Im Anhang einmal ein Screenshot und ein ZIP der LTSpice Simulation eines Labornetzteils für 0-30V 2A. Ich möchte gerne ein Netzteil mit einer Versorgung realisieren. Diese soll aus einem Schaltnetzteil kommen und vorgeregelt werden. Die Vorregelung ist aber noch eine andere Baustelle. Das ganze sollte nach Möglichkeit aus einer Spannung versorgt werden können und trotzdem noch stabil funktionieren. Eine Hilfsspannung (so 1-2 Volt ungeregelt) unter- und über-halb der eigentlichen Versorgungsspannung wäre zur Not auch noch machbar. Ich habe zwei OPs als Fehlerkomparatoren, welche über die beiden unteren Transistoren dem Längstransistor den Basis-Strom entziehen können. Als OPs habe ich OPA340 gewählt, da in dieser Konfiguration keine hohe Versorgungsspannung für die OPs notwendig ist und die auch Rail-to-Rail sind (um auf 0V runter zu kommen - was natürlich nicht 100% klappt). Prinzipiell funktioniert das ganze auch einigermaßen, allerdings nur unter bestimmten Umständen auch ohne zu schwingen. In der Simulation habe ich eine 100 Ohm Grundlast und eine 5 Ohm Last, welche zugeschaltet wird. Ist die 5 Ohm Last zugeschaltet, so soll die Strombegrenzung (1,6 A) einsetzen (rechter OP). Ansonsten soll die Spannung auf 10V geregelt werden (linker OP). Der Reihenwiderstand zum 330uF Kondensator scheint entscheidend zu sein. Setzt man diesen auf 0.001 Ohm, so schwingt die Ausgangsspannung. Setzt man den Widerstand auf 0.02 Ohm so regelt sich die Spannung sauber ein. Weiterhin habe ich bei beiden OPs einen 100k parallel zu den Cs geschaltet. Diese entladen zum einen die Rückkoppel-Cs und zum anderen begrenzen sie die Verstärkung, was sich positiv auf das Regelverhalten auswirkt. Allerdings entstehen durch diese Rückkopplung auch Fehler. Das wird besonders deutlich, wenn man z.B. die Vorgabespannung von 0.6465 auf 0.06465 setzt (was 1V Ausgangsspannung entsprechen soll). Der Ausgang geht dann auf 1,4 Volt. Entfernt man dann R2 geht der Ausgang zwar auf 1 Volt, schwingt aber nicht mehr so schön/schnell ein. - Hat jemand Ideen wie man die vorhandene Schaltung verbessern könnte? - Oder eine alternative Schaltung? - Gibt es vielleicht irgendwelche modernen / integrierten Lösungen? Ich hatte schon daran gedacht einen einstellbaren Spannungsregler über eine Spannungsvorgabe am Adjust-Pin zu nutzen. Da braucht man dann aber eine negative Versorgung um auf 0V Ausgangsspannung zu kommen (sonst kommt man ja nur auf VREF runter) und eine einstellbare Strombegrenzung fehlt dann auch noch. Aber dann hätte man wenigstens eine sauber geregelte Ausgangsspannung...
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Marius S. schrieb: > Labornetzteils für 0-30V 2A. > > Ich möchte gerne ein Netzteil mit einer Versorgung realisieren. > ... Dann nimm doch eine Schaltung die das macht: Beitrag "Re: LM723 Regelbares Netzteil von 0-30V/0-3A"
Bekommt man die LM723 noch? Oder muss man da zum Antiquitäten-Händler? ;-) Ich würde es lieber entweder diskret (wobei "diskret" auch OPs einschließt) aufbauen oder eine moderne Variante. Kann doch auch nicht so schwer sein eine zum LM723 gleichwertige Schaltung diskret zu realisieren, oder? Außerdem ist die Strombegrenzung beim LM723 auch nicht die genaueste, oder?
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Dein Problem sind die verstärkenden Transistoren am Ausgang der Opamps. Nimm dort Basisschaltung. Außerdem solltest du so wenig wie möglich C am Ausgang des Netzteils haben aber trotzdem bei allen kapazitiven Lasten die extern kommen die Schaltung stabil sein. Alle Modelle sind in dem vorigen zip-file. Dort alle Files in das Verzeichnis von lab2.asc kopieren falls jemand simulieren will.
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Danke Helmut, hatte die auch schon in Verdacht. Sobald die vom OP auch nur "angehustet" werden, verstärken die natürlich sehr stark. Aber so wirklich besser wird die Schaltung dadurch nicht, oder? Das Problem mit dem ESR des Kondensators besteht weiterhin. Setzt man den Widerstand "R-ESR" auf 1mOhm, so schwingt das ganze wieder. Man könnte jetzt davon ausgehen, dass ein echter Kondensator (Alu-Elko) einen höheren Reihenwiderstand haben wird und das ganze schon nicht schwingen wird. Bin ich mir aber etwas unsicher. Mit kleineren Kondensatoren fängt es auch an zu schwingen. Vergrößert man den Kondensator, so bleibt es auch bei kleinem ESR stabil. Vielleicht kann mir da jemand nochmal die Zusammenhänge verdeutlichen? :-) Die ganze Schaltung ist übrigens in etwa von hier abgekupfert: http://www.sebulli.com/psu_kit/psu_kit_sch_V1_0.pdf Im Original habe ich die Schaltung noch nicht durch den Simulator gejagt, aber ich erwarte in etwa die selben Probleme.
Ich hätte mir die Schaltung von Sebulli wohl noch etwas genauer anschauen sollen. R20 und C13 in der Schaltung sorgen dafür, dass das ganze stabil wird. Nun bleibt die Frage... Warum??
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Ich habe die lab1.asc nochmal genommen und das Hochpass- / Kompensations-Glied eingefügt. Die Stromregelung war immer noch ein wenig zickig, vor allem bei der Übernahme. Habe jetzt beiden Seiten so ein Kompensationsglied verpasst und die Ansteuer-Transistoren dafür über Dioden getrennt. Irgendwie scheint es zu funktionieren. Im Screenshot sieht man neben der Ausgangsspannung noch die beiden OP-Ausgänge. In Blau die Spannungsregelung und in Rot die Stromregelung. Man sieht, dass die Stromregelung ziemlich stark zuschlägt, was ja auch gewünscht ist. Im Screenshot sind noch 20mOhm ESR eingetragen. Es geht aber auch mit 1mOhm und bis ca. 0,5 Ohm stabil. Mit mehr als 0,5 Ohm ESR schwingt es wieder. Mit mehr Kapazität geht es auch, mit weniger Kapazität fängt es wieder an zu schwingen. Ist hauptsächlich die Stromregelung, die als erstes das Schwingen anfängt. Habe auch einen DC-Sweep gemacht, bis auf einen kleinen Knick im unteren mV Bereich (<20mV) ist die Spannungskennlinie gerade.
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100 µF sind für ein Labornetzteil durchaus noch im Rahmen. Die Schaltung mit dem MOSFET als Ausgangsstufe kommt mit weniger aus, hat aber auch einige Probleme: 1) MOSFETs haben oft eine Begrenzte SOA, d.h. man darf bei höherer Spannung (z.B. 30 V) nur relativ wenig Strom nutzen. Parallelschalten von MOSFETs ist schwierig. 2) Der Dropout ist mit mindestens etwa 4-5 V relativ groß, d.h. der Trafo braucht etwa 2 V mehr als mit dem NPN Darlington 3) Die Schaltung ist so schnell, das parasitärte Induktivitäten ggf. zum schwingen führen können. Da kommt es auf das Layout / die Kabelführung an.
Marius S. schrieb: > Bekommt man die LM723 noch? Oder muss man da zum Antiquitäten-Händler? Status bei TI: aktive Lagermenge bei Distributoren >5K > Ich würde es lieber entweder diskret (wobei "diskret" auch OPs > einschließt) aufbauen oder eine moderne Variante. Ja genau. Bau OPVs rein, mit OPVs wird immer alles gut. Kann man sehr gut an den Kompensationsbasteleien hier im Thread sehen. > Kann doch auch nicht so schwer sein eine zum LM723 gleichwertige > Schaltung diskret zu realisieren, oder? Man kann den auch diskret aufbauen, aber warum? > Außerdem ist die Strombegrenzung beim LM723 auch nicht die genaueste, > oder? Da geb ich dir recht.
Ulrich schrieb: > 100 µF sind für ein Labornetzteil durchaus noch im Rahmen. > > Die Schaltung mit dem MOSFET als Ausgangsstufe kommt mit weniger aus, > hat aber auch einige Probleme: > 1) MOSFETs haben oft eine Begrenzte SOA, d.h. man darf bei höherer > Spannung (z.B. 30 V) nur relativ wenig Strom nutzen. Parallelschalten > von MOSFETs ist schwierig. > 2) Der Dropout ist mit mindestens etwa 4-5 V relativ groß, d.h. der > Trafo braucht etwa 2 V mehr als mit dem NPN Darlington > 3) Die Schaltung ist so schnell, das parasitärte Induktivitäten ggf. zum > schwingen führen können. Da kommt es auf das Layout / die Kabelführung > an. ich sehe anders: zu 1) für moderne Mosfets ist Strom von 2A eh ein Witz. Das hält sogar ein einziger IRFP250 aus. zu 2) bei angegebene Eingangspannung von 35V kann es schon klappen. zu 3) nicht bei Querstrom von ~8mA
Deine Schaltung schwingt, weil Du den Regler nicht stabil bekommst. Allein Deine drei hintereinander liegenden BE Strecken der Regeltransistoren fuehren zu einer Phasenverschiebung, die nur schwer auszuregeln ist. Abhilfe schafft: Q1, Q2 weg. Q4 wird ein PNP. IOUT und VOUT kommen an die invertierenden Eingaenge und in die Gegenkopplung je 47k (P-Glied). Den I-Teil auf 47p reduzieren. R3, C6 und das spiegelbildliche Paar koennen dann auch weg. Dann reichen auch 4u7 statt 100u
Ein Strom von 2 A ist geschaltet für Moderne MOSFETs ein Witz, aber 2 A sind für den IRFP250 schon grenzwertig (bei 30 V) - im Datenblatt von IRF ist keine DC SOA Kurve drin garantiert ist da also nichts. Das Problem ist halt, das gerade moderne MOSFETs nicht gut (bis gar nicht) für ein Linearnetzteil geeignet sind. Der IXFX90N30 aus der Simulation könnte wohl gehen, ist aber auch nicht ganz günstig.
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Ulrich schrieb: > Ein Strom von 2 A ist geschaltet für Moderne MOSFETs ein Witz, aber 2 A > sind für den IRFP250 schon grenzwertig (bei 30 V) - im Datenblatt von > IRF ist keine DC SOA Kurve drin garantiert ist da also nichts. http://pdf.datasheetcatalog.com/datasheet/stmicroelectronics/7298.pdf Dann schmeiße ich die Simulation für IRFP250 mit max. Ausgangs- Spannung und Strom. Dabei muß der MOSTFET knapp 70W verbraten. Laut Datenblatt von IRFP250: - Pmax: 180W - Derating Factor: 1,44W/°C - Max. Operating Junction Temperature 150°C Bei Gehäusetemperetur von 75°C und Verlustleistung von 70W erreiche ich die Chipreparatur von 75°C+(70/1,44)=125°C, was noch im Grünbereich liegt. > Das Problem ist halt, das gerade moderne MOSFETs nicht gut (bis gar > nicht) für ein Linearnetzteil geeignet sind. Kann sein, es sind aber reichlich zur Auswahl, die SEHR gut für Längsregeler geeignet sind. > Der IXFX90N30 aus der > Simulation könnte wohl gehen, ist aber auch nicht ganz günstig. Dann reicht der billigere IRFP250 völlig aus. :-)
Der IRFP250 funktioniert nach der SOA Kurve im verlinkten Datenblatt, wenn das Gehäuse auf unrealistische 25 C gehalten wird. Wird die Temperatur höher wird es ggf. schon knapp - bei anderen MOSFETs (wo das im DB anggeben ist) reduziert sich die Belastbarkeit (SOA Kurve bei 40 V) schon mal um den Faktor 2 bei 75 C. Der nächste Punkt ist, das die SOA Kurve nicht danach aussieht als ob 2nd breakdown ("Spirito" Effekt) in der Kurve berücksichtigt wurde. Das könnte auch nur einfach ein vereinfachtes optimistisches Modell sein. Das heißt jetzt nicht das der MOSFET durchbrennen muss, aber man sollte sich nicht wundern wenn er es doch tut bei einem Kurzschluss und mehr als 1,5 A bei der Strombegrenzung. Ein Link zur Erlärung: http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-1155.pdf Da der originale IRFP250 (von IRF) keine SAO Kurve für DC im DB hat, kann man bei den Nachbauten nicht davon Ausgehen, dass da auf den Parameter Rücksicht genommen wird, oder der auch immer getestet wird.
Die Schaltung von Tany scheint erstmal schön stabil zu sein. Der einzige Nachteil ist erstmal die höhere Dropout-Spannung. Durch die Vorregelung wird sich die Verlustleistung über den FET in Grenzen halten. Warum die Konstantstromquelle? Mit einem einfachen Widerstand läuft die Schaltung doch auch. Soweit ich sehe ergeben sich durch den LM339 zwei Vorteile: - Open-Kollektor Ausgang spart Bauteile und ermöglicht Versorgung mit niedrigerer Spannung - Keine Phasendrehung wie bei der Lösung mit OP+NPN - Dadurch kann der Hochpass mit in die Rückkopplung gelegt werden (hat doch in etwa noch die gleiche Funktion denke ich?) Beim LM339 ist nur das Problem, dass der Common-Mode voltage range nur V+ - 1,5 Volt beträgt. Ich will den OP / Komparator eigentlich mit 3,3V versorgen und eine 2,048V Referenz verwenden. In LTSpice kann man die Versorgung auch auf 3,3V setzen ohne das sich irgendwas ändert. Wird aber sicher wohl an der unzureichenden Simulation liegen? Außerdem hat der LM339 eine relativ hohe Input offset Spannung von maximal 5mV (2mV typisch). Da war der OPA340 mit 500uV maximal schon eine Ecke besser. Ich habe mal einfach versucht einen anderen Komparator aus der LTSpice-Bibliothek einzufügen. Irgendwie klappt das aber nicht so gut. Kann mir vorstellen, dass die zu aggressiv sind und den Ausgang gleich in die Sättigung treiben und der LM339 eher linear arbeitet.
Marius S. schrieb: > Ich habe mal einfach versucht einen anderen Komparator aus der > LTSpice-Bibliothek einzufügen. Irgendwie klappt das aber nicht so gut. > Kann mir vorstellen, dass die zu aggressiv sind und den Ausgang gleich > in die Sättigung treiben und der LM339 eher linear arbeitet. Warum keinen normalen Op nehmen?
Marian B. schrieb: > Warum keinen normalen Op nehmen? Weil die keinen open kollektor ausgang haben. Müsste man sich dann selbst dran basteln. Wenn man einfach einen NPN dran hängt bekommt man Phasendrehung. Ersetzt man den Komparator durch einen OP mit Push Pull so muss der OP dann auch mit 35V versorgt werden, da ansonsten Strom über die Dioden der Ausgangs-Transistoren zurück fließt. Vielleicht besser in Basisschaltung so wie Helmut das schonmal vorgeschlagen hat. Werde ich nochmal ausprobieren...
Vereinfachte Ansteuerung: Es gibt auch Schaltungen die ein zusätzliches "floating supply" mit +/-5V verwenden das auf der Ausgangsspannung sitzt. Dazu benötigt man aber dann getrennte Wicklungen am Trafo.
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Der LM339 in der Schaltung oben ist eine schlechte Idee. Das ist ein Komparator, und da ist beim realen Bauteil nicht sicher das der nicht hochfrequent schwingt, auch wenn es in der Simulation funktioniert. Durch die extra Dioden braucht man auch keinen Open Kollektor-ausgang. Ein Normaler OP, bevorzugt Single Supply (etwa LM358 oder wenn es besser sein soll ein LT1013) wäre schon angebracht. Der LT1013 darf immerhin bis über 40 V Versorgung bekommen - das reicht dann bis etwa 35 V am Ausgang. Um den Dropout klein zu halten sollte die Versorgung für den OP sogar höher sein als die für den Haupt-Laststrom. Ggf. reicht hier auch schon ein separater Gleichrichter, Elko und ggf. ein Spannungsbegrenzung, damit es nicht über das Limit des OPs kommt. Die oben schon mal vorgeschlagene Basisschaltung ginge im Prinzip, bringt aber auch Verstärkung - da muss man dann mit der Kompensation noch Aufpassen, ggf. die Kondensatoren hinter den Transistoren angreifen lassen. Die Schaltung ist wohl in der Simulation stabil, aber mit so einem MOSFET muss man auf den Aufbau achten - mit langen ungünstigen Drähten zum FET kann sie Schalung auch Schwingen, wegen parasitärer Induktivitäten. Bei einfachen billigen MOSFETs ist auch immer noch ein gewisses Risiko dabei ein Exemplar zu erwischen, das nicht gut mit viel Verlustleistung klar kommt und durchbrennt - ein kleiner Härtetest (ein paar Sekunden Kurzschluss am Ausgang bei maximalen (besser noch 20% mehr als später möglich) Strom nach dem Aufbau sollte dann schon sein. Für eine hohe Ausgangsspannung wäre die Schaltung mit fliegender Hilfsspannung wohl vorzuziehen. Da macht dann auch die zusätzliche Gatespannung keinen extra Verlust.
Marius S. schrieb: ich verstehe nur Bahnhof > Ich will den OP / Komparator eigentlich mit 3,3V > versorgen... Warum? was hindert dich daran, OPV mit 35V zu versorgen, wenn's erlaubt ist, Notfalls auch mit Widerstand und Z-Diode zur Begrenzung? >...und eine 2,048V Referenz verwenden was hat einer mit anderen zu tun? Spice Model für LM339 gibt's hier: http://www.ti.com/product/lm339
Ulrich H. schrieb: > Für eine hohe Ausgangsspannung wäre die Schaltung mit fliegender > Hilfsspannung wohl vorzuziehen. Da macht dann auch die zusätzliche > Gatespannung keinen extra Verlust. Und viele gute, erprobte, schwingfreie, einfache Schaltungen sind dafür verfügbar. Einfach beliebiges Handbuch von einem älteren HP-Netzteil aufschlagen. Oder hier im Forum "Labornetzteil als Projekt" oder oder :)
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Ulrich schrieb: > Der IRFP250 funktioniert nach der SOA Kurve im verlinkten Datenblatt, > wenn das Gehäuse auf unrealistische 25 C gehalten wird... Nein, muß man nicht. Es reicht, wenn der Kühlkörpers auf 40°C-50°C gekühlt wird. Ich habe ca. 3 Stunden laufen lassen, der IRFP250 ist mir nicht weggelaufen :-) Wer nicht wagt, kann nicht gewinnen.
Tany schrieb: > Ulrich schrieb: >> Der IRFP250 funktioniert nach der SOA Kurve im verlinkten Datenblatt, >> wenn das Gehäuse auf unrealistische 25 C gehalten wird... > Nein, muß man nicht. Es reicht, wenn der Kühlkörpers auf 40°C-50°C > gekühlt wird. Ich habe ca. 3 Stunden laufen lassen, der IRFP250 ist mir > nicht weggelaufen :-) > Wer nicht wagt, kann nicht gewinnen. Du weißt schon, dass das die GEHÄUSE Temperatur ist, die du da misst? Die vom DIE ist noch mal höher...
Nein, ise nicht. Die liegt irgendwo zwischen Gehäuse- und DIE-Temperatur. Selbst wenn's so wäre, dann ist DIE-Temperatur= 88+70*0,7=137°C immer noch kleiner als max. zulässige Temperatur von 150°C.
Tany schrieb: > Nein, ise nicht. Die liegt irgendwo zwischen Gehäuse- und > DIE-Temperatur. Du misst also zwischen Gehäuse und DIE? Interessant > Selbst wenn's so wäre, dann ist DIE-Temperatur= 88+70*0,7=137°C immer > noch kleiner als max. zulässige Temperatur von 150°C. Ein sinnvoller Betriebspunkt, so wie du das hier implizierst ist es aber in keinem Fall.
Marius S. schrieb: > Im Anhang einmal ein Screenshot und ein ZIP der LTSpice Simulation eines > Labornetzteils für 0-30V 2A. > > - Hat jemand Ideen wie man die vorhandene Schaltung verbessern könnte? Sofern der von Helmtut S im Plan verwendete Treibertransistor BC817 wirklich auch von Dir verwendet wird: dann der bisher noch nicht von anderen gebrachte Hinweis, das die Verlustleistugn des BC817 in dieser LNGanwendung überschritten werden kann sobald Du 2A ziehst bei niedriger Ausgangsspannung. Ein BD23x oder 2N4922 ist hier eine brauchbare Alternative, natürlich auch nur mit Kühlkörper.
Tany schrieb: > Nein, ise nicht. Die liegt irgendwo zwischen Gehäuse- und > DIE-Temperatur. > Selbst wenn's so wäre, dann ist DIE-Temperatur= 88+70*0,7=137°C immer > noch kleiner als max. zulässige Temperatur von 150°C. Freifeldmessung .-) d.h. sobald man das Teil in ein Gehäuse baut in dem auch nur ein leichter Wärmestau entsteht der bei 20 Grad Celsius Raumtemperatur (willkürliche Annahme von mir) im Gehäuse 35 Grad Celsius erzeugt (realistische Erfahrung), erreicht man die 150 Grad Celsius. ich denke die Tatsachen muß man nicht weiter bewerten, da kann sich jeder selber seine Gedanken machen ob er > Wer nicht wagt, kann nicht gewinnen. gewinnen oder verlieren wird.
Andrew Taylor schrieb: > Freifeldmessung .-) > d.h. sobald man das Teil in ein Gehäuse baut in dem auch nur ein > leichter Wärmestau entsteht der bei 20 Grad Celsius Raumtemperatur > (willkürliche Annahme von mir) im Gehäuse 35 Grad Celsius erzeugt > (realistische Erfahrung), > > erreicht man die 150 Grad Celsius. Der Transistor gibt seine Wärme dem Kühlkörper ab... >>...wenn der Kühlkörpers auf 40°C-50°C gekühlt wird
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