Hallo Forum, Ich habe ein Problem mit einem Messwandler für einen PT1000. Den Großteil der Schaltung habe ich von einem anderen Wandler übernommen. Ich habe nur einen zusätzlichen Subtrahierer eingebaut um auch einen 4 Draht PT1000 anschließen zu können. Ich habe jetzt allerdings 2 Probleme: 1. Der Konstantstrom ändert sich mit dem Lastwiderstand. 2. Am Ausgang kommen maximal 3,67V heraus. Ich möchte bis 4096 mV. Der Messbereich soll von -20 bis 80 Grad reichen. Sprich 0 V bei -20 Grad (wird nicht bis auf 0 gehen weil ja kein Rail-to-Rail?) und 4,096 V bei 80 Grad. PT1000 @ -20 Grad = 921 Ohm, Somit habe ich bei IC1C auf 921mV abgeglichen. Bitte helft mir
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> 1. Der Konstantstrom ändert sich mit dem Lastwiderstand. Das liegt an R2. 2. Am Ausgang kommen maximal 3,67V heraus. Ich möchte bis 4096 mV. Das liegt am LM324, der kommt nicht bis an Vcc.
> Den Großteil der Schaltung habe ich von einem anderen Wandler > übernommen. Und dabei die unsäglichste aller Billigschaltungen hergenommen. Deine Ausgangsspannung hängt eher von der Stabilität der 5V ab, als von der Temperatur. Ein 78L05 liefert keine temperaturstabile belastungsunabhängige Spannung. Schwankungen der 5V kommen VERSTÄRKT an deinen Messausgang. Vergiss die unsägliche Schaltung, bau was ordentliches. Damit erübrigen sich auch deine sonstigen Probleme mit unzureichenden Operationsverstärkern (aus einem mit 5V versorgten LM324 kommen eben keine 4.096V raus) und unkonstanten Konstantstromquellen.
Ich habe auch schon versucht R2 zu entfernen aber das Problem besteht weiterhin. Das der LM324 nicht bis 5V geht weiß ich aber 1,4 V weniger?
Was genau hat die Eingangsspannung mit meiner Ausgangsspannung zu tun? Die 5V sollten eigentlich genug gepuffert sein denke ich mir. Ausserdem erklärt das nicht wieso der Konstantstrom nicht konstant ist.
Habe ich aus einer anderen Schaltung übernommen aber ich denke mal die Spannung halten?
> ich denke mal die Spannung halten?
Der war gut ;-).
Alternativ: "der soll Schwingungen unterdrücken".
Also mal im Ernst. Der C12 hat in der Schaltung nichts verloren. Und wenn du R2 rausnimmst oder den PT1000 kurzschließt wird der minimal zulässige Ausgangsstrom des LM317L deutlich unterschritten und daher gibt es keine brauchbare Stabilität.
Soll heißen R2 hat seine berechtigung da er einfach Strom verbraucht und den LM317 so "belastet". C12 kommt raus. Erklärt aber immer noch nicht wieso der Strom nicht konstant ist.
> Erklärt aber immer noch nicht wieso der Strom nicht konstant ist.
Na dann sag doch endlich mal wie unkonstant der Strom bei welchen
Lastwiderstandsänderungen ist. Ich war davon ausgegangen, dass du oben
z.B. einfach den Strom mit einem MM anstelle des PT1000 gemessen hast,
also praktisch ein Kurzschluss.
Nönö... Hab ein Poti drangehängt das den PT1000 simulieren soll. Mit einem Widerstand dran kann ich so den Bereich von 900 - 1300 Ohm abfahren. Da dann das MM reingehängt. Der Strom schwankte zwischen 0,98 - 1,25 mA. Gibt es eine alternative/Nachvolger für den LM324 mit 4 OPAMPs drinnen?
> den Bereich von 900 - 1300 Ohm abfahren. Da > dann das MM reingehängt. Der Strom schwankte zwischen 0,98 - 1,25 mA. Das ist überhaupt keine Regelung. Der LM ist entweder defekt oder falsch angeschlossen. > Gibt es eine alternative/Nachvolger für den LM324 mit 4 OPAMPs drinnen? Ja gibt es. Parametrische Suche auf den Herstellerseiten.
> z.B. : TS914
Mit 12mV Offsetfehler ?
Macht 3 GradC Messungenauigkeit.
Na ja, bei einem mit 1mA durchflossenen Pt1000 eh egal, der heizt sich
mit 1V vermutlich um mehr GradC auf.
Was bei einem Instrumentenverstärker mit 10k Widerständen bei 1k
Eingangsimpdeanz auch egal ist, der hat ja schon 10% Messfehler.
Die Schaltung mit einer Konstantstromquelle ist eher nicht die richtige Wahl - das ist es eigentlich fast nie: Falls das Ausgangssignal digitalisiert werden soll, sollte zumindest die selbe Ref. Spannung für den AD-Wandler und die Erzeugung des Stromes genutzt werden. Alternativ könnte der Strom noch einmal unabhängig erfasst werden - dann hat die Stromquelle aber nur die Aufgabe die Größenordnung des Strom richtig festzulegen. Falls die Spannung rein analog ausgegeben werden soll, bietet es sich an über einen nicht ganz konstanten Strom für eine Linearisierung der Kennlinie zu sorgen. Der Strom ist dazu halt etwas von der Ausgangsspannung abhängig. Rund 1 mA sind auch eher zu viel für eine genaue Messung per PT1000, zumindest bei der üblichen Größe. Eine 4 Leitermessung ist beim PT1000 auch eher selten nötig - zumindest nicht in Verbindung mit einem LM324.
@MaWin: Ich habe gelesen das in Industriellen Anwendungen auch 1 mA verwendet wird für den PT1000. Somit kann das nicht so verkehrt sein. Aber sag mal. Kannst du auch mal was konstruktives beitragen? Das einzige was du hier bisher von dir gegeben hast ist Kritik und nicht 1 brauchbarer verwertbarer Beitrag. z.B. 1. Was ordentliches bauen? Die einzigen Beispiele die ich finde basieren auf genau der gleichen Technik wie diese Schaltung hier. 2. Schön das es 10000 verschiedene gibt. Hast du nur 1 Beispiel? 3. "Was bei einem Instrumentenverstärker mit 10k Widerständen bei 1k Eingangsimpdeanz auch egal ist, der hat ja schon 10% Messfehler." Wie kann man das verbessern? BG
>Aber sag mal. Kannst du auch mal was konstruktives beitragen? Das >einzige was du hier bisher von dir gegeben hast ist Kritik und nicht 1 >brauchbarer verwertbarer Beitrag. Dann sage ich es dir auch noch mal: Die Schaltung ist völliger Schrott! Mawin hatte in jedem einzelnen Punkt Recht.
> Ich habe gelesen das in Industriellen Anwendungen auch 1 mA > verwendet wird für den PT1000. Eher für den Pt100, beim Pt1000 wird davon stark abgeraten. > Die Schaltung mit einer Konstantstromquelle ist eher nicht > die richtige Wahl - das ist es eigentlich fast nie: Wenn man 4-Leiter machen will, braucht man das schon, aber seine Auswerteelektronik ist so unterirdisch, daß der Widerstand der Zuleitung sowieso nicht mehr ins Gewicht fällt, 4-Leiter Anschluss also vollkommen überflüssig ist. > 1. Was ordentliches bauen? Die einzigen Beispiele die ich finde > basieren auf genau der gleichen Technik wie diese Schaltung hier. Dann hast du nicht gesucht. Sogar in diesem Thread wurden dir mehrere Alternativen genannt. Da aber kein Schwein weiß, welche Anforderungen du an initiale und kalibrierbare Genauigkeit hast, kann niemand einen Vorschlag machen. 4-Leiter spricht für eine Anforderungen von 0.1 GradC, denn 1 GradC bekommt man auch so hin. > 2. Schön das es 10000 verschiedene gibt. Hast du nur 1 Beispiel? OPA4188, ok, Perlen vor die Säue. > 3. "Was bei einem Instrumentenverstärker mit 10k Widerständen bei > 1k Eingangsimpdeanz auch egal ist, der hat ja schon 10% Messfehler." > Wie kann man das verbessern? Warum bestehen Instrumnetenverstärker aus 2 Eingangs-OpAmps und einem Differenzverstärker-OpAmp ? Aber die Schaltung ist sowieso Murks, wie zu Anfang schon gesagt, daher lohnen solche Detailkorrekturen nicht. http://www.dse-faq.elektronik-kompendium.de/dse-faq.htm#F.7.8
Also manchmal ist diese Großkotzigkeit wirklich unbeschreiblich. Da stellt jemand eine Frage hier ins Forum und benötigt Hilfe und manche haben nichts anderes zu tun als irgendwelchen Müll hier abzuladen! Es mag sein das die Schaltung Schrott ist. Aber wieso kann derjenige das nicht erklären und einen Vorschlag für eine bessere machen? Erklären wie es gemacht wird oder werden kann? Stattdessen kommt nur: "Das ist Müll." So eine unqualifizierte Aussage hilft denke ich niemandem etwas. MaWin oder Kai Klaas sind vielleicht Spezialisten oder nicht aber wenn man etwas behauptet dann sollte man das vielleicht auch belegen/beschreiben können. Wünsche noch einen schönen Abend.
Eine wichtige Frage ist, ob das Signal digitalisiert wird, oder tatsächlich nur eine analoge Spannung benötigt wird, z.B. für ein Drehspulinstrument oder einen analogen Regler. Wenn es später digital werden soll, dann dann wäre mein Vorschlag so etwa wie ein MCP3551 und ein passender genauer temperaturstabiler Vorwiderstand von etwa 30 K. Dazu dann noch ein Spannungsteiler für die Referenz und falls nötig noch ein Kondensator und ggf. Schutz für die Eingänge. Ein 22 Bit AD klingt überdimensioniert, wenn der µC intern schon einen AD hat, aber der AD ersetzt halt auch einen hochwertigen Verstärker.
unbeteiligter schrieb: > Also manchmal ist diese Großkotzigkeit wirklich unbeschreiblich. ... Sowohl MaWin als Kai haben dem TO wesentlich mehr geholfen, als du mit deinem weinerlichen Posting.
Es wurde mittlerweile schon 100 mal erklaert, dass man radiometrisch messen soll. Dh ein Spannungsteiler bestehend aus dem PT-1000 und einem Praezisionswiderstand. Ich verwend da 10k 0.1%. Gespiesen von einer Referenz die auch die Referenzspannung fuer den ADC ist. Ich verwend da 2.5V. Und dann mit dem Mittelabgriff an den ADC. Nein, der ADC des Mega8 ist nicht gut genug. Ein hinreichend kurzes Kabel zum PT-1000 ergibt einen kleinen Fehler. Ich ueberlass das dem Leser, den Fehler zu berechnen.
unbeteiligter schrieb: > Also manchmal ist diese Großkotzigkeit wirklich unbeschreiblich. unbeteiligter schrieb: > Es mag sein das die Schaltung Schrott ist. Aber wieso kann derjenige das > nicht erklären und einen Vorschlag für eine bessere machen? Erklären wie > es gemacht wird oder werden kann? Deine Meinung ist nachvollziehbar, aber nicht teilbar. Es ist Zeitverschwendung das "nicht geeignet" zu erklären. Deshalb ist es besser den TO in die richtige Richtung zu schupsen. Denn es ist freiwillig geopferte Zeit (scheint gern vergessen zu werden). Wie es gemacht wird ist allerdings meistens Bestandteil der Antworten. Das Forum ist keine Schule mit Lehrern die beim lernen helfen. Aus dem Grund gibt es eher mal einen Link zum selberlesen, als seitenlang verfasste Beiträge.
Radiometrisch bedeutet, die Stoerungen auf den Sensor und auf dem ADC sind dieselben und heben sich auf.
Hallo, um dem TO wenigstens zu helfen, die Teile sind inzwischen für ca. 30€ zu bekommen. Dann kann man auch -20°C darstellen, Spannungsteiler und schon ist das erledigt. Die üblichen Fehler werden damit komplett ausgeblendet. Ich befürchte allerdings, das Brückenmessprinzip wird auch da verwendet, warum auch nicht. Sicherlich sind die Lösungen aber ausgereift und auch Temperaturkompensiert. Die 15 V Versorgung sollte kein Problem sein, selbst mit Verwendung eines DC/DC Wandlers. Übrigens, mit ratiometrisch könnte ich eine Verbindung zum Problem hinbekommen. Gruß MURKEL
Duenner Stapel schrieb: > Praezisionswiderstand. Ich verwend da 10k 0.1%. ...was schon mal 0,25° fehler bringt. Gruss Harald
>Also manchmal ist diese Großkotzigkeit wirklich unbeschreiblich. Da >stellt jemand eine Frage hier ins Forum und benötigt Hilfe und manche >haben nichts anderes zu tun als irgendwelchen Müll hier abzuladen! Wir haben ganz genau beschrieben was falsch ist. >Es mag sein das die Schaltung Schrott ist. Aber wieso kann derjenige das >nicht erklären und einen Vorschlag für eine bessere machen? Erklären wie >es gemacht wird oder werden kann? Wenn eine Schaltung so hoffnungslos ist wie diese, kann man nicht hergehen und jedes falsche Bauteil einzeln gesundbeten. Der ganze Entwurf ist Murks und sollte verworfen werden. >MaWin oder Kai Klaas sind vielleicht Spezialisten oder nicht aber wenn >man etwas behauptet dann sollte man das vielleicht auch >belegen/beschreiben können. Also bitte schön: 1. 1mA Meßstrom is zuviel für ein PT1000 Element. Das mögen einzelne Ausführungen verkraften, für das typische PT1000 Element ist das aber zuviel: http://www.telemeter.info/documents/uebersicht_lineare_sensoren.pdf 2. Mit dem LM317 wird versucht ein Konstantstrom zu erzeugen. Das funktioniert nicht, wie der TE selbst schreibt. -> Ein LM317 ist nicht für eine präzise Konstantstromquelle geeignet, die ein PT100/1000 treiben soll. Dies wurde in diesem Forum schon hunderte Male festgestellt. 3. Mit dem LM78L05 wird eine Referenzspannung erzeugt, die zum Eichen der Schaltung dienen soll. Ein solcher Linearregler ist dazu aber völlig ungeeignet, weil seine Ausgangsspannung erheblich driften kann. Das wurde auch schon hunderte Male in diesem Forum diskutiert. Hier kann lediglich eine spezielle Referenzspannungsquelle zum Einsatz kommen. Welche dafür geeignet sind, kann nicht gesagt werden, da sich der TE über die geforderte Genauigkeit der Schaltung ausschweigt. 4. Ein LM324 ist völlig ungeeignet für ein solche Meßschaltung. Er wurde vor Jahrzehnten für niedrigen Stromverbrauch und Batteriebetrieb entwickelt. Seine Linearität, Offsetwerte und Driften sind derart schlecht, daß ein LM324 hier nicht eingesetzt werden kann. Auch das wurde schon hunderte Male hier festgestellt. 5. Der LM324 ist kein IO-RR-OPamp, kann also bei 5V Speisung keine 4,096V am Ausgang erzeugen. 6. Die Schaltung ist mit einem 100n abgeschlossen. Ein solcher Cap direkt am Ausgang eines OPamp ist absolutes Gift und führt zu erheblicher Instabilität. Wurde hier auch schon hunderte Male diskutiert. 7. Die ganze Verstärkertopologie ist als Meßschaltung ungeeignet, weil sie das PT1000 Element unzulässig und vor allem signalabhängig belastet. So, alle Punkte hätte der TE selbst abklären können, wenn er sich die Mühe gemacht hätte, in diesem Forum nach PT100/1000 Beiträgen zu suchen und diese durchzuarbeiten...
Andreas Riegebauer schrieb: > @MaWin: > Ich habe gelesen das in Industriellen Anwendungen auch 1 mA verwendet > wird für den PT1000. Somit kann das nicht so verkehrt sein. Zwei Möglichkeiten: Entweder wissen die wirklich was sie tun (und u.a. die Schaltungen haben entsprechende Funktionen zur Bestimmung der Selbsterwärmung) oder sie wissen es nicht. Abhängig ist das ganze u.a. von/vom 1. der Bauform/art des Sensors 2. der Bauform/art des Fühlers 3. Medium in dem gemessen werden soll oder kurz der Wärmeleitfähigkeit. Üblich sind bei PT1000 Messströme im Bereich 100 uA, PT100 ~1 mA > Wie kann man das verbessern? Kommt drauf an was mit dem Signal gemacht werden soll, wie genau, stabil etc. das werden soll... Ansonsten die heute üblichere Lösung wählen und einen passenden AD-Wandler nehmen.
Arc Net schrieb: > Üblich sind bei PT1000 Messströme im Bereich 100 uA, PT100 ~1 mA ...und diese Ströme möglichst noch getaktet, um die Erwärmung zu verringern. Gruss Harald
Vielen vielen Dank für die Aufklärungen. Also diese Schaltung ist für genaue Messungen unbrauchbar. Was allerdings inzwischen öfter gsagt wurde das die 5V als Referenz dienen. Die 5V versorgen doch nur den OPAMP und den LM317 oder nicht? Also besser ist einen Spannungsteiler zu verwenden mit einer Konstanten Spannung. Die gleiche Spannung soll als Referenzspannung für den A/D Wandler verwendet werden damit sich Spannungsänderungen durch z.B. Temperaturänderungen auf die Brücke und auf das Messergebnis (A/D) auswirkt. Wenn ich eine Wheatstone Brücke verwende dann spare ich mir doch auch den Offsetabgleich mittels OPAMP oder nicht? Kann ich in einer Messbrücke auch einen Spindeltrimmer verwenden (15 Gang). Ich möchte die Werte Digitalisieren und eine Auflösung von 0,1 °C erreichen.
> Die 5V versorgen doch Und R10 und damit direkt die Vergleichsspannung. > und eine Auflösung von 0,1 °C erreichen. Und welche Genauigkeit, kalibriert und unkalibriert ?
Andreas Riegebauer schrieb: > Ich möchte die Werte Digitalisieren und eine Auflösung von 0,1 °C > erreichen. Dann höre doch endlich auf das, was dir von Leuten bereits gesagt wurde, die es besse als du wissen und sei nicht so beratungsresistent. Deine gesamte Schaltung ist Mist, weil sie wirklich völlig undurchdacht ist. Also schmeiß sie weg und fange ganz von vorn an zu denken. Das, was du messen willst, ist nicht eine Spannung und auch kein Strom, sondern ein Widerstand im Bereich von ca. 80..150 Ohm - und das möglichst genau, was auch hochauflösend bedeutet. Also schau dich zu allererst nach einem geeigneten hochauflösenden ADC um, sowas gibt es von Analog Devices, Texas Instruments und auch von Microchip. Such dir raus was dir paßt und/oder du kriegen kannst. Als nächstes könntest du - um deinen Horizont zu erweitern - auch mal die diversen Appnotes der o.g. Hersteller nach Beiträgen zur Temperaturmessung durchsehen, da gibt es einiges, woraus du lernen kannst, wie man es richtig macht. Obendrein kannst du hier in diesem Forum - wenn du zu obigem zu faul bist - genug Threads finden, die sich mit deinem Anliegen befassen. Ich geb dir nen Tip: Für dein Anliegen brauchst du einen ADC und einen einzigen Widerstand mit einigermaßen geringem TK - mehr nicht. Nicht mal eine genaue 5 Volt. W.S.
Was soll denn ein Offsetabgleich ? Nein, einen Trimmer wuerd ich nicht verwenden. Nur einen Praezisionswiderstand mit einer Genauigkeit entsprechen den Anforderungen. Der Vorteil dieser Praezisionswiderstaende ist auch deren niedriger Temperaturkoeffizient. Man ist also mit einem praezise eingestellten Trimmer nicht dabei. Einen Offset macht man auf der digitalen Seite.
Andreas Riegebauer schrieb: > Wenn ich eine Wheatstone Brücke verwende dann spare ich mir doch auch > den Offsetabgleich mittels OPAMP oder nicht? Kann ich in einer > Messbrücke auch einen Spindeltrimmer verwenden (15 Gang). Nicht so kompliziert, wenn das gefordert ist... > Ich möchte die Werte Digitalisieren und eine Auflösung von 0,1 °C > erreichen. Z.B. LMP90100 http://www.ti.com/lit/an/snaa195a/snaa195a.pdf oder ADS1118, ADS1248, AD7792 - AD7795 Oder was darauf spezialisiertes... http://www.maximintegrated.com/datasheet/index.mvp/id/7900
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Schönen guten Abend, Ich habe nun mal versucht vom Konstantstrom weg zu gehen und nur mit einem A/D Wandler zu arbeiten. Seht euch die Schaltung bitte mal an ob das jetzt so passt und funktioniert. BG Andreas
>Ja, schaut gut aus. Hhm, der MCP1525 hat ziemlich viel Rauschen. Außerdem ist er wohl nicht stabil genug für einen 24bit Wandler. Für 10bit-ADCs setze ich ihn auch gerne ein, aber für einen 24bit-Wandler? Außerdem: Wie setzt man diesem Verfahren die klassische Vier-Leiter-Technik um?
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Andreas Riegebauer schrieb: > Schönen guten Abend, > > Ich habe nun mal versucht vom Konstantstrom weg zu gehen Warum? Das wäre die übliche Methode zur Messung von Widerstandsthermometern. Zwei differentielle Eingänge des ADCs, an einen den PT an den anderen den Referenzwiderstand (vermeidet Probleme mit den deutlich unterschiedlichen Eingangsströmen der normalen Eingänge und den Eingängen für die Referenzspannung) > und nur mit > einem A/D Wandler zu arbeiten. > Seht euch die Schaltung bitte mal an ob das jetzt so passt und > funktioniert. Warum nicht 4-Leiter-Messung vorsehen? Kurzschließen und zur 2/3-Leiter-Messung verwenden ginge dann immer noch > BG > Andreas
Kai Klaas schrieb: >>Ja, schaut gut aus. > > Hhm, der MCP1525 hat ziemlich viel Rauschen. Außerdem ist er wohl nicht > stabil genug für einen 24bit Wandler. Das ist im Falle einer ratiometrischen Messung (je nach Anforderungen und Messprinzip des Wandlers) fast irrelevant, da die Referenz nur während der Messung(en) stabil sein muss und das Rauschen die Eingangsspannungen "gleich" verändert. Wichtig ist hier nur der Referenzwiderstand.
Beim ratiometrischen Messen ist es eigentlich egal wie genau die Referenzspannung ist, es könnten auhc die 5V Versorgungsspannung sein, so lange sie beim Messvorgang selbst gleich genug bleibt, also ausreichend gefiltert ist.
>Das ist im Falle einer ratiometrischen Messung (je nach Anforderungen >und Messprinzip des Wandlers) fast irrelevant, da die Referenz nur >während der Messung(en) stabil sein muss und das Rauschen die >Eingangsspannungen "gleich" verändert. Wichtig ist hier nur der >Referenzwiderstand. Ja stimmt, du hast natürlich völlig Recht. Bin gerade schwer erkältet und habe irgendwie übersehen, daß die Refspannung ja auch in den AD7789 hineingeht...
Bei einem PT1k bringt die Vierleitermessung wenig. Rechne mal den Fehler bei Zweileitermessung aus. Moeglicherweise ist dieser Fehler zulaessig.
Der Fehler ergibt sich hierbei durch die Änderung des Widerstands der Zuleitung oder der Leitung ansich schon?
Kurzer Stapel schrieb: > Ja, schaut gut aus. Grauer Star? Sieht besser aus als ein OpV-Grab, aber immer noch nicht gut genug. Also: PT100/PT100 oder sonstigen PT in Reihe mit dem Referenzwiderstand. Ein Ende davon entweder an Masse oder über nen kleinen Vorwiderstand an Masse. Das andere Ende entweder direkt an VCC oder wieder über nen kleinen Vorwiderstand an VCC. Meßeingänge mit separaten Leitungen an den PT. Referenzeingänge mit separaten Leitungen an den Referenzwiderstand. Grund: mal in der Doku des IC schauen, ob die Eingänge wirklich alle (Eingang und Referenz) Railt to Rail sind. Wenn nicht, dann helfen die (kleinen) jeweiligen Vorwiderstände. Einen stinkgenauen Referenzwiderstand kann man benutzen, muß aber nicht. Wichtig ist nur der geringe TK. Wenn man nur einmal im Leben einen Temperaturmesser bauen will und deshalb den teuren Refererenzwiderstand schon eingekauft hat, dann kann man ihn auch einlöten, ansonsten würde ich mir einen präzisen 100.00 Ohm Widerstand kaufen und den zwecks Abgleich anstelle des PT mal anschließen und den so gewonnenen Kalibrierwert später im Programm zur Korrektur benutzen. W.S.
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Guten Abend! Ich habe mich beim A/D Wandler nochmal umentschieden. Mir ist das MSOP Gehäuse zu klein um es Hobbymäßig zu verbauen. Ich habe mich jetzt für den AD7793 entschieden. Der hat eine integrierte Konstantstromquelle, umschaltbar zwischen 10, 210 und 1000 uA. Diese leite ich über den PT1000 und dann über den Referenzwiderstand der die Referenzspannung erzeugt. Somit habe ich die radiometrische Bedingung erfüllt. Weiters kann ich einen 2, 3 oder 4 Draht PT1000 anschließen. REFIN(+) geht von AVDD bis GND + 0.1V. REFIN(-) geht von GND bis AVDD - 0.1V. Den Widerstand habe ich auf eine Genauigkeit von 0.1 % geändert. Kann ich das nun so umsetzten oder gäbe es noch Kritikpunkte? *) Tiefpass am A/D? *) Mehr Pufferkondensatoren? *) Eine Spule mit 100uH in die Versorgungsleitung? Danke für all eure Unterstützung. Andreas
Sorry. Nee. Der Ref-in ist ueber dem Referenzwiderstand. Das geht so nicht. Denn die ADC Eingangsspannung muss innerhalb der Referenzspannung liegen. Also sollte die Referenzspannung ueber Sensor und Referenzwiderstand sein, und zurueckgemessssen wird die Spannung ueber dem Referenzwiderstand. Bei so vielen Kanaelen kann man auch noch die spannung ueber dem sensor zurueckmessen wenn man will.
> Sorry. Nee. Der Ref-in ist ueber dem Referenzwiderstand. > Das geht so nicht. Offenbar doch, Figure 21 im Datenblatt zeigt das so. Es täte auch 1k als Referenzwiderstand (weniger Rauschen). Der AD7793 ist ein verdammter guter Chip, mit ihm sind präzise Messungen bis mK (0.001 GradC) möglich. Dein 0.1% Widerstand ist dabei das unpräzisete Bauteil. Er braucht als integrierender dual slope Konverter keinen Tiefpass (das würde sogar seine Fähigkeit zur Unterdrückung der 50/60Hz Einstreuungen verschlechtern), aber die Leitungen zum Pt1000 sollten unter 500pF haben. Die Frage ist halt nur, braucht man so einen 8.50 EUR teuren Chip ? Zwischen der unsäglichen Schaltung vom Anfang und dieser Lösung liegen jedenfalls ganze Galaxien.
Andreas Riegebauer schrieb: > Guten Abend! > > Ich habe mich beim A/D Wandler nochmal umentschieden. Mir ist das MSOP > Gehäuse zu klein um es Hobbymäßig zu verbauen. Größer werden die Gehäuse nicht mehr (macht das Layout nicht immer einfacher) ;-) > Ich habe mich jetzt für den AD7793 entschieden. Der hat eine integrierte > Konstantstromquelle, umschaltbar zwischen 10, 210 und 1000 uA. Diese > leite ich über den PT1000 und dann über den Referenzwiderstand der die > Referenzspannung erzeugt. Somit habe ich die radiometrische Bedingung > erfüllt. > > Weiters kann ich einen 2, 3 oder 4 Draht PT1000 anschließen. > > REFIN(+) geht von AVDD bis GND + 0.1V. > REFIN(-) geht von GND bis AVDD - 0.1V. > > Den Widerstand habe ich auf eine Genauigkeit von 0.1 % geändert. > > Kann ich das nun so umsetzten oder gäbe es noch Kritikpunkte? > *) Tiefpass am A/D? Ja, z.B. 100 Ohm und bspw. 10 nF von AIN+ und AIN- nach Masse und 220 nF zw. AIN+ und AIN- Berechnung und Alternative mit X2Y-Kondensatoren z.B. http://www.analog.com/static/imported-files/tutorials/MT-070.pdf > *) Mehr Pufferkondensatoren? Ja, 100 nF + 10 uF an AVDD und DVDD und zw. AVDD und DVDD eine Ferrit-Perle oder einen 1 bis 10 Ohm Widerstand, je nach dem wie "verseucht" die Spannung ist. Kurzer Stapel schrieb: > Sorry. Nee. Der Ref-in ist ueber dem Referenzwiderstand. Das geht so > nicht. > > Denn die ADC Eingangsspannung muss innerhalb der Referenzspannung > liegen. Also sollte die Referenzspannung ueber Sensor und > Referenzwiderstand sein, und zurueckgemessssen wird die Spannung ueber > dem Referenzwiderstand. Bei so vielen Kanaelen kann man auch noch die > spannung ueber dem sensor zurueckmessen wenn man will. Das passt schon... Bei 210 uA und RPT = 2k hätte Ref+ 2.1 V, Ref- 0.0 V, AIN1+ 2.5, AIN1- 2.1 V (ohne Leitungswiderstände etc. pp.), VCM = (AIN1+ + AIN1-)/2 = 2.3 V > 0.5 V bzw. Datenblatt S. 24 Allerdings wird damit, siehe oben, nicht unbedingt das erwartete Ergebnis rauskommen..."The reference input is unbuffered; therefore, excessive R-C source impedances introduce gain errors" Besser wäre es den Referenzwiderstand an den anderen differentiellen Eingang zu hängen und zwei Messung zu machen (jeweils gegen die interne Referenz). Muss halt etwas gerechnet werden, VCM, maximale, noch mögliche Verstärkung, Abtastrate vs. Rauschen etc.
MaWin schrieb: > Der AD7793 ist ein verdammter guter Chip, mit ihm sind präzise Messungen > bis mK (0.001 GradC) möglich. Dein 0.1% Widerstand ist dabei das > unpräzisete Bauteil. Ähm ja. Aber komm dann nicht wieder, wenn jemand 1mK absolut messen will und behauptet, MaWin hätte gesagt das geht. Das geht nämlich nicht. > Zwischen der unsäglichen Schaltung vom Anfang und dieser Lösung liegen > jedenfalls ganze Galaxien. Du wolltest bestimmt sagen: Das ist ein Quantensprung! ;-)
Timm Thaler schrieb: > MaWin schrieb: >> mit ihm sind präzise Messungen bis mK (0.001 GradC) möglich. > > Ähm ja. Aber komm dann nicht wieder, wenn jemand 1mK absolut messen will > und behauptet, MaWin hätte gesagt das geht. Das geht nämlich nicht. > Hab ich auch nicht behauptet und damit kein Depp auf die Idee kommt auch absichtlich die Angabe in GradC dahintergeschrieben damit jeder sieht dass es relativ ist. >> Zwischen der unsäglichen Schaltung vom Anfang und dieser Lösung liegen >> jedenfalls ganze Galaxien. > > Du wolltest bestimmt sagen: Das ist ein Quantensprung! ;-) Genau diese minimalste aller Entfernungen wollte ich hier nicht hinschreiben, eher mehr als Lichtjahre, bloss verwechselt es dann irgendein Depp wieder mit einer Zeitspanne. Blödereweise ist der AD7793 kein dual slope sondern ein sigma delta Wandler, da müsste ich meine Tips zur Eingangsbeschaltung noch mal überdenken.
@ARC NET: TSSOP ist noch eine Spur größer als das MSSOP. Zumindest auf dem Ausdruck sieht es um einiges größer aus. :-) REFIN(+) und REFIN(-) sind gleichzeitig AIN3(+) und AIN3(-). Damit kann ich die Spannung über den Referenzwiderstand auch messen. Ich verstehe allerdings nicht warum. Was mich ein wenig verwirrt ist das MaWin schreibt man braucht keinen Tiefpass an den Eingängen und von dir kommt der Vorschlag doch welche einzubauen. @MaWin: 1k Referenzwiderstand ist zu wenig für einen PT1000 oder nicht? Dann habe ich doch eine geringere Referenzspannung als die Spannung über den PT1000.
a) Nimm den kleinsten Widerstandswert, der passt und den du genau genug bekommen kannst, denn grössere Widerstände rauschen mehr. b) Ein dual slope Konverter braucht keinen Kondesator am Eingang. Dummerweise ist es ein sigma delta Konverter, also gilt das bei dem nicht.
Timm Thaler schrieb: > Ähm ja. Aber komm dann nicht wieder, wenn jemand 1mK absolut messen will > und behauptet, MaWin hätte gesagt das geht. Das geht nämlich nicht. Das geht durchaus. Allerdings ist der Aufwand dann "etwas" höher. Wobei eine "absolute" Genauigkeit von 1mK nur selten nötig ist. Eine Temperaturdifferenz von 1mK will man bei Präzisionslängen- Messungen aber manchmal schon wissen. :-) Gruss Harald PS: Ich habe mal mit einem Teperaturmesssystem gearbeitet, bei dem das "Rauschen" nur 3mK betrug. Natürlich gibt es da auch noch andere Fehler, hauptsächlich wohl Kalibrierfehler. Ich war allerdings erstaunt, wie gering der Aufwand im Verhältnis zur grossen Genauig- keit war(Einfach-Stromquelle und Standard-Analogmultiplexer). Allerdings wurden jede Menge Präzisionswiderstände verbaut.
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Hallo Leute, Jetzt habe ich noch alle Anregungen eingebaut und das kam dabei raus. Ich denke ich habe die Anregungen richtug umgesetzt. Wenn ihr mir sagt das passt jetzt und kann so verwendet werden dann werde ich mir heute mal die Platine machen und die Teile bestellen. BG Andreas
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Andreas Riegebauer schrieb: > @ARC NET: > TSSOP ist noch eine Spur größer als das MSSOP. Zumindest auf dem > Ausdruck sieht es um einiges größer aus. :-) > > REFIN(+) und REFIN(-) sind gleichzeitig AIN3(+) und AIN3(-). Damit kann > ich die Spannung über den Referenzwiderstand auch messen. Ich verstehe > allerdings nicht warum. Vereinfacht: Der Referenzeingang an der Stelle ist nur ein Schalter und dahinter ein Kondensator, welcher schnell genug geladen werden will, ansonsten gibt es Fehler. (diesmal ist das Bild im Anhang etwas größer, Draft1.asc von oben ist für LTspice gedacht) > Was mich ein wenig verwirrt ist das MaWin schreibt man braucht keinen > Tiefpass an den Eingängen und von dir kommt der Vorschlag doch welche > einzubauen. Die normalen Analogeingänge des ADCs gehen (bei entsprechender Verstärkung d.h. >= 4) an einen Instrumentenverstärker, der u.U. RF-Störungen gleichrichtet (die Gleichtaktunterdrückung geht für Eingangsfrequenz >f gegen Null). Die bevor das passiert weggefiltert werden müssen/sollten. Das andere Problem ist Aliasing http://www.analog.com/library/analogDialogue/Anniversary/15.html > @MaWin: > 1k Referenzwiderstand ist zu wenig für einen PT1000 oder nicht? Dann > habe ich doch eine geringere Referenzspannung als die Spannung über den > PT1000. Je nach Aufbau der Schaltung... Bei zwei Messungen (RPT und RREF) gegen die interne Referenz nicht... was, mit einer etwas erweiterten Schaltung und dann vier Messungen, genutzt werden kann, um auch Fehler durch Thermospannungen rausrechnen zu können. p.s. http://www.keithley.com/knowledgecenter Low Level Measurements Handbook: Precision DC Current, Voltage, and Resistance Measurements (6th edition: 2004) für "alles" andere...
Ich habe gerade ein riesen Fragezeichen über meinem Kopf. Arc Net schrieb: > Andreas Riegebauer schrieb: >> @ARC NET: >> TSSOP ist noch eine Spur größer als das MSSOP. Zumindest auf dem >> Ausdruck sieht es um einiges größer aus. :-) >> >> REFIN(+) und REFIN(-) sind gleichzeitig AIN3(+) und AIN3(-). Damit kann >> ich die Spannung über den Referenzwiderstand auch messen. Ich verstehe >> allerdings nicht warum. > > Vereinfacht: Der Referenzeingang an der Stelle ist nur ein Schalter und > dahinter ein Kondensator, welcher schnell genug geladen werden will, > ansonsten gibt es Fehler. > (diesmal ist das Bild im Anhang etwas größer, Draft1.asc von oben ist > für LTspice gedacht) Diese Spannung am Kondensator wird dann mit der Spannung an den Eingängen verglichen? >> Was mich ein wenig verwirrt ist das MaWin schreibt man braucht keinen >> Tiefpass an den Eingängen und von dir kommt der Vorschlag doch welche >> einzubauen. > > Die normalen Analogeingänge des ADCs gehen (bei entsprechender > Verstärkung d.h. >= 4) an einen Instrumentenverstärker, der u.U. > RF-Störungen gleichrichtet (die Gleichtaktunterdrückung geht für > Eingangsfrequenz >f gegen Null). Die bevor das passiert weggefiltert > werden müssen/sollten. > Das andere Problem ist Aliasing > http://www.analog.com/library/analogDialogue/Anniversary/15.html Also in dem Fall bei eingestellter Verstärkung (im Chip) >=4 wird der interne Verstärker verwendet (IN-AMP) und der Filter der jetzt am Eingang ist filtert zuerst die RF Störungen weg? >> @MaWin: >> 1k Referenzwiderstand ist zu wenig für einen PT1000 oder nicht? Dann >> habe ich doch eine geringere Referenzspannung als die Spannung über den >> PT1000. > > Je nach Aufbau der Schaltung... > Bei zwei Messungen (RPT und RREF) gegen die interne Referenz nicht... > was, mit einer etwas erweiterten Schaltung und dann vier Messungen, > genutzt werden kann, um auch Fehler durch Thermospannungen rausrechnen > zu können. > > p.s. http://www.keithley.com/knowledgecenter > Low Level Measurements Handbook: Precision DC Current, Voltage, and > Resistance Measurements (6th edition: 2004) für "alles" andere... Ich verstehe das mit dem Messen gegen die interne Referenz nicht. Brauche ich das oder dient es "nur" dazu den letzten Rest an Genauigkeit heraus zu kitzeln? @ARC NET: Die Angehängte Schaltung zeigt 2 Offset Widerstände (ROFF1 und 2) mit der die benötigten Spannungen deutlich von GND und AVDD abgehoben werden. Die 1 Ohm Widerstände stellen die Leitungswiderstände da. Die Konstantstromquelle mit 210uA scheint ganz oben auf. Was stellen die 1nA und 40nA Stromquellen da? Spricht noch etwas gravierendes gegen die angehängte Schaltung? Es tut mir schon fast Leid euch so zu quälen.
Andreas Riegebauer schrieb: >>> Was mich ein wenig verwirrt ist das MaWin schreibt man braucht keinen >>> Tiefpass an den Eingängen und von dir kommt der Vorschlag doch welche >>> einzubauen. >> >> Die normalen Analogeingänge des ADCs gehen (bei entsprechender >> Verstärkung d.h. >= 4) an einen Instrumentenverstärker, der u.U. >> RF-Störungen gleichrichtet (die Gleichtaktunterdrückung geht für >> Eingangsfrequenz >f gegen Null). Die bevor das passiert weggefiltert >> werden müssen/sollten. >> Das andere Problem ist Aliasing >> http://www.analog.com/library/analogDialogue/Anniversary/15.html > > Also in dem Fall bei eingestellter Verstärkung (im Chip) >=4 wird der > interne Verstärker verwendet (IN-AMP) und der Filter der jetzt am > Eingang ist filtert zuerst die RF Störungen weg? Ja, je nach Einsatzumgebung reicht das häufig, ansonsten wird der Eingangsfilter aufwendiger. >>> @MaWin: >>> 1k Referenzwiderstand ist zu wenig für einen PT1000 oder nicht? Dann >>> habe ich doch eine geringere Referenzspannung als die Spannung über den >>> PT1000. >> >> Je nach Aufbau der Schaltung... >> Bei zwei Messungen (RPT und RREF) gegen die interne Referenz nicht... >> was, mit einer etwas erweiterten Schaltung und dann vier Messungen, >> genutzt werden kann, um auch Fehler durch Thermospannungen rausrechnen >> zu können. ... > Ich verstehe das mit dem Messen gegen die interne Referenz nicht. > Brauche ich das oder dient es "nur" dazu den letzten Rest an Genauigkeit > heraus zu kitzeln? s.u. bzw. kommt drauf an wie viel Kalibrierung/Rausrechnerei möglich/nötig sein soll > @ARC NET: > Die Angehängte Schaltung zeigt 2 Offset Widerstände (ROFF1 und 2) mit > der die benötigten Spannungen deutlich von GND und AVDD abgehoben > werden. Um die Spannung an den Eingängen auf die notwendigen Pegel zu bringen: GND + 300 mV <= VIN <= AVDD - 1100 mV bzw. um, falls die Schaltung erweitert werden sollte, die Stromquelle auch "unten" anschließen zu können. Der Grund dafür ist wie schon angedeutet die Möglichkeit zum Rausrechnen der möglichen Thermospannungen. Thermospannung: 1/10 K bzw. °C entspricht ~0.39 Ohm d.h. bei 210 uA etwa 82 uV... Vereinfacht ohne ROFF, RL etc. AIN1+ = I * RPT + I * RREF + VThermo1 AIN1- = I * RREF + VThermo2 AIN2+ = I * RREF + VThermo3 AIN2- = 0V + VThermo4 "dreht" man das ganze um AIN1+ = 0V + VThermo1 AIN1- = I * RPT + VThermo2 AIN2+ = I * RPT + VThermo3 AIN2- = I * RPT + I * RREF + VThermo4 Gemessen wird dann bspw. einmal AIN1_1 = (I * RPT + I * RREF + VThermo1) - (I * RREF + VThermo2) = I * RPT + VThermo1 - VThermo2 und dann AIN1_2 = (0V + VThermo1) - (I * RPT + VThermo2) Beides addieren... (I * RPT + VThermo1 - VThermo2) + ((0V + VThermo1) - (I * RPT + VThermo2)) = 2x VThermo1 - 2x VThermo2 ... > Die 1 Ohm Widerstände stellen die Leitungswiderstände da. > Die Konstantstromquelle mit 210uA scheint ganz oben auf. Was stellen die > 1nA und 40nA Stromquellen da? Ein vereinfachtes Ersatzschaltbild für die tatsächliche Eingangsschaltung des AD-Wandlers > Spricht noch etwas gravierendes gegen die angehängte Schaltung? Entspricht fast dem Datenblatt (+ Filter), die Kondensatoren an AVDD fehlen noch und u.U. der Pullup für /CS, ansonsten siehe oben: Weglassen bzw. 0 Ohm Brücken sind damit später immer noch möglich. Die Platine bleibt 1-lagig? Ansonsten auf die zweite Lage Masse, die gegen Masse geschalteten Kondensatoren mit DKs möglichst nah am Kondensator mit der Fläche verbinden und insg. nicht mit DKs sparen... > Es tut mir schon fast Leid euch so zu quälen.
@ARC NET: So wie ich das verstehe wird der Referenzwiderstand nicht an REFIN(+) und REFIN(-) angeschlossen und erzeugt somit keine Referenzspannung. Stattdessen wird die interne Referenzspannung verwendet und der Rest gerechnet? Wie kann die Schaltung denn umgedreht werden? Ich habe zwar zwei Stromquellen aber ich muss doch dann die andere Seite gegen Masse schalten? Ich hatte vor die Platine einseitig zu machen. Masse auf der zweiten Seite dient zur Abschirmung?
Andreas Riegebauer schrieb: > @ARC NET: > So wie ich das verstehe wird der Referenzwiderstand nicht an REFIN(+) > und REFIN(-) angeschlossen und erzeugt somit keine Referenzspannung. > Stattdessen wird die interne Referenzspannung verwendet und der Rest > gerechnet? Richtig, die Verstärkung ist dann zwar, bei dem Temperaturbereich von oben, auf 4 beschränkt, 1385 Ohm @ 100 °C ~ 291 mV, was aber nicht stören sollte. > Wie kann die Schaltung denn umgedreht werden? Ich habe zwar zwei > Stromquellen aber ich muss doch dann die andere Seite gegen Masse > schalten? Ich würde eine Stromquelle und z.B. zwei Analogumschalter (z.B. ADG839) einsetzen > Ich hatte vor die Platine einseitig zu machen. Masse auf der zweiten > Seite dient zur Abschirmung? Jein, die Massefläche kann zwar so wirken, primär dient dies hier u.a. dazu: - den Spannungsabfall zu minimieren (alle Punkte auf fast gleichem Potential) - Impedanz und Induktivität zu minimieren, weniger Störungen und weniger störungsempfindlich (wäre dann ein weite(re)s Thema für die entsprechenden Experten hier im Forum)
Andreas, laß dich nicht jetzt völlig durcheinander bringen. Die Schaltung: "http://www.mikrocontroller.net/attachment/170174/pt2.png"; ist im Prinzip schon völlig richtig. Wozu du allerdings das Plusende an irgendein ominöses Pin anschließen willst, ist mir unverständlich. Mac es lieber so: - die Plusseite schließt du einfach an VCC an, also +5V (oder +3.3V) je nach ADC - die ROFF1 und ROFF2 mache nur so groß, daß die analogen Eingänge genügend weit weg von GND und VCC sind, ich schätze mal, daß daran so etwa 100..200 mV abfallen sollten. Das reicht. - den Referenzwiderstand dimensioniere so, daß der ADC nicht überläuft. Guck dazu in die Doku. Bei manchen ADC's ist die RefSpannung gleich der maximalen Eingangsspannung, bei anderen ist sie das Doppelte oder die Hälfte (bei bipolarer Messerei, wo der ADC von -ref...0...+ref messen kann). Obendrein kannst du den ADC-internen Verstärkungsfaktor oftmals auswählen, so im 1,2,4,8,16er Raster. Das ist übrigens echt digital. - wenn der ADC deiner endgültigen Wahl so eine Verstärkungsumschaltung zuläßt, kannst du auch den Referenzwiderstand deutlich größer wählen und so ganz automatisch den Meßstrom sinnvoll einstellen. Beispiel: PT1000, V=16 und Rref=27K. Das reicht dann bis weit über 200°C. - Bei PT1000 würde ich so etwa 50..100 uA und bei PT100 500 uA .. 1 mA an Meßstrom veranschlagen. - ob du besser fährst, wenn du von GND aus gesehen zuerst den PT und dann den Referenzwiderstand schaltest oder umgekehrt, ist prinzipiell wurscht. Allenfalls lies nochmal in der Doku, in welchem Bereich Ref-, Ref+, In- und In+ sein müssen. Manchmal gibt es da Einschränkungen. - der Meßeingang IN+ und IN- kommt natürlich an den PT1000 und der Refeingang REF+ und REF- an den Referenzwiderstand. Das was ARC NET da geschrieben hat, ist nur wirres Zeug. Nebenbei braucht man das bei den Wandlern von AD nicht. Die haben nämlich eine interne Kalibrierung eingebaut, mit der man sehr schön etwaige Offsets (aka Thermospannungen) direkt vom ADC rauswerfen lassen kann. Ist angenehm, wenn man den eingebauten Puffer-OpV benutzt, um an den Eingängen richtig hochohmig zu werden: AutoCal alle paar Minuten und gut isses. Ich benutze das mit dem (steinalten) AD7714 schon seit Ewigkeiten. (ne Anmerkung: bei diesem ADC kann man bequem bis zu 3 PT1000 ohne Umschalten messen: einfach alle 3 PT in Reihe und jeder kriegt ein Eingangspaar ab.) W.S.
W.S. schrieb: > - die ROFF1 und ROFF2 mache nur so groß, daß die analogen Eingänge > genügend weit weg von GND und VCC sind, ich schätze mal, daß daran so > etwa 100..200 mV abfallen sollten. Das reicht. Das reicht nicht: s.o. bzw. GND + 300 mV <= VIN <= AVDD - 1100 mV An und über die Grenzen hinaus kann man es zwar versuchen, einfacher ist es aber erst mal die vorgegebenen Grenzen nicht ohne Grund auszureizen. > - den Referenzwiderstand dimensioniere so, daß der ADC nicht überläuft. s.u. > Guck dazu in die Doku. Bei manchen ADC's ist die RefSpannung gleich der > maximalen Eingangsspannung, bei anderen ist sie das Doppelte oder die > Hälfte (bei bipolarer Messerei, wo der ADC von -ref...0...+ref messen > kann). Obendrein kannst du den ADC-internen Verstärkungsfaktor oftmals > auswählen, so im 1,2,4,8,16er Raster. Das ist übrigens echt digital. Beim gewählten ADC aus gutem Grund nicht (bzw. nur bei Faktor 2 rein digital) > - wenn der ADC deiner endgültigen Wahl so eine Verstärkungsumschaltung > zuläßt, kannst du auch den Referenzwiderstand deutlich größer wählen und > so ganz automatisch den Meßstrom sinnvoll einstellen. Beispiel: PT1000, > V=16 und Rref=27K. Das reicht dann bis weit über 200°C. 210 uA * 27 kOhm = 5.67 V ?!? Sinnvoll ist das, auch wenn es 5V wären, nicht, da die Fehler zunehmen. Der Messbereich beträgt z.Z. maximal +-1.17 V (VREF) / (3.85 Ohm/°C * 210 uA) ~ +-1447 °C > - ob du besser fährst, wenn du von GND aus gesehen zuerst den PT und > dann den Referenzwiderstand schaltest oder umgekehrt, ist prinzipiell > wurscht. Ja und nein, s.o., die zwei Messungen bzw. vier Messungen insg. sind absolut kein Blafasel, sondern gängige Praxis in vernünftigen Messgeräten. > Die haben nämlich eine interne Kalibrierung > eingebaut, mit der man sehr schön etwaige Offsets (aka Thermospannungen) > direkt vom ADC rauswerfen lassen kann. Ja sicher, der ADC fährt seine eingebauten Eingangsdetektoren aus, sucht sich die entsprechenden Stellen auf der Platine, schließt die kurz und misst dann mal eben den Offset... Der ADC hat nicht ohne Grund sowohl eine Internal Zero-Scale Calibration und Internal Full-Scale Calibration als auch eine System Zero-Scale Calibration und System Full-Scale Calibration.
Ach Leute warum macht ihr das? Ich dachte ich habe ein wenig mehr Durchblick und jetzt bin ich wieder verwirrt... >W.S. schrieb: >> - die ROFF1 und ROFF2 mache nur so groß, daß die analogen Eingänge >> genügend weit weg von GND und VCC sind, ich schätze mal, daß daran so >> etwa 100..200 mV abfallen sollten. Das reicht. > > Das reicht nicht: s.o. bzw. GND + 300 mV <= VIN <= AVDD - 1100 mV > An und über die Grenzen hinaus kann man es zwar versuchen, einfacher ist > es aber erst mal die vorgegebenen Grenzen nicht ohne Grund auszureizen. Das brauche ich doch bei meinem A/D nicht. "REFIN(+) can lie anywhere between AVDD and GND + 0.1 V." "This reference input can lie anywhere between GND and AVDD − 0.1 V. (REFIN(-))" UREF = 1500 Ohm * 210uA = 0,315 V UPTmin@-20°C = 0,1934 V UPTmax@+80°C = 0,2749 V Also liege ich mit meiner gemessenen Spannung innerhalb der Referenzspannung. Einen Ausbau für die Messung der Thermospannung werde ich vielleicht später einmal durchführen.
> "REFIN(+) can lie anywhere between AVDD and GND + 0.1 V." > "This reference input can lie anywhere between GND and AVDD − 0.1 V. > (REFIN(-))" Es IST doch bei der Messmethode nicht REFIN sondern wird als normaler ANIN verwendet. Also muß er auch die Bedingungen eines ANIN erfüllen. Die AppNote von Analog Devices zeigt doch alles. Noch weiß sowieso niemand wie genau du überhaupt messen musst. Die Verwendung eines Pt1000 lässt vermuten, daß es so genau nicht sein muß, denn für hochgenaue Anwendungen ist er ungeeignet, da nimmt man Pt100 oder besser Pt25. Ausserdem braucht man bei Messungen besser als 1 GradC auch eine Ankopplung ans Medium die einen so guten Wärmeübergang erlaubt. Du bist mit simplem Anschliessen laut Datenblatt auch mit einem AD7792 ausreichend bedient.
Glaub jetzt hab ichs. Hier sind inzwischen 3 Messmethoden beschrieben. 1. Standard: RREF wird von Strom durchflossen erzeugt eine Referenzspannung welche bei der Messung verwendet wird. 2. Messen gegen die interne Referenz: Was bedeutet messen gegen die interne Referenz? 3. Messen gegen die interne Referenz mit Thermospannung: Beinhaltet einen Analogumschalter um die Messung umzukehren. Ich habe jetzt 2 weitere Widerstände eingezeichnet um die Pegel zu erreichen die ich für ANIN benötige. Jetzt weiß ich auch was von ARC NET mit 0 Ohm Brücken gemeint war. Je nachdem welche Messmethode verwendet werden soll. Ich möchte eine Temperatur zwischen 37,6 und 37,8°C in einem Gehäuse halten. Auflösung: 0.1°C Genauigkeit: Ich verwende die Werte aus dem Datenblatt des PT1000. Wenn dort steht der Widerstand bei 37,6 °C hat 1146,5131 Ohm dann nehme ich das. Sprich in dem Fall messe ich dann über den RPT 0,24008V bei 210uA.
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Arc Net schrieb: > Das reicht nicht: s.o. bzw. GND + 300 mV <= VIN <= AVDD - 1100 mV > An und über die Grenzen hinaus kann man es zwar versuchen, einfacher ist > es aber erst mal die vorgegebenen Grenzen nicht ohne Grund auszureizen. Das bedeutet ich bräuchte eigentlich nur zu Masse einen Offset Widerstand da die Bedingung ja erfüllt wird laut meinem Aufbau. Siehe Anhang. VCC = 5V AIN(+): 300 mV < VIN (630 mV) < 3,9 V AIN(-): 300 mV < VIN (315 mV) < 3,9 V
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Jetzt hab ich das Ding mal gebaut. Vielleicht komme ich heute Abend dazu es mal an meinen PIC anzuschließen.
Hallo Arc, Ich habe über das "messen gegen" nachgedacht. Meinst du damit einfach das die interne Referenzspannungsquelle als Referenz verwendet wird? Damit rechne ich dann den genauen Strom über den Präzisionswiderstand aus mit dem ich dann auch weiter rechne um den Widerstand des RTD auszurechnen? Bei der ersten Messung kann ich dann die interne Verstärkung höher als 2 verwenden wenn ich über AIN3 messe. Welchen Vorteil habe ich dadurch? Ist die interene Spanungsquelle genauer als die interne Stromquelle? Vielen Dank schon mal Andreas
Andreas Riegebauer schrieb: > Hallo Arc, > > Ich habe über das "messen gegen" nachgedacht. > > Meinst du damit einfach das die interne Referenzspannungsquelle als > Referenz verwendet wird? Sensoranregung mit der internen Stromquelle, Spannungsmessung(en) dann gegen die interne Referenz. > Damit rechne ich dann den genauen Strom über den Präzisionswiderstand > aus mit dem ich dann auch weiter rechne um den Widerstand des RTD > auszurechnen? Siehe oben bzw. AIN1_1 = I * RPT + VThermo1 - VThermo2 AIN2_1 = I * RREF + VThermo3 - VThermo4 Mögliche Thermospannungen/Offsets weggelassen, Rechnung für die unipolare Messung aus dem Datenblatt S. 24... Code1 = 2^24 * (AIN1_1 * Gain / Vref) Code2 = 2^24 * (AIN2_1 * Gain / Vref) Code1 / Code2 = RPT / RREF, RREF ist bekannt... > Bei der ersten Messung kann ich dann die interne Verstärkung höher als 2 > verwenden wenn ich über AIN3 messe. > > Welchen Vorteil habe ich dadurch? Ist die interene Spanungsquelle > genauer als die interne Stromquelle? Genauer ist die deutlich (+-0.01 % vs. 5 %, 4 ppm/°C typ. vs. 200 ppm/°C typ.), was aber hier (fast) keine Rolle spielt, da die Referenzen nur während der Messungen stabil sein müssen. Vorteil ist, dass, auch wenn nicht die Richtung umgekehrt wird, um die Offsets/Thermospannungen rausrechnen zu können, die Fehler durch "The reference input is unbuffered; therefore, excessive R-C source impedances introduce gain errors" wegfallen. (die könnten zwar gerechnet/rauskalibriert werden, aber warum, wenn man sich das sparen kann)
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Schönen guten Abend, Ich habe nun endlich ein paar Werte aus dem Teil geholt. Ein Diagramm fidnet ihr im Anhang. Recht viel rauschen drauf. Aber bei 24 bit wundert mich das nicht! g Wieviel Bits sollte ich denn mal Grundsätzlich streichen? Sollte ich überhaupt? Ich werde mal ausrechnen wieviel ich für meine 0,1° Auflösung benötige. BG Andreas
Die Referenzquelle hat 0,01% initiale Genauigkeit (klingt etwas SEHR gut), das hieße, sie reicht für 13 Bit aus. Also kannst du 11 Stellen streichen oder nur für differentielle Temperaturen verwenden um beispielsweise Drifts zu erkennen. Aber absolute Werte kannst du nach 13 Bits abschneiden.
Spätestens bei der Anzeige von -20.0 bis 80.0 bleiben nur noch 10 bit übrig. Aber vorher musst du keine wegwerfen, es sei denn du rechnest einfacher mit 16 als mit 24 bit. Rauschen behebt man durch Mittelwertbildung. Für ein 0.1 GradC auflösendes Thermometer wäre mit aber Pt1000 und Chip zu teuer, 0.1 machen Chinesen mit Bauteilen für wenige cent. Mindestens 0.1 GradC Genauigkeit sollte bei den Teilen drin sein.
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Hallo, Ich habe heute Messungen gemacht und Durchschnitswerte berechnet. Dabei habe ich die letzten 8 Bit mal abgeschnitten. Heraus kam folgendes Diagram. Könnt ihr mir sagen was hier das Problem ist? Ansich wäre es ja nicht so schlimm denke ich wenn es "in Phase" wäre. BG Andreas
> Könnt ihr mir sagen was hier das Problem ist?
Möglicherweise Aliasingeffekte mit der 50Hz Netzwechselspannung.
>Möglicherweise Aliasingeffekte mit der 50Hz Netzwechselspannung.
Ja, genau! Ein fieser Fallstrick in solchen Anwendungen...
Andreas, wie ist denn deine genaue Abtastrate?
Andreas Riegebauer schrieb: > Ich möchte eine Temperatur zwischen 37,6 und 37,8°C in einem Gehäuse > halten. > Auflösung: 0.1°C Warum schreibst du das nicht gleich? Nimm einen SMT160 und fertig. Der kann das locker, wenn du den einmal absolut kalibrierst. Hat sogar eine Metalllasche bzw. paßt in ein Bohrloch. Vermutlich schaffen das sogar diverse Heizungs-Steuerer ICs. Also, die die Komparatoren, Flip-Flop und Alarm-Ausgang samt digitaler Schnitstelle bereits intern haben. Microchip, Maxim haben sowas.
Andreas Riegebauer schrieb: > Schönen guten Abend, > > Ich habe nun endlich ein paar Werte aus dem Teil geholt. Ein Diagramm > fidnet ihr im Anhang. Recht viel rauschen drauf. Aber bei 24 bit wundert > mich das nicht! *g* > > Wieviel Bits sollte ich denn mal Grundsätzlich streichen? Sollte ich > überhaupt? > > Ich werde mal ausrechnen wieviel ich für meine 0,1° Auflösung benötige. > > BG > Andreas Die Angaben zur Verstärkung, unipolar/bipolar und Abtastrate wären nicht schlecht gewesen... und auch die Einstellungen des AD-Wandlers (Mode, Config-Register) Zurückgerechnet: Gain = 2, unipolar... Code = 2^24 * (AIN * G / V) Referenz 9086000 ~ 0.316817 V 9081000 ~ 0.316642 V ~174 uV Differenz PT 6647500 ~0.231790 V 6644500 ~0.231685 V ~105 uV Differenz 1°C entspricht etwa 3.85 Ohm * 210 uA = 808.5 uV Je nach Abtastrate Faktor 10 bis 100 zu hoch... Aliasing wurde schon genannt, Versorgungsspannung kann auch ein Grund sein, Störungen auf den SPI-Leitungen während der Messungen ein weiterer Zum SMT160: Der hat eine Nichtlinearität ~ 0.2 °C bis 1 °C d.h. da müsste der interessierende Bereich erst mal ausgemessen werden. Und das bei einer Wiederholgenauigkeit je nach Gehäuse zw. 0.05 °C und 0.2 °C...
>Zum SMT160: Der hat eine Nichtlinearität ~ 0.2 °C bis 1 °C d.h. da >müsste der interessierende Bereich erst mal ausgemessen werden. Und das >bei einer Wiederholgenauigkeit je nach Gehäuse zw. 0.05 °C und 0.2 °C... Fieberthermometer sind in der Regel auf 0,1° genau...
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Hallo Arc, Hier noch ein Bild und ein paar Daten zur Einstellung. IO Reg Die Stromquelle ist auf 210uA eingestellt. Conf Reg BIAS aus Burnout aus Unipolar Verstärkung 2 Referenz intern Buffer aus (Versucht einzuschalten. Der Wert beim RTD stimmt aber der RREF Wert stimmt überhaupt nicht.) Mode Reg Continous mode fADC 4.17 (Diese Einstellung verstehe ich nicht ganz) Gerechnet wird hier mit allen 24 Bit. Ich habe den uC so programmiert das er mir alle 100ms 50 Messungen macht und mir den Durchschnitt zurück gibt. Von allen Werten wird nochmal der Durchschnitt gerechnet und jede Sekunde ausgegeben. Was ich hier nicht verstehe ist der fADC Wert den man einstellen kann. Heißt das 4 Hz nur 4 Messungen pro Sekunde? Dann können sich aber die ganzen Messungen pro Sekunde nicht ausgehen. BG Andreas PS: Der Sensor liegt bei Raumtemperatur in Küchenrolle eingewickelt.
Andreas Riegebauer schrieb: > Hallo Arc, > > Hier noch ein Bild und ein paar Daten zur Einstellung. > > IO Reg > Die Stromquelle ist auf 210uA eingestellt. > > Conf Reg > BIAS aus > Burnout aus > Unipolar > Verstärkung 2 > Referenz intern > Buffer aus (Versucht einzuschalten. Der Wert beim RTD stimmt aber der > RREF Wert stimmt überhaupt nicht.) > > Mode Reg > Continous mode Wenn erst PT1000 und dann RREF gemessen werden soll, muss das der "Single Conversion Mode" sein (dann sollten auch mit Buffer die passenden Werte rauskommen) > fADC 4.17 (Diese Einstellung verstehe ich nicht ganz) > Was ich hier nicht verstehe ist der fADC Wert den man einstellen kann. > Heißt das 4 Hz nur 4 Messungen pro Sekunde? Richtig. Beim Single Mode sinkt das dann auf die Hälfte ab (~480 ms pro Messung + Oszillator Startzeit ~ 1 ms). Im Programm wäre das dann etwa 1. AD-Wandler in den Idle oder Power-Down-Modus 2. Einstellungen für die erste Messung vornehmen 3. AD-Wandler im Single Conversion Modus starten 4. auf das Ende der Messung warten (entweder Statusregister pollen oder DOUT/RDY "beobachten") 5. Auslesen 6. Einstellungen für die zweite Messung 7. AD-Wandler im Single Conversion Modus starten 8. auf das Ende der Messung warten 9. Auslesen 10. weiter bei 2 > Gerechnet wird hier mit allen 24 Bit. > > Ich habe den uC so programmiert das er mir alle 100ms 50 Messungen macht > und mir den Durchschnitt zurück gibt. Von allen Werten wird nochmal der > Durchschnitt gerechnet und jede Sekunde ausgegeben.
>Ich habe den uC so programmiert das er mir alle 100ms 50 Messungen macht >und mir den Durchschnitt zurück gibt. Von allen Werten wird nochmal der >Durchschnitt gerechnet und jede Sekunde ausgegeben. Was zeigen denn überhaupt die Meßschriebe? Die Einzelmessungen, den Mittelwert über 50 Einzelmessungen oder die Durchschnittswerte pro Sekunde? Was meinen die Zahlen auf der Zeitachse?
Arc Net schrieb: > Zum SMT160: Der hat eine Nichtlinearität ~ 0.2 °C bis 1 °C d.h. da > müsste der interessierende Bereich erst mal ausgemessen werden. Und das > bei einer Wiederholgenauigkeit je nach Gehäuse zw. 0.05 °C und 0.2 °C... Die Nichtlinearität entsteht größtenteils durch Verspannungen des Die im Gehäuse. In dem kleinen Temperaturbereich kein Problem. Eigenrauschen auch nicht. Preislich im Vergleich auch nicht ;-) Hab mit dem Teil nur gute Erfahrungen. Ist halt nicht der billigste.
Hallo Arc, Ich habe das jetzt umgestellt auf SingleConversion. Wenn der Buffer ein ist bekomme ich über RREF einen Wert der ein wenig niedriger ist als der über RTD. Ich habe im Datenblatt nicht gefunden wann wirklich eine Messung gestartet wird? Sobald der "Single Conversion Mode" ins Register geschrieben wird? Schreibe ich dabei die "Update Rate" vorher in das MODE Register oder gleichzeitig mit MD2 bis MD0? Wenn ich es gleichzeitig reinschreibe kommt ganz ein niedriger Wert heraus. Wenn ich zuerst die "Update Rate" schreibe und im nächsten Zug nur "Single Conversion Mode" schreibe kommt das richtige heraus (Ausser Buffer ist ein).
Andreas Riegebauer schrieb: > Hallo Arc, > > Ich habe das jetzt umgestellt auf SingleConversion. Wenn der Buffer ein > ist bekomme ich über RREF einen Wert der ein wenig niedriger ist als der > über RTD. > > Ich habe im Datenblatt nicht gefunden wann wirklich eine Messung > gestartet wird? Sobald der "Single Conversion Mode" ins Register > geschrieben wird? Ja. > Schreibe ich dabei die "Update Rate" vorher in das > MODE Register oder gleichzeitig mit MD2 bis MD0? Gleichzeitig (bzw. hab ich nie ausprobiert, wie sich der Wandler verhält, wenn nur ein Teil der Daten geschrieben wird). > Wenn ich es gleichzeitig reinschreibe kommt ganz ein niedriger Wert > heraus. Wenn ich zuerst die "Update Rate" schreibe und im nächsten Zug > nur "Single Conversion Mode" schreibe kommt das richtige heraus (Ausser > Buffer ist ein). Die Routinen zum Lesen und Schreiben der Register sind hier nach folgendem Muster aufgebaut: - CS low (u.U. kleine Verzögerung, hier zwei us) - SpiTransceive(commReg) - SpiTransceive(regValueHigh) - SpiTransceive(regValueMid) (beim 24-Bit Datenregister) - SpiTransceive(regValueLow) - CS high (delay) Beim Lesen werden Nullen übertragen (retVal = SpiTransceive(0)) Rest wie oben (d.h. vor der ersten "richtigen" Konfiguration den AD-Wandler in den Idle-Modus)
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Hallo Arc, Vielen Dank für deine Infos. Ich habe diese eingebaut. Leider bekomme ich nach wie vor keine brauchbaren Werte von RREF wenn der Buffer on ist. Ich habe diese jetzt für den Messung von RREF ausgeschaltet. Mit 4,17 Hz fADC habe ich auch keine Anständigen Werte bekommen. Aber hier denke ich weiß ich auch warum. Ich habe die Zeit "übersehen". Jetzt ist die fADC auf 10Hz eingestellt. Ich schreibe jetzt auch das MODE Register komplett und es funktioniert. Die Routinen von Analog Devices machen das hintereinander so wie ich den Code gelesen habe. Im Anhang meine letzte Messung. 4 Messungen in 2 Sekunden und von denen ist der Durchschnitt gerechnet. Ich denke damit kann ich fürs reste leben. BG und vielen Dank Andreas
Wenn ich mich bei RREF nicht verrechnet habe, liegen die Werte zw. ~ 316.950 mV und 316.971 mV ~21 uV RMS Rauschen des Wandlers bei der Verstärkung und Datenrate nach DB geschätzt ~1.2 uV d.h. Peak-To-Peak 1.2 uV * 6.6 = 7.92 uV also nicht so weit weg. > Leider bekomme ich nach wie vor keine brauchbaren Werte von RREF wenn > der Buffer on ist. Ich habe diese jetzt für den Messung von RREF > ausgeschaltet. Da würde mich interessieren warum... wie sieht die Initialisierung da genau aus (was steht im Mode und Conf-Register)?
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