Dinge die nach einem OPAMP nicht exístieren ?
Den Glitch kann man ggf. noch etwas reduzieren, mit einem kleinen Kondensator an der R2R Kette, nach 8 Bits nach GND. Damit werden die ersten 8 Bits ggf. etwas (ca. 70 ns) verzögert.
Hallo Ulrich, Der Glitch wohnt ( in dieser Konfiguration ) bei 0 - 180 - 360°. Er Verändert sich auch mit der Frequenz. Ein Sprung $1FF auf %FF ist worst case, kommt nicht vor. Das wäre eine extrem tiefe Frequenz. Wobei, so schlimmt ist er nicht verglichen mit einen 1x256x8_9 Jesper. Der macht Treppchen überall. Auf dem Weg rauf auf dem Sinus ist Verzögern von Bit 9 OK. Ein verzögertes Bit 9 macht es dann aber auf dem Weg runter noch schlimmer. Bit 9 steht dann zulange. Der Glitch hat eine andere Schwachstelle, ' seine extrem steile Flanke und kurze Dauer.. Ich habe Probleme seine Amplitude zu messen. Das Digiscope sieht ihn garnicht :0) Seine Oberwellen sollten theoretisch bei f(out) x 2 usw. liegen. Das Sondkarten FFT merkt nix. Analogscope 1 M / 30pF vom Scope, puh. Er ist da wo man ihn erwaret. Mit einem 10 / 1 Tastkof kaum machbar ( sichtbar ), angedeutet. Hänge ich noch den Zähler mit nochmals 30 pF parallel ... Er macht er soweit mein Scope das noch zeigen kann < 50mV ~ weniger als 5 von 512 Bit, meist weniger, je nach Frequenz. Ich baue mir mal einen Tiefpass, sagen wir f(Grenz) 500kHz. Danach ist er wahrscheinlich ( hoffentlich ) weg(gebügelt). Grüße Werner
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Hallo,
ich habe 'mal genommen, was mir so in die Hand fiel...
R2R ------ 2mH ----+----- Scope
!
390pF
!
---
Das ist schon der richtige Weg...
Das Bild ist der Glitch bei ~ 100 Hz , 50mV vertikal / Teilung.
Rechts:
Wenn ich genau hinsehe macht er evtl. 100 mV und mehr.
Direkt am R2R gemessen-
Links:
mit dem Primitivfilter.
Scope parallel zum 390pF
Ohne jetzt meine Schulbücher rauszuholen:
2mH und 390pF wo liege ich da ?
Es gab da mal so nette online Rechner füe RLC.
Grüße Werner
Werner schrieb: > Ohne jetzt meine Schulbücher rauszuholen: > 2mH und 390pF wo liege ich da ? 1 fr = ------------------ 2 x pi x sqrt(L x C) Filter berechnung hier: http://www.aade.com/filter.htm
Yoh, ein bischen tief / nicht steil genug. Jenseits 40 kHz geht die Amplitude schon zurück. Rund die Hälft bleit bei 110 kHz. Aber da kann man ja was machen.
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Schweinefutter.jpg
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Hallo nochmal,
Bastelstunde, kalt genug ist es ja.
R2R ----+---- 340µH ----+---- OPamp
! !
10pF 150pF
! !
--+---------------+--
gets rid of it. Gut genug für mich...
Spule ist au sder Krabelkiste. 420µH steht drauf 340µH hat sie.
Die Amplitude geht bei 111 kHz um 10 % zurück.
Für Sinus und Dreieck lass ich das so.
Rechteck kann man besser am MSB abgreifen, es jitter ja nicht mehr so.
Ein Sägezahn ist ohne "extra"* C auch OK.
Das C* am Ausgang de R2R kann man auch frequenzabhängig machen.
100, 220, 470, 820 parallel. Schaltbar über PINs an PORTC.
PIN : Eingang C ab.
PIN : Ausgang und low oder High dran.
Das scheint zu funktioneren.
Grüße Werner
Zumindest in der Simulation funktioniert der Kondensator in der R2R Kette ganz gut zur Unterdrückung des Glitches: Bei einer R2R Kette mit 1 K und 2 K kommt es bei 70 ns Verzögerung ganz gut hin mit 100-120 pF gegen Masse. Der Glitch reduziert sich auf ca. 1/4 der Fläche. Dabei verschwinden vor allem die niedrigeren Frequenz noch stärker - so dass danach der Filter um so effektiver wird. Für ein sauberes, Jitterarmes Rechecksignal sollte man eher nicht direkt das MSB nutzen. Da hat man etwa 10 Zyklen = 700 ns Quatisierung bei der Zeit. Das bekommt man schon mit einem PWM Ausgang besser (ca. 1 Zyklus) hin. Deutlich besser ist ein Komparator am Sinussignal hinter dem Filter. Da kann man bei höheren Frequenzen mit Jitter unter 20 ns rechnen, je nachdem wie gut der Aufbau und Filter ist auch noch besser. Im Idealfall wird die Zeit zwischen 2 DA Samples damit noch einmal analog in bis zu rund 200 Teile geteilt, einfach über die DA Werte vor und nach dem Nulldurchgang. Bei kleineren Frequenzen wäre dann ggf. noch ein Teiler hinter dem Komparator sinnvoll.
Ulrich,
ich habe ein´10k - 20k R2R.
Ich finde den Effekt nicht.
Wo genau fügst Du das C ein ?
R1 R2
----- 10k ----+------ 10k ----+----- Filter
! !
! !
R3 20k R4 20k
! !
! !
PORTD.7 ( Bit 8 ) PORTB.1 ( Bit 9 )
Den größten Effekt sehe ich wenn ich PORTD.7 ( Bit 8 ) mit 33 pF
belaste.
Nicht unbeding einen positiven Effekt.
P.S. man nimmt ein OctalLatch. Man braucht aber einen Clock und es ist kein Jesper im Sinne des Einfachen mehr ... :o)
Der Kondensator kommt vom Punkt zwischen R1 und R2 nach Masse. Das Programm muss dann erst die Bits 1-8 anlegen und dann Bit9. Bei 10 K und 20 K und 16 MHz Takt - sollte die richtige Kapazität mehr so bei 10-12 pF liegen. 33 pF sind schon etwas zu viel - da wird es dann schon wieder schlechter. Der Glitch sollte dadurch zum einen kleiner werden, und dann auch noch etwa symmetrisch, also erst eine Abweichung noch oben, und gleich danach nach unten. Als Anhang mal, was ich bei der Simulation raus bekomme: blau nur R2R, grün mit Kondensator 120 pF.
Küsschen! 10pF obenlastig. 2x10pf untenlastig Ich mache eine Trimmer rein, abgleichbar.
P.S. mit dem blauen Jumper im "Schweinefutter" konnte ich immer noch auf 8 Bit umstecken. Den braucht es nicht mehr. Jesper hat 9 Bits! 10 Bit ? habe ich noch nicht auf dem Schirm. Latch erledigt. Aber er müsste dann "Up and Down counten" ? MSB invertieren... ne geht nicht so ganz "einfach"
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Ulrichs_Zeh.png
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9 Bit Jesper mit Ulrichs Zeh und einem Filter aus der Krabelkiste...
Ich habe letztens fuer ein Geraet ein DDS Generator mit dem MSP430F2618 gebaut. Der hat einen DAC mit 12Bit auf dem Chip. Bei 1 Khz Ausgabefrequenz hatte ich dort einen Klirrfaktor von unter 0.1% gemessen mit einem Ausgabe Tiefpass 6. Ordnung mit 2KHz Grenzfrequenz.
Helmut Lenzen schrieb: > Der hat einen DAC mit 12Bit auf dem Chip. Wie lang war dann Deine Tabelle ? Ich würde min. 14 Bit denken um den Vorteil ausnutzen zu können ? P.S. Was versteht der Autor von dem Soundkartending unter "Totale harmonische Verzerrungen" ? Irgendwie blieb Glitchi nicht unbemerkt...
Mit einem Tiefpass bei 2 kHz ein 1 kHz Signal auf unter 0,1% Klirr zu bekommen ist keine so große Kunst - das braucht es vermutlich nur 4 Bit zu. Die Frage mehr wie es geht wenn der Filter mehr bei 500 kHz ist. Der Glitch durch das verzögerte 9. Bit hat schon eine kleine Komponente auch bei relativ niedrigen Frequenzen, so wie den Oberwelllen des Signals. Der Kondensator schafft es halt vor allem den Teil zu kompensieren. Der Rest ist dann größtenteils bei >1 MHz und damit weniger störend. Ob das dann noch wirklich sinnvoll ist, Software DDS so weit zu treiben ist etwas anderes - reine DDS Chips wie der AD9833 kosten ja auch nicht mehr die Welt ( < 7 EUR bei Reichelt). Sinnvoll ist DDS per Software vor allem, wenn der µC noch was anderes zu tun hat, und das Signal nur Mittel zum Zweck ist, z.B. für die Messung von Kapazitäten / Induktivitäten. Dann reichen aber in der Regel auch die 8 Bits locker.
Ja, Hallo Ulrich und Helmut. Wenn Helmut nun 5kHz Messfrequenz haben möchte und ... Klirrfaktor- messungen machen woltte. Genau da habe ich auch gestuzt... Ne, ich lasse es auch jetzt bei 9 Bit. Nochmal danke mit dem Umdrehen. So was Blödes, etwas was zu spät kommt verzögern zu wollen zzz..tt
Werner schrieb: > Um so mehr Power die Hardware hat, um so mehr übersieht man im Konzept. jetzt habe ich es erst...Helmuts 12 Bit sind der totale Overkill.
Nicht gerade Klirrfaktormessung ist fuer die Kalibrierung von Schwingungswächter. Damit werden Zentrifugen überwacht. Habe allerdings vor ca. 20 Jahren den ersten DDS Generator gebaut. Rein mit TTL ICs. 24Bit Phasenauflösung / 8 Bit Amplitude. Mit 74AS Addierer bin ich bis 4MHz gekommen. Ausgangstiefpass war ein 7 poliges Cauerfilter. 1. Oberwelle 48db unter der Grundwelle.
Werner schrieb: > jetzt habe ich es erst...Helmuts 12 Bit sind der totale Overkill. Mag sein aber der MSP430 hat nun mal 2 12Bit DACs. Und beim 2. brauch ich die 12Bit.
OK. Der Jesper_1x1536x8_9 hätte das ja schon ohne jedes Filter, nur mit Kapazitäten im Messaufbau gemacht... Wenn der Autor meines Spielzeug FFT THD mit "Totale harmonische... " meint und das auch richtig behandelt.
Was mir noch einfällt: 1. +5V mit mehreren SMD-Cs direkt am (auf dem?) µC abblocken, da manche Cs bei der Quarzfrequenz eine Resonanzstelle haben und damit gar nicht mehr abblocken. 2. für mehr Bits einen 2. µC nehmen und ihn vom selben Takt + Reset versorgen --> Ports sollten exakt gleichzeitig schalten. 3. die Berechnung der Sin-Tabelle mache ich mit 127,5 + 127,5*sin Sie ist schön symmetrisch und hat statt der 21x nur 15x 00 / ff . 512er Tabelle siehe Anhang. 4. Werner, die Idee mit dem 9. / 10. Bit ist gut!
eProfi schrieb: > 1. +5V mit mehreren SMD-Cs direkt am (auf dem?) µC abblocken, da manche > Cs bei der Quarzfrequenz eine Resonanzstelle haben und damit gar nicht > mehr abblocken. > Das Problem beim Werner ist das er auf 2 Ports versucht gleichzeitig 9..10 Bits auszugeben. Abhilfe schafft hier wirklich nur ein syncrones Ausgeben der Bits. Das geht allerding nicht mit dem uC. Man koennte 2 externe Auffangregister (74xx574) anschliessen und die gemeinsam triggern. Eventuelle den Clock fuer die Register durch teilen des Quarzsignales erzeugen. Dazu muesste man wiessen wieviele Clocks die Schleife verbraucht und dann durch teilen der Quarzclock daruas ein Strobesignal fuer die Register erzeugen. > 2. für mehr Bits einen 2. µC nehmen und ihn vom selben Takt + Reset > versorgen --> Ports sollten exakt gleichzeitig schalten. Da er ja auch mal eine andere Frequenz ausgeben will und damit einen Interrupt ausloest zur Eingabe der Daten wuerde die Syncronitaet der beiden uC nicht mehr funktionieren.
eProfi schrieb: > 3. die Berechnung der Sin-Tabelle mache ich mit 127,5 + 127,5*sin > Sie ist schön symmetrisch und hat statt der 21x nur 15x 00 / ff . > 512er Tabelle siehe Anhang. Du hast die halbe Tabelle vergessen ? Meine ist doppelt (1,5mal)so lang. Da dürfen es schon mal ein paar 255er mehr sein. Du hast auch das neunte Bit nicht drin ? Meine Werte sind 0,5er Schritte. Bit neun sieht man nicht, es versteckt sich in der Adresse. Helmut hat das schon richtig geschrieben. Der Glitch wohnt nicht auf Vcc. Er ist im Prinzip begründet. Ein Latch hatte ich ja auch schon einmal fallen lassen. Wie schon gesagt ist es dann aber kein Jesper-Einfach mehr. Für eine DuoCPU gilt das natürlich erst recht. Das Ding sollte auch ein quasi analoges feeling haben, drehen wie am VFO. Also nicht Frequenz wählen und Reset zum Starten drücken. Wir sind nicht bei WINDOWS wo man Start drückt zum Beenden :0) Das scheiden zwei ganz aus. Ich habe ja schon zwei... Tasten, Drehgeber, LCD, USB: Mega16 und einen Frequenz- und Kurvenknecht: Mega8.
@ Ulrich jetzt habe ich das unter der Lupe betrachtet. Ich habe einen Trimmer 30pF max. eingebaut Anstelle des 8-9 bit Jumper. Man kann die "losen" Enden vor und nach dem Glitch exakt aneinander fügen ( abgleichen ). Diese Einstellung trifft sich mit einem THD Minimum von 0,07%. THD ist "einstellbar" zwischen 0.14 und 0,07% Es bleibt an der Klebestelle ein nS Impuls von einigen mV. ( Schaltzeiten Tolleranzen im µC ? ) KLASSE wenn Theorie meets practice Ich habe jetzt soviel Ruhe auf dem Sinus, dass ich tatsächlich die Samplefrequenz aufgelöst sehen kann.
Mit dem Kondensator kann man die Verzögerung nur näherungsweise ausgleichen. Vor allem im HF Bereich > 1 MHz stimmt die Verzögerung nicht, wenn es bei niedrigeren Frequenzen stimmt. Das ist aber nicht so schlimm, denn da hilft der Rekonstruktionsfilter.
Du simulierst ? Ich mache das von Zeit zu Zeit mit SwitcherCAD. Womit machst Du das ? Hast Du ein Modell für SwitcherCAD ( Spice ähnlich ? ) Warum nimmst Du 1 und 2kOhm R2R. Die Fehler im RDS(on) werden größer als bei 10 und 20kOhm. Da der Lötkolben an war... Der Mega8 rennt auch 24 Mhz ohne, dass ich Probleme erkennen kann. Ich habe sogar die Temperatur gemessen. Um den Unken vorzubeugen habe ich jetzt aber ein 16 Mhz Quarz drin. Die 14745600 habe ich massenweise vom billigen Jakob. Wegen der Baudrate, aber die brauche ich hier nicht...
Ich habe den Teil mit LTSpice Simuliert. In der Simulation ist es relativ egal welchen Widerstand man nimmt. Mit 10K/20K bekommt man auf Streifenraster so langsam schon Probleme mit den Kapazitäten - ist aber noch die bessere Wahl. Für die R2R in Hardware habe ich sonst 10 K und 4,99 K gewählt - dazu kommen ja noch ca. 30-50 Ohm Ron. Die Schaltung zur Simulation ist recht einfach: Einfach 2 entgegengesetzte Stufenfunktionen mit etwas Verzögerung zusammenmischen, über Widerstände wie bei R2R, nur halt nur 2 Bits.
OK, zum Abgleich des Trimers benutze ich auch schon BERNSTEIN (Abgleichbesteck), unüblich bei LF. Ich hatte davon geträumt den Lötkolbe (erst einmal auszulassen) ..
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Ich habe gerade 'mal Dreieck, Sägezahn und Rauschen angebaut. Obwohl das Rauschen 5Vss hat, auf die Bandbreite kommt ein kleiner Pegel für alle Frequenzen raus. Das Spektrum hat keine Lücken wie es im Bild scheint. Ich kann aber nur momentane Screeenshots aufnehmen. Ich bräuchte eine längere "Belichtungszeit". Unerwartet aber logisch. Für ein Dreieck und Sägezahn wären noch viel längere Tabellen sinnvoll. Die momentanen Maxima trifft man nur bei größerer Winkelauflösung. Eine Reihe Nullern und FFs wären ein Segen. Der Sinus ist vergleichsweise simple :0) Dreieck und Sähezahn sehen bis ~ 10kHz brauchbar aus. Rechteck geht dann wie Ulrich sagt über Komparator. Ulrich, der Chef hat immer Recht...
Beim Dreieck sollte man es auch hinbekommen die Werte direkt auszurechnen, also ohne Tabelle. Zumindest bei 8 Bit DA geht das noch ganz gut. Eine Längere Tabelle hilft für Dreieck und Sägezahn auch nicht. Das Problem ist einfach das man da viele Oberwellen braucht um auch die Spitze mit zu bekommen. Entsprechend ist dann bei z.B. 1 oder 10 kHz irgendwann Schluss. Man kann es auch im Zeitbereich sehen: beim Sinus ist die Interpolation sinnvoll möglich. Beim Dreieck geht mit einer Interpolation aber die Spitze verloren. Da hilft eigentlich nur eine höhere Abtastrate oder eine andere Art Generator.
Hallo, ich habe es mir gedacht, das Dreieck und Sägezahn habe ich mir im original Jesper nie angesehen. Für's Dreieck haben mich die Wendepunkte zur Tabelle gebracht. "Unten" mache ich aber ein schönes Dreieck...auch >> 1 kHz. Mit dem Sägezahn bin ich noch unglücklich.
'nabend nochmal.
Ich habe einen Spielplatz gebaut mit 8 und 9 Bit Varianten und Sample
Rates
von 1,6 bis 3,2 MHz. Interessant wieviele Varianten man sich da
ausdenken
kann...auch 5 Takte Sägezahn
Eihentlich alle besser als der UrJesper
R2R ----+-------+----10K---+----340µH---+----OPAMP
! ! ! ! !
20K 30pF 20K 150pF
! trimm ! !
! ! ! !
! ! ! !
PD7 PC0 PB1 GND
Bit7 deglitch Bit8
9 Bit und eine hohe Auflösung der Phase schlägt immer die 8 Bit
Sprinter.
So ist es halt.
Der BASCOM Schnipsel für den MEGA16 wird z.Zt. über Terminal gespeist.
Er nimmt zumindest das Ausrechnen der Adder Werte ab und erlaubt den
Wechsel zwischen den Modi.
Nochmals Danke für Eure Hilfe
Werner
P.S. @ Ulrich , klar Dein SUB geht auch! Ich habe 'mal von ACCESS berichtet das HEX(138) zu NULL macht. Ich habe auch Tabellen generiert in denen Zeilen fehlten. AVR Studio spann manchmal ... Ich habe wegen einer Schweinerei PC-TOOLS SpyDoctor laufen. Das Ding ist der bessere virische Trojaner :0)
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Ulrich schrieb: > Eine Längere Tabelle hilft für Dreieck und Sägezahn auch nicht. Das > Problem ist einfach das man da viele Oberwellen braucht um auch die > Spitze mit zu bekommen. ... und der Ulrich hat immer Recht. Wie die schon die angehängte "games.txt" Datei zeigt auch ein Versuch die Winkelauflösung zu erhöhen (1024er Tabelle) im Sekunenrhythmus leicht schwankende Amplituden und Spektren. Auch wenn man meinen könnte das Qszillogramm sei schöner. Hier hat die 3,2MHz 8Bit Schleife die Nase vorn. Das Grundrauschen ist geringer, die Amplitude stabil.
> Autor: Werner (Gast) Datum: 18.01.2012 20:55 > Hat jemand eine 512 Byte lange 8 Bit Sinustabelle parat ? Im Anhang vier Sinustabellen 1. 256 lang, Hex für Asm, 8 Bit, Formel: 127,5+127,5*sin() 2. selbige in Dez 3. 256 lang, Dez für C, 10 Bit, Formel: 511,5+511,5*sin() 4. 512 lang, Dez für Asm, 8 Bit, Formel: 127,5+127,5*sin() 5. 512 lang, Dez für C, 10 Bit, Formel: 511,5+511,5*sin() Durch die etwas kleineren Offsets / Faktoren kommen nicht so viele Min- (0) und Max- (255 bzw. 1023) Werte hintereinander.
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Hallo nochmal, auf einer langen Autofahrt kam mir der geschenkte Gaul in den Sinn. Geschenkt ist der Gaul, wenn es keine CPU Zeit kostet. Mit etwas Hardware könnte man wohl aus dem Bit 7 ein Achtes Bit machen. Also Bit 9, verwirrend das Ganze. Ich wollte Bit 7 schon 'mal zum T0 oder T1 führen, um mit dem Timer zu zählen. Beim 8er sind die belegt und leider gibt es nur up / down und kein toggle als Trigger. Siehe "Preisrätsel" Grüße Werner
Angehängte Dateien:
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MODES.png
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Hi, die Tabelle brauche ich langsam selber :0) Für das Rätsel fand sich / ich auch keine simple Lösung. Ist wohl ausgereitzt... Es bleibt nun : - Übertakten - (Re)konstruktion des 9. Bit aus Bit 8 - Aufbereitung der Adressen und Ablegen der D/A Werte in externem RA/OM - etwas worauf ich ich komme .... Der Frequenz/Kurvenknecht (MEGA8) beherrscht eine paar Modi. Er wird von einem MEGA16 gesteuert, der z.Zt. nur seriell in TWI wandelt. Das LC Filter geht natürlich nur bei Sinus, sonst stört es nur. Sorry for my bad Assembler, I'm a newbe...
Hi, ich möchte nochmal stören.... Vom ATmega8 wollte ich auf einen ATmega88 wechseln. . der PIN Toggle wäre nett. . 22 MHz wären nett . das TWI hat ein Adress Mask Register, man kann mehrere Adressen verwenden und gleich den Wert übergeben. . PINCJANGE Interrupt , auch nicht schlecht. . Pinkompatibel ist er auch. Beim TWI habe ich ein Problem: OK, die bei Atmel schreiben im Datenblatt das gleiche Beispiel wie beim 8er. Das kann eigentlich nicht gehen. Die TW Register liegen nicht im I/O Beeich. Klein Hänschen dachte nun, man tauscht alle "out" gegen "sts" und alle "in" gegen "lds". Der ansonsten unveränderte Code läuft nicht :0( Der Interrupt findet statt ( die erzeugte Kurve stolpert kurz )nur die Reaktion ist nicht die gewohnte. Das Adress Mask Register ist noch aus ( 0 ). Es sollte noch wie gewohnt laufen. Eigentlich kein Byte wird richtig erkannt / ausgewertet ? Gibt es noch einen Unterschied für TWI zwischen 8 und 88 ? Grüße Werner
Beim Zugriff auf die Register per STS oder OUT muss man eine andere Addresse benutzen. Bei STS ist die Adresse um 32 größer. Leider ist da ein unterschied zwischen IO und RAM Addressen.
Hallo Ulrich, sorry. Ich hatte den STACK auf $00FF gelegt. Im 88er ist dort extended IO. Der Assembler ist damit glücklich. Der Simulator mekert difus... Die Wahl eigentlich ohne Grund, denn die in das SRAM kopierten Tabellen enden bei §03FF. Noch Platz genug für den STACK. Nur der "rti" war faul. Es geht wieder soweit. Ich habe das Preisrätsel gelöst ... und simuliert. Es gibt einen geschenkten Gaul :0)
Hi >Beim Zugriff auf die Register per STS oder OUT muss man eine andere >Addresse benutzen. Bei STS ist die Adresse um 32 größer. Leider ist da >ein unterschied zwischen IO und RAM Addressen. Nur bei IO-Adressen <$60. MfG Spess
Ich hatte im Sinn, dass die Tabelle mit $03FF dem RAMende entspricht. 1/4 K übersehen. Im 8er war das egal.
Hi
>Im 8er war das egal.
Nur bedingt. Wenn du den RAM intensiver nutzt wirst du lustige Effekte
bemerken.
MfG Spess
bislang und das wird auch so bleiben liegt da nur die Rücksprungadresse des TW Interupts. Das RAM ist ja schon fast voll mit den Tabellen.
Hi
>Das RAM ist ja schon fast voll mit den Tabellen.
Ab RAMSTART ohne .org?
MfG Spess
spess53 schrieb: >>Das RAM ist ja schon fast voll mit den Tabellen. > Ab RAMSTART ohne .org? ? Ich kopiere aus dem FLASH in das SRAM von $0100 bis $03FF. Wegen des einen Taktes "lpm" zu "lp". Aber jeder Takt ZÄHLT.
Hi
>? Ich kopiere aus dem FLASH in das SRAM von $0100 bis $03FF.
Damit hast du den Stack mit $00FF unterhalb deiner Tabellen.
MfG Spess
Ja, ehemals mit Absicht. Der zählt doch immer runter und wenn oben (je nach dem ) kein Platz ist.
Ich schreibe jetzt doch in diesem Thread weiter, weil es thematisch besser passt als im "Schwesterthread" Beitrag "DDS Sinus erzeugung" Meine schon lange existente Idee ist, für die für die 9-Bit-Ausgabe notwendige Verzögerung statt des RC SPI zu verwenden. Entweder es ist schon von Haus aus eine Verzögerung vorhanden, oder man braucht eine 4-fach-Fallunterscheidung: Signal - bleibt high: nichts oder FF ausgeben - bleibt low : nichts oder 00 ausgeben - steigende Flanke: 7f ausgeben - fallende Flanke: 80 ausgeben
Die Ausgabe mit mehr als 8 Bit macht mit dem AVR nur realtiv wenig Sinn. Die Schleife wird einiges Langsamer und je nach DAC geht das 9. Bit ggf. auch noch unter. Hilfreicher ist es die Sinustabelle länger (512 oder 1024 Einträge) zu machen. Dazu gab es auch schon mal einen Thread - incl. weiter optimiertem Code. Vieles ist da im "Schwesterthread" schon drin. Will man mehr, gibt es halt fertige DDS Chips: sei es ein AD9833 oder ein Modul mit AD9851 von Chinesen bei IbÄ, gleich mit Filter am Ausgang.
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