Hallo,
ich habe die Schaltung von http://hpm-elektronik.de/nt30-4-netzteil.htm
auf einem Steckbrett nachgebaut. Das hier im Forum oft erwähnte
ELV-Netzteil bekam ich nie stabil, diese Schaltung ist wiederum zu
gutmütig. Sogar ohne C9 und C18 (Kompensations-Cs an denn OPs) schwingt
die Spannung am Ausgang nicht. Dafür braucht das Netzteil gut 2ms, um
die Spannung runter oder hoch zu regeln, wenn ich es abwechselnd mit 0,1
und 2A belaste, bei auf 1A eingestellter Strombegrenzung.
Wo steckt in dieser Schaltung die Bremse? Die Kompensations-Cs sind es
ja nicht...
Gruß,
Chris
Das liegt daran, dass der Komparator für die Strombegrenzung in der
Rückkopplung ist und die bei der Strombegrenzung auftretende, kleine
Eingangsspannungsdifferenz nicht gleichzeitig schnell und hoch verstärkt
werden kann.
Die Lösung wären schnellere Komparatoren.
Was erwartest Du?
Das ist eigentlich eine gute und erprobte Standard Schaltung.
Gute Regeleigenschaften für den Aufwand und die Kosten.
2 mS wo sind die für Dich ein Problem, mal ehrlich?!
Sowohl die 2N3055 als auch die LM741 sind ziemlich lahme Krücken.
Ersetze mal die 2N3055 gegen BD249C ( aber nicht welche vom Hersteller
ISC ) und den LM741 durch einen TL071
C9 und C18 sind deutlich zu groß, sie sollten so dimensioniert sein das
eine Laständerung noch ohne Überschwingen ausgeregelt wird.
Ralph Berres
Ganz so langsam sollte die Schaltung nicht sein. Der OP07 ist schon mal
nicht besonders schnell und könnte über die Slew rate ggf. bis 100 µs
Verzögerung bringen, ggf. noch etwas mehr wegen Sättigung im OP. C19
könnte ggf. auch noch einmal ein Problem bringen, wenn der Über die
Schutzdioden entladen wird - das sollte aber nur einen eher kleinen
Effekt geben, und auch nicht so langsam sondern auch eher < 100 µs
Zeitkonstante.
Ist da ggf. bei der Schaltung noch ein Kondensator versteckt, der nicht
im Plan steht, etwa am Transistor T3.
OP es die OPs sind könnte man ggf. mit schnelleren Typen probieren. Dann
braucht man aber die Kondensatoren, wenn auch ggf. kleiner.
OB so ein Regler schwingt ist auch immer eine Frage der Last.
Ein bisschen könnte man die Schalung noch beschleunigen, indem man den
Spannungshub an den OPs begrenzt: viel mehr als etwa 2,5 - 3 V am
Ausgang der OPs sind nicht nötig um den Ausgang zu sperren ab der
Spannung könnte dann eine Rückkopplung greifen. Nach unten sind weniger
als 0 V auch nicht nötig, auch da könnt dann eine Rückkopplung, etwa
über einen Transistor in Baisschaltung greifen. Vermutlich tut es auch
schon einfach eine etwa 3,3 V Zener-Diode vom Ausgang des OPs nach GND -
der OP07 ist schließlich kurzschlussfest. Nicht schön, aber könnte
funktionieren.
Für den Regler ist das so eine Art Anti Windup.
Chris schrieb:> Dafür braucht das Netzteil gut 2ms
Viel schlimmer finde ich, daß die AUsgngasspannung hoch geht, wenn die
Hilfsspannung noch nicht da/verbraucht ist obwohl die grossen Seibelkos
noch Spannung haben wegen kleiner Last.
Dem Ding fehlt eine Grundlast, es dürfte auch nicht auf 0V kommen wegen
des zusammengenommenen Reststromes bei grossen Transistoren.
Etwas schneller wird es, wenn du zwischen E und B des T2 eine Diode
verkehrtrum anordnest, das kann aber ein Problem werden bei
angeschlossenen Akkus.
Danke für Eure Antworten.
Ich bin soweit sehr zufrieden mit der Schaltung, aber die 2ms kann ich
mir nicht erklären. Schneller ist sicher nicht verkehrt, solange es
nicht schwingt, natürlich.
Ich habe die OPs schon durch TL071 aus dem Fundus ersetzt, das brachte
keine Änderung. Bei den Transistoren wollte ich wegen vorhandener
Kühlkörper bei TO-3 bleiben. Testweise habe ich 1N4148 vom Ausgang der
OPs an den invertieren Eingang gelegt, somit wird verhindert, dass die
OPs unter 0V gehen. Ändert überhaupt nichts.
Es sind keine weiteren Kapazitäten verbaut, zumindest nicht in Form von
Kondensatoren.
Zwischen dem positiven Ausgang des Netzteils und GND habe ich 100 Ohm
verbaut, da sonst, wie MaWin auch schreibt, eben die Mindestlast fehlt
und sich der Elko am Ausgang nur langsam entlädt. Ich plane, da eine
Konstantstromquelle, die Richtung -12V geschaltet ist, einzubauen. Gegen
das Hochlaufen der Ausgangsspannung werde ich sicher auch noch etwas
unternehmen.
Ich habe die elektronische Last nun durch eine 24V-Birne + Schalter
ersetzt. Die Spannung ist auf etwa 20V eingestellt, der Strom so
begrenzt, dass die Birne halb hell leuchtet. Hier ist das Ergebnis.
So langsam sind die 2N3055 normal nicht, nur die alten Version (3055H)
ist doch schon relativ langsam, aber auch selten. Auch mit dem 3055
sollte eine Regelzeit so im Bereich 10-50 µs drin sein. Für ein
schnelleres Abschalten könnte man ggf. R16 kleiner (z.B. 22 Ohm) machen
- für 2 ms Reaktionszeit ist das aber nicht der Grund.
So langsam wie gezeigt sollte die Schaltung wirklich nicht sein, da
müsste noch irgendwo eine Abweichung vom Plan drin sein.
Den Ausgangselko von 100µ (C21) würde ich mal in den Fokus nehmen.
Je nach Last kann sich da das Regelverhalten ändern. Diese Unsitte
ist auch bei integrierten Spannungsreglern (78xx) teilweise
verbreitet, und belastet die Regelung nachteilig kapazitiv.
Ohne Gewähr.
Hallo,
leider schreibst du nicht, was das Oszilogramm konkret zeigt.
Andere Leute können deine Gedanken nicht aus der Ferne lesen und können
auch nicht sehen, wo du bei dir die Tastspitze angeklemmt hast und was
du da umgeschaltet hast.
Auch ich halte die 2ms im Modus Spannungsregelung als nicht so kritisch
und im Interesse hoher Stabilität als akzeptabel.
Hast du aber schon mal die 100uF (C21) am Ausgang kleiner oder auch
größer gemacht gemacht?
Für eine stabile Spannungsregelung kann diese auch 1000uF oder mehr
sein.
Dieses C21 ist mit dafür verantwortlich, dass das NT stabil arbeitet.
Für stabilen Betrieb wird aber normal weniger nötig sein (1...10uF).
Ich habe diese Ausgangskapazität intern immer minimal gehalten und diese
lieber bei Bedarf für sehr stabilen Betrieb zugeschaltet bzw. extern an
geklemmt.
Das ist vor alem dann relevant, wenn man eine rel. schnelle
Stromregelung haben will. Ich habe Netzteile mit umschaltbaren
Stromquellenschaltungen
z.B. -> 2mA/20mA/200mA/2A
Da ist eine recht hohe Kapazität am Ausgang C21 ein Problem.
Stellt man z.B. einen Strom von 10mA ein bei einer Ausgangsspannung von
von 10V und klemmt da eine LED an, dann muß muß sich erst C21 von 10V
auf die Flußspannung der LED entladen, bevor die Stromregelung überhaupt
einsetzen kann. Bevor die Stromregelung da einsetzt, kann ein
empfindliches Bauelement schon kaputt sein, wenn da ein C21 mit hoher
Kapazität dran hängt.
Gruß Öletronika
Hallo Öletronika,
das Oszillogramm zeigt die Spannung beim Einschalten der Glühbirne. Die
Spannung bricht zunächst ein, da die Strombegrenzung greift, allerdings
zu langsam. Wenn die Birne heiß wird, steigt die Spannung an.
Das C am Ausgang möchte für empfindlichere Schaltungen so klein wie
möglich halten. Man kann ja, wie du sagtest, jederzeit extern was dran
schalten. Oder zuschaltbar einbauen...
Das Bild zeigt also, dass die Strombegrenzung zu langsam anspricht. Das
ist in dem Zeitmaßstab wirklich nicht brauchbar.
Bei einer so niederohmigen last (wohl etwa 10 Ohm) bringt der 100 µF
Kondensator keine so lange Verzögerung.
Das Problem wird vermutlich daran liegen, das die Schaltung doch
irgendwo nicht mit dem Plan übereinstimmt. Auf dem Streckbrett passiert
so etwas schon mal, ggf. ist auch irgendwo nur kein Kontakt oder ein
Wert falsch.
Eine 2 ms Zeitkonstante kriegt man mit dem Teilen gar nicht so leicht
zusammen. Da müsste schon fast so etwas wie 100 nF an Stelle von C9 drin
sein.
Hallo,
> Ulrich H. schrieb:> Bei einer so niederohmigen last (wohl etwa 10 Ohm) bringt der 100 µF> Kondensator keine so lange Verzögerung.
ich meine, dass 100uF durchaus eine Verzögerung in der Größenordnung von
ms verursachen kann.
100uF bedeutet, dass der Kond. eine Sekunde lang 100 uA liefern kann und
dabei die Spannung um 1 V absinkt
oder er liefert 1 us lang 100 A und die Spannung sinkt dabei um 1V ein
oder die es fließt ein Strom von 1 A und die Spannung sinkt in 100us um
1V
oder es fließen 2A und die Spannung sinkt in 100 us um 2 V.
Das stimmt zwar nicht exakt mit den Verzögerungen im Oszilogramm
überein, aber wie schon gesagt, die Größemordnung scheint mir durchaus
real.
Gruß Öletronika
Bingo. Ich habe die 100µF durch 10µF ersetzt und bin jetzt bei 200µs. :)
Die Kompensations-Cs habe ich experimentell ermittelt und dann zur
Sicherheit verdoppelt.
Ich habe hier noch einen 10µF Folienkondensator. Hätte es Vorteile, den
am Ausgang zu nutzen anstelle des 10µF Elkos?
Gibt es sonst noch etwas, was ich an der Schaltung verbessern könnte?
(von Grundlast und dem Problem des Hochlaufens bei "Stromausfall" einmal
abgesehen).
Was mir bei der Schaltung auch noch nicht klar ist: Warum hat der Autor
an den Ausgängen der OPs zwei Dioden in Reihe geschaltet?
Spannungsfestigkeit? Will er hier 0,2V zusätzlich verbraten, um eine Art
Hysterese zwischen dem U und I-Regler zu erzeugen?
Ich würde versuchen den 10uF noch zu verkleinern.
Gegen das Hochlaufen der Spannung beim abschalten des Netzteiles würde
folgendes helfen.
Die Basis des T2 mit Hilfe des Öffners eines Reed-Relais gegen Masse
schalten. Und das Reed-Relais über eine Zenerdiode aus den +12V des
Hilfsspannungsnetzteiles betreiben. Die Zenerdiode so dimensionieren,
das es abfällt, wenn die Hilfsspannung für die Regel-ICs um 2-3Volt
abgefallen ist. Den Rest der Hilfsspannung reicht aus, um die Regelung
im Zaum zu halten. Wenn es weiter abfällt wird der Längstransistor
sicher gesperrt, und es kann kein Unheil an der angeschlossene Schaltung
entstehen.
Chris schrieb:> Warum hat der Autor> an den Ausgängen der OPs zwei Dioden in Reihe geschaltet?
Diese Dioden dienen als verdrahtetes Undgatter.
Das IC mit der höheren Spannung steuert den Transistor der andere ist
wirkungslos da hier die Diode in Sperrrichtung geschaltet ist.
Ralph Berres
Chris schrieb:> Ich habe hier noch einen 10µF Folienkondensator. Hätte es Vorteile, den> am Ausgang zu nutzen anstelle des 10µF Elkos?
Ein Folienkondensator kann unipolar betrieben werden. Elkos mögen
das nicht, z.B. wenn man einen Akku mit dem NT laden will und
unabsichtlich verpolt.
> Gibt es sonst noch etwas, was ich an der Schaltung verbessern könnte?> (von Grundlast und dem Problem des Hochlaufens bei "Stromausfall" einmal> abgesehen).
Wenn ich die Schaltung richtig verstanden hab, hat man einen
Einstellbereich des NT ab so 1,5Volt bis Maximum. Hab auch mal so
eine Krücke gebaut. Besser wäre es wenn der Einstellbereich ab Null
wäre. Dazu müsste man aber die Bezugsspannung auf -1,5V legen und da
bin ich mir im Moment nicht sicher ob das nicht Einfluss auf die
Regelung hat. Ich würde erst mal damit leben und vielleicht später
eine Verbesserung in Erwägung ziehen. Ein Verpolschutz und/oder ein
Fremdspannungsschutz könnte nützlich sein. Die Kühlung der 3055
würde ich überwachen und evtl. mit einem Lüfter unterstützen.
Ein Akustikwarner wäre auch nicht schlecht weil man die Strombegrenzung
ja oft nicht im Fokus hat. Die Ohren hören immer zu, wenn man
im Raum ist. Da kann man jede Menge Spielereien einbauen.
Chris schrieb:> Was mir bei der Schaltung auch noch nicht klar ist: Warum hat der Autor> an den Ausgängen der OPs zwei Dioden in Reihe geschaltet?
Zwei mal 0,7Volt = 1,4Volt könnte da ein Indiz sein. Da fließt
durch die Dioden erst dann ein Steuerstrom, wenn die Ops mindestens
1,4 Volt ausgesteuert haben. Vermutlich um die Summe der
Durchlassspannungen der nachfolgenden Transistoren zu kompensieren.
Außerdem werden die Ausgänge der OPs entkoppelt. Quasi wie ein
analoges Oder.
Die Art des Ausgangskondensators (z.B. ESR Werte) hat einen Einfluss
auch die Stabilität. Nur ein Kondensator mit wenig ESR ist ggf. nicht so
gut. Wie das genau bei der Schaltung aussieht, ist aber schwer zu sagen.
Eine Simulation könnte da ggf. helfen. Damit könnte man auch abschätzen
was man an Kapazität braucht, damit die Schaltung bei realistischer Last
nicht schwingt.
Besser als ein Kondensator ist oft die Kombination aus verschiedenen,
also etwa ein Elko mit 10 µF und dazu ein Folienkondensator mit 0.1 oder
1 µF, die kleineren weniger Dämpfung. So hat man über einen größeren
Frequenzbereich etwas Dämpfung.
Die 2 Dioden sollen wohl für einen etwa weicheren Übergang zwischen
Strom und Spannungsregelung sorgen. So dass man ein minimal größeren
Übergangsbereich hat, wo beide OPs aktiv sind. Ob es was bringt weiss
ich auch nicht.
Verbessern könnte man zum einen das Anti windup etwa mit der Diode, auch
wenn es in dem Fall noch nicht viel gebracht hat.
Der Widerstand R16 könnte wohl noch kleiner werden, das beschleunigt die
2N3055 etwas - gibt aber auch etwas mehr Verlustleitung für T2.
Den Widerstand R7 könnt man ggf. durch eine Stromquelle ersetzen /
Ergänzen. Das wäre auch ein Platz wo man das kontrollierte hochlaufen
ansetzen lassen könnte. Das hat allerdings auch einen Einfluss auf die
Stabilität, brauchte also ggf. so etwas wie einen Basis-Emitter
Widerstand bei T2 oder ein RC Glied nach GND als Ersatz. Eine Hauch
(ggf. 1 V) mehr Spannung könnte man ggf. rausbekommen, wenn man für T2
und "R7" einen separaten Pufferelko (und Gleichrichterdioden) vorsieht.
Wie schon erkannt wäre ein Grundlast, etwa in Form eines Konstantstromes
auch hilfreich. Die +-12 V Hilfsspannung könnte ggf. auch kleiner
ausfallen. Zumindest mit der 2,5 Ref. täten es je nach OP auch +- 5 V.
Bei der Spannung wäre ggf. eine etwas größere Ref. Spannung sinnvoll -
damit wären dann das Rauschen und Drift durch den OP kleiner. Für die
Stabilität wäre ggf. noch ein kleiner Kondensator parallel zu R23 eine
Option, falls man es braucht.
Wenn das Netzteil bis 4 A gehen soll, wäre ein größerer Trafo, oder
wenigstens eine Übertemperatursicherung angesagt - ein 5 A(RMS) Trafo
reicht eher für etwa 2,5- 3 A DC Ausgangsstrom. Das könnt ggf. auch
schon eine extra träge Auswertung es Stromes sein, die dann eine Warnung
ausgibt oder einen Lüfter aktiviert. Eine Sicherung zwischen Trafo und
Gleichrichter wäre auch nicht schlecht.
Klaro schrieb:> Chris schrieb:>> Was mir bei der Schaltung auch noch nicht klar ist: Warum hat der Autor>> an den Ausgängen der OPs zwei Dioden in Reihe geschaltet?>> Zwei mal 0,7Volt = 1,4Volt könnte da ein Indiz sein. Da fließt> durch die Dioden erst dann ein Steuerstrom, wenn die Ops mindestens> 1,4 Volt ausgesteuert haben. Vermutlich um die Summe der> Durchlassspannungen der nachfolgenden Transistoren zu kompensieren.
Nein.
Ulrich H. schrieb:> Die 2 Dioden sollen wohl für einen etwa weicheren Übergang zwischen> Strom und Spannungsregelung sorgen.
Schon gar nicht.
Die Dioden dienen zum einen als analoges UND Gatter - sie fassen die
Steuersignale von Strom- und Spannungsregelung zusammen. Warum aber nun
jeweils 2 Dioden statt nur je einer? Das hängt mit T1 und T8 zusammen.
Diese beiden Transistoren steuern die LEDs die anzeigen ob gerade die
Strom- oder die Spannungsregelung dominant ist.
T3 wiederum, der vom verknüften Signal gespeist wird, schließt die
Rückkopplungsschleife über Treiber- und Endtransistoren. Da T3 selber ja
auch eine Stromverstärkung hat, braucht er an seiner Basis relativ
konstante 0.7V. Die beiden Dioden verschieben die Spannung am OPV
Ausgang nun nochmal ca. 1.4V nach oben. Dadurch ist sichergestellt, daß
die Spannung für T1 bzw. T8 (die ja vor den Dioden angeschlossen sind)
auch sicher reicht.
Hätte man auch besser machen können. z.B. indem man T1/T8 andere
Basisspannungsteiler gibt als T3. Und überhaupt: in dieser Schaltung
können T1/T8 auch mal eine negative Basis-Emitterspannung kriegen. Man
sollte sie also besser nach der jeweils ersten Seriendiode anschließen.
XL
Danke für die Erklärungen. Ich möchte die Schaltung später einmal über
einen Mikrocontroller steuern, der kann dann das ganze drum herum
überehmen, also auch Lüfter, Temperaturüberwachung usw.
Die Referenzen werde ich dann durch 4,096V und DA-Wandler ersetzen, die
ich hier noch habe. Die beiden LEDs mit den Transistoren entfallen, die
Unterscheidung zwischen U- und I-Regelung will ich anders lösen und dem
Controller mitteilen. Vielleicht über einen Komparator.
Bevor ich daran gehe, soll aber der Analogteil wasserdicht sein, ich
werde also noch eine Weile mit der Kompensation und dem / den
Kondensatoren am Ausgang herum spielen.
Solange eine Versorgungsspannung der OPs weg ist, läuft die
Ausgangsspannung nicht hoch. Das passiert erst, wenn beide weg sind. Das
finde ich aber gewagt, ich würde schon gerne beide Spanungen überwachen.
Da muss ich mir noch was ausdenken.
Im Hinblick auf die DA-Wandler ist mir aufgefallen, dass die Referenz
und die Potis der Spannungsregelung am negativen Ausgang des Netzteils
hängen, und nicht an der Schaltungsmasse, mit der dann später auch der
Digitalteil und die DA-Wandler verbunden werden. Das könnte noch ein
kleines Problem werden.
Der Teil mit den Transistoren zur Anzeige ob Strom oder
Spannungsregelung ist schon eine der guten Eigenschaften der Schaltung.
Auch dafür hätte auch eine Diode gereicht, zumindest mit einem BC548 C
so wie im Plan. Mit 2 Diode sprechen die LEDs halt etwas früher (etwa 2
µs = 0,6 V / 0.3 V/µs Slewrate) an.
Eine störend große negative Spannung an den Transistoren könnte man
schon einfach über eine nicht so große negative Versorgungsspannung
(z.B. -5 V) vermeiden, und wenn es sein muss eine Diode von der Basis
nach GND.
Das Problem mit dem etwas anderen Referenzpunkt für die Referenzspannung
kann man z.B. mit eine Differenzverstärker für die Ref. Spannung lösen.
Mal ganz bescheiden gefragt: Dienen die doppelten Dioden nicht auch ein
wenig um T3 und somit auch T2 "vorzuspannen"? Sind es deshalb vielleicht
2 Dioden in Reihe. Sicher auch um den Einfluss von T1 und T8 zu
minimieren.
Vielen Dank, Chris!
Mich hat es gewurmt, das nicht richtig zu wissen.
So ganz klar scheint es hier nämlich keinem zu sein, was die wirklich
sollen. Für mich wäre das die einzige Erklärung gewesen, weil ich schon
von solchen Schaltungstechniken las.
Da ich das aber noch nicht so sehr lange mache, frage ich lieber mal
vorsichtig nach.
Es gibt doch eine Auswirkung, Axel hatte es weiter oben schon erklärt
und ich kann sie nun auch in meiner Schaltung beobachten. Die Spannung
am Ausgang der OPs sinkt um 0,6V, die Transistoren für die LEDs bekommen
dann wohl nicht mehr genug Strom und die LEDs leuchten dunkler.
Ich habe jetzt nicht den ganzen Thread verfolgt, aber wenn man ein
Netzteil optimal schnell machen will, muss man schon mal die
Regelungstechnik bemühen.
Die Regelungsstrecke dieser Schaltung hat üblich ein PT2-Verhalten. So
etwas regelt man mit einem PI-Regler, und nicht mit dem angegebenen
I-Regler! Die große Zeitkonstante der Strecke bildet die
Leistungsendstufe. Dieses PT1-Glied wird vollständig durch den PI-Regler
eliminiert und die Regelung wird schon mal um eine Größenordnung
schneller.
Ich bin mehrfach mit großem Erfolg folgendermaßen vorgegangen:
1. Ausmessen der Verstärkung und der Zeitkonstante der Endstufe.
2. Identifizieren und Berechnen des Regelkreises
3. Einsetzen der berechneten Werte - fetig
4. Simulation in Excel zur Kontrolle und zum Drehen an den Parametern
Dieses Vorgehen habe ich mal im Anhang skizziert. Die aufgebaute
Schaltung entspricht prinzipiell der angegebenen (Bild 1). Der BD243
kann auch für höhere Spg genügend Leistung ab und es kann der ganze
Transistor-Haufen entfallen. Er braucht bei 1A am Ausgang nur 28µA
Basisstrom.
zu 1. Mit der Direktansteuerung der Endstufe (Bild 2) habe ich die
maximale Verstärkung mit V=4,4 bei Ic=0,5A gemessen und die
Zeitkonstante am Oszi mit 10µs bestimmt (Bild 3).
zu 2. der entsprechende Regelkreis ist in Bild 4 gezeigt. Die
Übertragungsfunktion des offenen Kreises ist
Fk=Vr*(Trp+1)/Trp*V2/(T2p+1)*V1/(T1p+1)*K1. Zur optimalen
Reglerauslegung wählt man Tr=T1 und damit ist die große Zeitkonstante
der Endstufe eliminiert. Daraus wird Fk = 1/(Tikp*(T2p+1)) mit Tik =
Tr/(Vr*V2*V1*K1). Die Dämpfung des geschlossenen Kreises ist
Dg=sqrt(Tik/T2)/2. Die optimale Dg ist Dg=1/sqrt(2), damit wird Tik=2*T2
zu 3. Damit lassen sich die Reglerparameter bestimmen. Tr=T1 und
Vr=16,5. Mit Tr=R2*C2 und Vr=R2/R1 und R2=4k7 wird C2=2n1 und R1=285.
zu 4. Den gesamten Regelkreise habe ich nicht aufgebaut. In der
Simulation (Bild 4) hat der Ist-Wert den Sollwert nach ca. 6µs erstmals
erreicht mit optimalem Einschwingen (siehe Bild). Bei den Zeiten erkennt
man, dass mit einem langsamen OP nichts zu machen ist.
Ein kleines Problem ist T2. T2 war mit dem Oszi nicht zu erkennen. Aber
ab irgendeiner Frequenz kommt die 2. Verzögerung zum Tragen. Ich habe
sie mit T2=1µs geschätzt.
Das gleiche müsste man mit der Stromregelung machen. Das wird aber nicht
optimal, da der Lastwiderstand in die Regelung eingeht. Gut wird die
Stromregelung nur mit einer Emitterschaltung als Endstufe.
Hermann schrieb:> muss man schon mal die> Regelungstechnik bemühen.
Boah! Toll!
Kann ich alles noch nicht, aber in ca. einem Jahr lerne ich das dann
mal.
Schade, hätte ich mal vor 25 Jahren angefangen, würde ich jetzt nicht
staunend und mit offenem Mund da stehen.
Vielen Dank für deinen Beitrag.
F. Fo schrieb:> Kann ich alles noch nicht
Tja, wenn man Regelungstechnik nicht gelernt hat, ist das wohl
verwirrend.
Für die Aufstellung der Übertragungsfunktion Fk muss man die ganze
Schaltung durchgehen von der Regelabweichung bis zum Ist-Wert der vom
Sollwert abgezogen wird - das nennt man offerner Kreis (Fk) im Gegensatz
zu geschlossenem Kreis mit Fg=Ist/Soll. Das Ganze macht man im
Frequenzbereich, da ja keiner komplizierte Diffenentialgleichungen im
Zeitbereich lösen will. Der Einfachheit halber lernt man die
Übertragungsfunktionen der Einzelglieder auswendig (V=Verstärkung,
T=Zeitkonstante):
Proportionalglied F=V
Integrator F=1/T*p
PT1-Glied F=V/(1+T*p)
Hintereinander geschaltete Übertragungsfunktionen werden multipliziert.
Das ist schon fast alles. Das p ist ein komplexer Ausdruck, von dem
hauptsächlich der Imaginärteil mit j*Kreisfrequenz interessiert -
einfach mal ignorieren und formal mit durchziehen. Der Rest ist
Grundrechnung.
So kann man seine Schaltung durchgehen und alle Einzelglieder
multiplizieren. Bei unbekannten Gliedern wenn möglich einfach ausmessen.
Faktoren nicht vergessen! - z.B. ein Spannungsteiler oder ein Shunt bei
einer Stromregelung.
Wenn man jetzt noch weiß, mit welchem ReglerTyp man
Standard-Regelstecken in den Griff bekommt (ich gucke einfach in mein
altes Lehrbuch), sollte man das auch ohne tiefe Kenntnisse hinkriegen.
Dieses Netzteil ist schon mal ein häufiger Standardfall.
Als Erstes würde ich über R23 einen kleinen Kondensator packen. 1 nano
oder so.
Ansonsten die üblichen Verdächtigen: schnellerer Längstransistor,
schnellere OPs.
Hermann, ein passendes Buch habe ich schon, nur ist es noch nicht "dran"
Ich muss mich mal wieder mehr dem Programmieren widmen und die
Regeltechnik kommt 2016 dran.
Zwar arbeite ich schon über 26 Jahre mit Elektronik, aber halt nur in
der Fehlersuche.
In der letzten Zeit habe ich mich mit Schaltnetzteilen und Auf- und
Abwärtsreglern beschäftigt. Ganz zuletzt musste ich mich etwas in Audio
rein arbeiten.
Ich mache das ja alles neben meinem Beruf und Haushalt. Anderes im Leben
gibt es auch noch und in den Kopf muss es auch erstmal rein.
Zwischendurch habe ich noch den Jagdschein gemacht.
Denke bis zur Rente habe ich dann schon ein bisschen was begriffen.
Mit Anerkennung, aber auch mit ein bisschen Wehmut schaue ich auf euch,
die ihr das alles könnt und das hier auch zum größten Teil studiert
habt.
Wäre auch meins gewesen.
Für meinen Bereich gehöre ich sicher im elektrischen und elektronischen
Bereich zu den Besten, aber erst hier sieht man, wie wenig man
eigentlich weiß.
Ralph Berres schrieb:> Ersetze mal die 2N3055 gegen BD249C
Wenn Du einen 2N3055 aus moderner Produktion kaufst, dann ist da
derselbe Chip drin wie im BD249. Nur das Gehäuse ist anders.
Bei antiken Teilen sieht es anders aus. Der klassische 2N3055 ist ein
MESA-Transisor, und hat daher einige von den heutigen Typen abweichende
Eigenschaften. Die Firma RCA hat ihn jedoch schon damals als
Epitaxial-Planartransistor (das was wir heute kennen) gefertigt. Daher
entspricht der 2N3055 von RCA eher dem BD249, die der anderen Hersteller
tun dies weniger.
soul eye schrieb:>> Ersetze mal die 2N3055 gegen BD249C
Der hält die angegebenen Werte nicht aus. 4A kann der nur bis 30V oder
1A bei 40V. Der kräftige Trafo wird sicher bis 40V gehen.
Ersetze mal die 4* 2N3055 durch 2N3773
Der Regler wird über den Ausgangskondensator bedämpft.
Die Schaltung gefällt mir aus mehreren Gründen nicht besonders gut,
insbesondere die Strommessung im Massezweig sollte man tunlichst
vermeiden.
Auch die Ansteuerschaltung der Leistungstransistoren gefällt mir nicht.
Die gedoppelten Dioden finde ich auch nicht gut, sollen vmtl. die
Temperaturkompensation verbesseern, was aber nicht wirklich notwendig
ist. Ansonsten entspricht das der 0815-Standardlabornetzteilschaltung.
Was ist nun eigentlich mit dieser Schaltung nicht in Ordnung?
Das habe ich bisher noch nicht erfahren.
"Dafür braucht das Netzteil gut 2ms, um
die Spannung runter oder hoch zu regeln, wenn ich es abwechselnd mit 0,1
und 2A belaste, bei auf 1A eingestellter Strombegrenzung."
Dafür ist der Ausgangskondensator in Verbindung mit der Last
verantwortlich. Die Verwendung einer Glühbirne als Last ist extrem
ungünstig, denn diese hat zunächst einen sehr hohen Widerstand.
Das was Du auf dem Oszilloskop aufnimmst ist daher das Verhalten einer
Glühbirne und nicht Deines Netzteils. Solltest Du mal mit einer rein
ohmschen Last machen.
Ich denke am Netzteil ist nichts grundsätzlich falsch.
Wenn das Netzteil innerhalb von 2 ms aus der Überlast geht, die noch
dazu vom Ausgangskondensator erzeugt/bedient wird, ist das Netzteil und
angeschlossene Schaltungen ausreichend vor Überstrom geschützt.
Man kann den Ausgangskondensator reduzieren, das verbessert das
Stromregelverhalten, verschlechtert aber das Spannungsregelverhalten
(Spannungsregelung: ideale Ausgangskapazität = unendlich, Stromregelung:
ideale Ausgangskapazität = 0).
Viel interessanter in der Praxis ist es wie das Netzteil auf
Laständerungen bei einer Konstantspannung reagiert. Miss doch das mal
(aber nicht mit einer Glühlampe). Hier sollte das Netzteil gut und
schnell reagieren.
Also nochmal:
Meiner Meinung nach ist alles in Ordnung.
Ist gute Stromregelung gewünscht kann man C21 einfach weglassen.
Will man gute Spannungsregelung last man es beim dimensionierten Wert.
Hallo Frank,
die Glühlampe habe ich genau deshalb genommen, weil sie im Moment des
Einschaltens sehr niederohmig ist und dadurch die Strombegrenzung
ansprechen lässt.
Die doppelten Dioden sind aus meiner Schaltung raus. Den Shunt könnte
ich auf high side umbauen, das würde mir persönlich besser gefallen.
Dann muss ich aber hier zwei recht hohe Spannungen vergleichen. Das geht
sicher mit speziellen ICs, ich möchte aber bei Standardteilen bleiben.
Wie würdest du die Ansteuerung der Endstufe verbessern?
Gruß,
Chris
Hermann schrieb:> soul eye schrieb:>>> Ersetze mal die 2N3055 gegen BD249C>> Der hält die angegebenen Werte nicht aus. 4A kann der nur bis 30V oder> 1A bei 40V. Der kräftige Trafo wird sicher bis 40V gehen.> Ersetze mal die 4* 2N3055 durch 2N3773
Öhm, dir ist schon klar, dass die 4 A nicht von einem Transistor
getragen werden sondern von vieren und durch die Emitterwiderstände wird
ein wenig ausgeglichen? ;)
Chris schrieb:> Hallo Frank,>> die Glühlampe habe ich genau deshalb genommen, weil sie im Moment des> Einschaltens sehr niederohmig ist und dadurch die Strombegrenzung> ansprechen lässt.
Ja, aber das gibt komische Kurven, die mit der Schaltung nichts zu tun
haben. Und man weiß dann nicht woher was kommt. Deshalb nimmt man da
einfach einen Leistungswiderstand.
Die Lampen kann man für Dauertest oder sowas nehmen, aber nicht, wenn
man was in einem kurzen Zeitbereich sehen will.
> Die doppelten Dioden sind aus meiner Schaltung raus. Den Shunt könnte> ich auf high side umbauen, das würde mir persönlich besser gefallen.> Dann muss ich aber hier zwei recht hohe Spannungen vergleichen. Das geht> sicher mit speziellen ICs, ich möchte aber bei Standardteilen bleiben.>> Wie würdest du die Ansteuerung der Endstufe verbessern?
Ich würde die OpAmps direkt (nach Diode natürlich) auf die
Darlingtonschaltung geben. Wenn die Verstärkung nicht ausreicht, dann
eben Trilington (frei nach Bob Pease).
Man kann die Strombegrenzung im positiven Zweig auch mit
Standardbauteilen machen. Man mißt ja nur eine Spannungsdifferenz. Ist
die Spannung zu hoch für die OPV-Eingänge teilt man sie mit einem
Spannungsteiler (an beiden Punkten).
Wenn Du die Schaltung wirklich schnell haben wollen würdest, könntest Du
noch OP27 oder TL71 oder NE5532 o.ä. nehmen.
Ansonsten wie gesagt, die Ausgangskapazität regelt alles.
Mach doch mal eine Oszilloskopaufnahme, bei der Du den Strom mißt und
nicht die Ausgangsspannung. Du schließt hier von einem
Ausgangsspannungsverlauf auf einen Stromverlauf. Wegen der Glühbirne
läßt das keinerlei Aussage zu. Wenn Du aber den Stromverlauf mißt macht
der schwankende Widerstand der Glühlampe weniger aus. Dadurch kannst Du
auch sehen, um wieviel Dein Netzteil überhaupt die 1 Ampere
überschreitet.
Frank schrieb:> Was ist nun eigentlich mit dieser Schaltung nicht in Ordnung?
- die 4 parallelen Leistungstransistoren sind zu aufwendig, lieber
wenige und bessere. Ob einer geht, hängt von den Leistungsgrenzen ab.
Bis 3A sollte es mit 2N3773 gehen.
- Das Ausgang-C ist fehl am Platz. Regelungstechnisch ist das eine
zusätzliche Verzögerung, die die Regelung erheblich verschlechtet.
- Ein Integral-Regler ist ganz schlecht (langsam und Überschwinger). Das
muss schon mal ein PI-Regler sein.
- Die Stromregelung wird so nie vernünftig. Die Endstufe macht eine
Spannung am Ausgang und damit geht der Lastwiderstand in die Regelung
ein. Eine gute Regelung in allen Betriebspunkten ist also unmöglich. Das
wird allenfalls eine schlecht geregelte Strombegrenzung. Aber so macht
man es halt.
- Dass der Shunt zwischen Spg-Messpunkt und Ansteuerungsfußpunkt sitzt,
soll wohl den Innenwiderstand verbessern. Ob das was bringt ist
fraglich, meiner Meinung nach gehört der auf die andere Seite.
Der 2N3773 ist zwar kräftiger, aber so wie die alten 3055 auch recht
langsam. Außerdem dürft auch ein 2N3773 bei 4 A und 35-40 V (vom Trafo)
schon knapp werden. Ob man dann 2 oder 4 Parallel schaltet macht keinen
großen Unterschied mehr. 4 kleinere sind zwar etwas mehr zu löten, aber
auch besser zu kühlen.
Viel schneller müssen die OPs nicht werden - der OP07 ist aber schon
recht langsam. So ein 1 MHz Typ sollte schon schneller als die Endstufe
mit 2N3055 sein, mehr sollte also kaum nötig sein.
Die Ansteuerung der Endstufe über den Transistor hat auch was für sich.
Das geht in den Frequenzgang und die Ausgangsimpedanz mit ein, wenn man
das Umkrempelt muss man die Regelschleife noch mal von vorne betrachten.
Ganz ohne Kondensator am Ausgang ist es schwer, die Schaltung bei
beliebiger Last stabil zu bekommen. Die Schwierigkeit beim Labornetzteil
ist ja nicht die einfache Regelschleife nach der klassischen
Regelungstechnik, sondern die Tatsache, dass das Labornetzteil mit eine
fast beliebigen Last funktionieren soll. In der Regelungstechnik wäre
das dann ein Regler, der sehr tolerant ist gegen Änderungen an der
Regelstrecke.
Da hilft es dann, wenn schon intern eine Grundlast in Form eine eher
kleinen Kondensators (der sonst nicht so viel stört, insbesondere nicht
bei der Spannungsregelung) dran ist. Wenn man schon die Regelungstechnik
bemüht, dann wäre ein Robuster Regler gefragt - das geht dann schon
etwas über den einfachen PID hinaus.
Ulrich H. schrieb:> Wenn man schon die Regelungstechnik> bemüht, dann wäre ein Robuster Regler gefragt
Weil ich schon mal die Simulation gemacht habe, kann ich auch die
Auswirkung zeigen.
- Oben links im Bild ein PT1-Glied mit T=1µs, wie ich es für die
Schaltung geschätzt hatte. Die Dämpfung ist Dg=1/sqrt(2), wie man es
normal anstrebt.
- Wenn man die Verzögerung erhöht z.B. durch ein C im Ausgang, gibt es
bei T=5µs den ensprechend langsamen Verlauf (Oben rechts)
- für einen robusten Regler würde man die Dämpfung erhöhen. Die unteren
beiden Diagramme sind für eine Dämpfung Dg=1. Es gibt dann keinen
Überschwinger.
So kann man sich das optimieren, wie man es gerade braucht - schnell
oder robust.
ArnoR hat mal behauptet, er hätte einen Regler der nie schwingt. Wie
kann das sein? Leider will er nicht verraten was das Geheimnis ist.
Spätestens bei induktiver Last, sollte das Netzteil doch irgendwann
instabil werden.
Abdul K. schrieb:> ArnoR hat mal behauptet, er hätte einen Regler der nie schwingt.> Wie> kann das sein? Leider will er nicht verraten was das Geheimnis ist.> Spätestens bei induktiver Last, sollte das Netzteil doch irgendwann> instabil werden.
ArnoR hat seine Schaltung nie verraten. Warum auch immer :-)
Hat er nun schon mal den Parallelkondensator probiert? Bisher müssen die
Kapazitäten der beiden Dioden und des OP-Eingangs über 37K ge- und
entladen werden. Und das noch dazu bei nem Steckboard-Aufbau...
T3 ist auch nicht der Schnellste, vor allem beim Sperren. R9 und R10
könnten locker 10x kleiner sein, und ich würde beide Werte auch
tauschen.
Mir hat der von mir verhasste Ausgangskondensator keine Ruhe gelassen.
Also habe ich die Endstufe noch mal angeschaltet und 100µF drangehängt.
Es ist genauso schlimm wie ich befürchtet habe. Ein C am Ausgang macht
die Endstufe natürlich langsam. Was aber am schlimmsten ist: die
Verzögerung ist lastabhängig. Das ist auch ziemlich klar, da T=R*C ist.
Damit kriegt man also das Gegenteil von einer robusten Regelung, denn
Lastabhängigkeit ist das schlimmste, da man in der Regel nur einen
Betriebspunkt optimieren kann.
Im Bild das Ergebnis:
1. ohne C 10µs bei 4R und 1A
2. 100µF 300µs bei 4R und 1A
3. 100µF 2000µs bei 100R 0.1A
Ich finde es grauslich. Bloss immer alles ganz langsam bis sich gar
nichts mehr bewegt. Erst den I-Regler und dann auch noch das Ausgangs-C.
Hermann schrieb:> Damit kriegt man also das Gegenteil von einer robusten Regelung, denn> Lastabhängigkeit ist das schlimmste, da man in der Regel nur einen> Betriebspunkt optimieren kann.> Im Bild das Ergebnis:> 1. ohne C 10µs bei 4R und 1A> 2. 100µF 300µs bei 4R und 1A> 3. 100µF 2000µs bei 100R 0.1A> Ich finde es grauslich.
Finde ich gar nicht grausig. Überlege doch mal was da genau passiert ;)
Der Kondensator ist bei 0V und soll aufgeladen werden, und zwar z.B. mit
maximal 1 A (Strombegrenzung auf 1 A eingestellt). Das heißt: Solange
der Kondensator noch so weit entladen ist dass sein Ladestrom über 1 A
ist greift die Strombegrenzung und reduziert den Ladestrom natürlich auf
1 A, dadurch dauert es selbstverständlicher Weise auch länger bis die
entsprechende Ausgangsspannung sich eingestellt hat. Dagegen kann keine
noch so schnelle Regelung helfen (im Prinzip greift die Regelung ja).
Ich finde das völlig OK.
Um die Regelung zu beurteilen würde ich mir eher den Stromverlauf
anschaun und nicht die Ausgangsspannung. Ich nehm übrigens an, dass die
Ladekurven die Ausgangsspannung zeigen, oder?
Michael Köhler schrieb:> Ich finde das völlig OK.
Ich eben nicht. Aber je nachdem was mal will.
Für mich soll eine Spg-Regelung so schnell wie möglich die Spannung
konstant halten und dass bei allen möglichen Lastfällen. Und die
Stromregelung soll den externen Strom regeln und nicht irgend welche
internen Ladeströme.
Michael Köhler schrieb:> Um die Regelung zu beurteilen würde ich mir eher den Stromverlauf> anschaun und nicht die Ausgangsspannung
Das ist aber ganz was neues. Wenn ich eine Spg-Regelung beurteile muss
ich natürlich den Spg-Verlauf ansehen und das bei unterschiedlichen
Lastfällen.
Und ja, es ist die Spg am Lastwiderstand dargestellt.
Hermann schrieb:> Und die> Stromregelung soll den externen Strom regeln und nicht irgend welche> internen Ladeströme.
Ich dachte du hast extern einen Kondensator angeschlossen…ich bin jetzt
etwas verwirrt.
However, C21 macht IMO eh nicht viel Sinn, ich sehe es zumindest nicht
was der bringen soll außer die Regelung zu verlangsamen.
Hermann schrieb:> Das ist aber ganz was neues. Wenn ich eine Spg-Regelung beurteile muss> ich natürlich den Spg-Verlauf ansehen und das bei unterschiedlichen> Lastfällen.
Du musst aber auch schauen was deine Last wirklich macht und du musst
eben schauen ob deine Last nicht die Stromregelung antriggert welche
dann der Spannungsregelung den Hahn zu dreht. Ist das der Fall darf man
der Spannungsregelung schlicht keinen Vorwurf machen. Genau das macht
der C21 aber, er treibt das System in die Stromregelung rein und die
gräbt der Spannungsregelung den Saft ab.
Michael Köhler schrieb:> Ich dachte du hast extern einen Kondensator angeschlossen
Ich habe nur die ursprüngliche Schaltung nachempfunden, in der intern
das C21 am Ausgang sitzt. Dazu hab ich an meine Endstufe das C
entsprechend angeschlossen, um die Auswirkung zu messen.
Michael Köhler schrieb:> ob deine Last nicht die Stromregelung antriggert
Bei meiner Endstufe gibt es keine Stromregelung. Wenn das Netzgerät ein
externes C treiben soll, soll die Strombegrenzung natürlich den
Ladestrom begrenzen.
Michael Köhler schrieb:> C21...gräbt der Spannungsregelung den Saft ab
genau! C21 sitzt intern und verhindert einen schnellen Spg-Anstieg.
Macht also die Spg-Regelung schlecht und das bei jeden Lastfall anders.
Hermann schrieb:> Bei meiner Endstufe gibt es keine Stromregelung. Wenn das Netzgerät ein> externes C treiben soll, soll die Strombegrenzung natürlich den> Ladestrom begrenzen.
Die Strombegrenzung ist praktisch ne Stromregelung. Sobald der Strom den
voreingestellten Wert überschreitet ist die Schaltung nicht mehr
spannungsgeregelt sondern stromgeregelt. Treibt die Last die Schaltung
also in die Strombegrenzung und will man dann die Spannungsregelung
betrachten ist das ziemlich schwierig da die Schaltung ja nun im
Stromregelbereich arbeitet.
Hermann schrieb:> genau! C21 sitzt intern und verhindert einen schnellen Spg-Anstieg.> Macht also die Spg-Regelung schlecht und das bei jeden Lastfall anders.
Ja, seh ich auch so. Wie schon gesagt, ich sehe in C21 auch keinen
Vorteil.
mich wundert dass nach mehr als 50 Beiträgen noch niemand auf den PI*D*
Regler hingewiesen hat. Oder ist der D Anteil neuerdings nicht mehr
für die Sprungantwort "zuständig"?
ernst oellers schrieb:> mich wundert dass nach mehr als 50 Beiträgen noch niemand auf den PI*D*> Regler hingewiesen hat. Oder ist der D Anteil neuerdings nicht mehr> für die Sprungantwort "zuständig"?
PID wurde doch auch schon erwähnt ;)
Den D Anteil bekommt man etwa mit einem Kondensator parallel zu R23, der
auch schon wenigstens 2 mal vorgeschlagen wurde.
Ganz ohne den Elko C21 wird es vermutlich schwer das, dass die Regelung
unabhängig von der externen Last stabil wird. C21 könnte man aber
natürlich etwas kleiner wählen. Wenn es ohne geht ist das gut - das
bedeutet aber oft, dass man da Abstriche machen muss, also entweder
einen fast rein Induktive oder fast rein Kapazitive Last verbieten muss.
Das C21 ein Elko ist hat auch was gutes, nämlich etwas Dämpfung über den
ESR.
Gar nicht so wenige Schaltung brauchen den Kondensator am Ausgang auch
um Stabil zu arbeiten.
ernst oellers schrieb:> noch niemand auf den PI*D*> Regler hingewiesen
Jede Regelstrecke braucht den passenden Regler (natürlich führen auch
mehrere Lösungen zu Ziel).
In diesem Fall hat die Strecke nur 2 PT1-Glieder, wobei die 2.
Verzögerung am Oszi nicht einmal erkennbar war (also kleines T). Hier
bietet sich der PI-Regler an, weil die große Verzögerung einfach zu
eliminieren ist. Damit ist das Regelproblem vereinfacht und es läßt sich
eindeutig berechnen.
Die Berechnung ist nicht bei jeder Strecke direkt lösbar. Man versucht
dann, den Fall zu vereinfachen, z.B. mit dem zusätzlichen Vorhalt eines
PID-Reglers, mit dem man eine 2. Verzögerung eliminieren kann.
Also: "PID-Regler werden vor allem für Regelungsstecken mit drei und
mehr wesenlichen Verzögerungen verwendet."
Dies ist ein Zitat aus meinem Lehrbuch.
Hermann schrieb:> Dies ist ein Zitat aus meinem Lehrbuch.
Kannst du den Titel von den Buch nennen? Ich bin noch auf der Suche nach
einen guten Nachschlagewerk.
LG
Ulrich H. schrieb:> Ganz ohne den Elko C21 wird es vermutlich schwer
Ich mache mal der Versuch einer anschaulichen Erklärung:
Der ganze offene Regelkreis hat eine Phasenverschiebung und eine
Verstärkung in Abhängigkeit von der Frequenz - man denke an das
Bode-Diagramm. Wenn der rückgeführte Ist-Wert eine Phasenverschiebung
von 180° hat und die Verstärkung noch größer als 1 ist, macht der
Ist-Wert genau das Gegenteil von dem was er soll. Die Regelabweichung
wird riesig und der Regelkeis schwingt.
Jetzt macht der I-Regler schon mal 90°, die Strecke mit dem 1. PT1 noch
mal 90°. Da ist das Maß schon mal voll. Und jetzt wollt ihr mit weiteren
90° was retten?
Ist schon klar: Dämpfung, Dämpfung, Dämpfung und irgenwann kriegen wir
die Verstäkung kleiner 1.
Hermann schrieb:> Jetzt macht der I-Regler schon mal 90°, die Strecke mit dem 1. PT1 noch> mal 90°. Da ist das Maß schon mal voll. Und jetzt wollt ihr mit weiteren> 90° was retten?
Das habe ich mich auch gefragt aber vielleicht übersehe ich ja noch was…
Michael Köhler schrieb:> vielleicht übersehe ich ja noch was
Ich denke nicht. Es ist schon klar, dass man mit einem I-Regler alles
regeln kann, man muss nur Geduld haben.
Der P-Regler ist schnell
der I-Regler ist genau und langsam
der PI-Regler ist schnell und genau
Johann schrieb:> Titel von den Buch
Ich weiß nicht, ob es das noch gibt- jedenfalls nicht im normalen
Buchhandel. Es war das Lehrbuch im Studium aus dem Jahr 1969 "Einführung
in die Regelungstechnik" von Werner Leonhard, Vieweg Akademische
Verlagsgesellschaft.
Es ist schon ziemlich theoretisch, aber die paktischen Ratschläge fehlen
nicht. Es werden als Grundkenntnisse das Buch "Wechselströme und
Netzwerke" vom selben Verfasser und Verlag vorausgesetzt. Diese Buch
habe ich voriges Jahr noch aus dem Antiquariat bekommen, aber kaum rein
geguckt.
Hallo,
ich melde mich mal wieder, ich lese eifrig mit :). Im Moment habe ich
keine Zeit zum Basteln, dank der Bahn bzw. der GDL werde ich aber ab
Donnerstag wieder welche haben. Dann probiere ich mal, einen PI-Regler
zu bauen, reduziere wie vorgeschlagen die Widerstandswerte und ergänze
Kondensatoren über den beiden Widerständen für den D-Teil des Reglers.
Ich habe praktische Erfahrungen mit einem in C geschriebenen PID-Regler
sammeln können, mit dem ich eine Einzelraumregelung für unsere Heizung
umgesetzt habe. Ein P-Regler erreichte nie in allen Räumen den Sollwert.
I war zu lahm oder penndelte wild hin und her. PI hat gut funktioniert,
aber
Heizungen sind extrem träge, besonders am Morgen bei hoher
Vorlauftemperatur kam es zum Überschwingen. Der D-Anteil hat das Problem
gelöst. Aber ich musste über Jahre hinweg an den Parametern feilen.
Mit wissenschaftlicher Herangehensweise und theoretischem Wissen zu
Regelungstechnik wäre ich sicher schneller zum Ziel gekommen, aber
solche Sachen schrecken mich leider ab.
Gruß,
Chris
Carsten Ellwart schrieb:> das Buch hier?
Hmm, der Titel passt, der Untertitel nicht, die Seitenzahl auch nicht
(meins hat nur 233 Seiten). Der Untertitel war "Studienbuch für
Elektrotechniker.. ab 5. Semester".
Aber das ist vermutlich mein altes Buch in einer neuen Auflage.
Ich bin mir unsicher, ob ich es empfehlen kann... es ist schon sehr
theoretisch. Da gibt es nicht die Empfehlung, an den Parametern zu
drehen, bis es schwingt (wie in dem Link), sondern da wird alles
gerechnet.
Ich habe das Buch gerade bei booklooker in verschiedenen Auflagen
gefunden. So wie es aussieht hast Du einfach eine frühere Auflage.
Scheint aber seit 1992 nicht mehr neu aufgelegt worden zu sein - es gibt
inzwischen sicherlich bessere Nachfolger.
An den Parametern drehen bis zum Schwingen ist sicher zu sehr aus der
Praxis genommen, um es in ein Lehrbuch aufzunehmen. :D
Hermann schrieb:> Ich bin mehrfach mit großem Erfolg folgendermaßen vorgegangen:> 1. Ausmessen der Verstärkung und der Zeitkonstante der Endstufe.
Bei deiner Schaltung ist das ja noch einfach. Aber sobald, wie in Bild
1, noch ein Ausgangskondensator geschaltet wird, hat man gleich 2
Zeitkonstanten, denn aufgeladen wird das ganze über den Transisstor und
hat damit vermutlich eine Zeitkonstante im uS bereich. Beim Entladen
wiederum, kann der Kondensator nur über die Last und den Messwiderstand
entladen werden
diese Zeitkonstante, kann locker im Sekundenbereich liegen.
Muss man dann nicht immer die Größte Zeitkonstant nehmen, also die beim
Entladen? Lösung wäre dann eine Komplementärendstufe, welche auch den
2.Qudrant hat.
Andere Idee.. Regler mit zwei PArametern, für jeweils eine Richtung.
> 2. Identifizieren und Berechnen des Regelkreises> 3. Einsetzen der berechneten Werte - fetig> 4. Simulation in Excel zur Kontrolle und zum Drehen an den Parametern
Leute ist jetzt noch wer da? Bis jetzt war das alles nur 1000 meinUngen,
die dem TE nicht wirklich helfen.
Euer Verhasster Ausgangs Kondensator hat den Sinn, schnell Wechselnde
Lasten zu Filtern. Hätte man ihn nicht, würde z.b. Ein PWM Modulator für
einen Motor extreme Spannungsschwankungen verursachen, dass man ihm bei
euren Belastungen durch Glühbirne oder Widerstand oder vielleicht noch
einem DC Motor nicht braucht ist klar.
Die Kollektor Schaltung ist nunmal ein 1-Quadranten Steller, wollt ihr
ein Symmetrisches verhalten auf Last und sollwertänderungen braucht ihr
ein 2 Quadranten Steller (Komplementär Stufe) Sicheres Regel verhalten
ist garantiert, wenn man als Regelstrecke die Langsamer mögliche
Annimmt, oder mit zwei Regelparametern Arbeitet, Weil es nicht
Symmetrisch ist, kann es auch sein, dass Schnelere Regelparameter gehen,
dass mus aber Numerisch oder Praktisch überprüft werden.
Jan R. schrieb:> Euer Verhasster Ausgangs Kondensator hat den Sinn, schnell Wechselnde> Lasten zu Filtern. Hätte man ihn nicht, würde z.b. Ein PWM Modulator für> einen Motor extreme Spannungsschwankungen verursachen, dass man ihm bei> euren Belastungen durch Glühbirne oder Widerstand oder vielleicht noch> einem DC Motor nicht braucht ist klar.
Was sollen denn 100 uF für Lasten weg filtern? Viel ist das nicht, macht
aber die Regelung relativ langsam.
Jan R. schrieb:> Muss man dann nicht immer die Größte Zeitkonstant nehmen, also die beim> Entladen?
Die Auslegung der Regelung ist erst einmal immer für den linearen
Regelbereich. Wenn da irgend etwas an den Anschlag kommt, stimmt alles
nicht mehr. Z.B. wenn der Spg.Sprung einen so hohen Strom fordert (durch
das Ausgangs-C), den der Transistor durch den Basiswiderstand begrenzt
oder wenn der negative Sprung gar nicht mehr von der Regelung
beeinflusst wird (weil kein neg. Strom). Da nützt es dann nichts mehr,
die Regelung auf so etwas auszulegen.
Man muss vorher festlegen was man will: ein Labornetzteil für die
Standardfälle, oder ein Spezialnetzteil zum Kondensator laden -
meinetwegen für 2 Quadranten. Hier ging es um ein Labornetzteil. Das
sollte natütlich auch mal einen Kondensator laden können. Dann wird es
eben wie gezeigt langsam. Aber die Regelung sollte man nicht durch das
interne C von vorn herein kaputt machen.
Nun zum Ausmessen: Man sieht meistens nur die dominierende (große)
Zeitkonstante. Um die geht es auch hauptsächlich, denn die wird durch
den Vorhalt des PI-Reglers ausgeschaltet - das ist schon mal 90% der
Miete. Die 2. Zeitkonstante braucht man nur zur Berechnung der Dämpfung.
Zum Messen teilt man dann die Strecke noch weiter auf, um an
Zwischenpunkten zu essen. Wenn das nicht geht, ist das nicht so schlimm,
weil man das mit einem Blick auf den Oszi sieht und weil die Dämpfung
nur noch von der Verstärkung abhängt. Also: Verstärkung runter, bis das
Einschwingen gefällt.
Das ist das schöne am PI-Regler: Die schlimme Zeitkonstante ist weg und
man ist eine Größenordnung schneller. Und die Dämpfung läßt sich sehr
leicht nur über die Verstäkung (ein Widerstand) optimieren.
aber es ist durchaus möglich, dass es einen überscbwinger gibt. dann ist
der negative Sprung ja wichtig. Es gibt auch einen Negativen Strom der
ist sehr wohl von der Regelung beeinflusst allerdings Beschränkt durch
die last.
> Was sollen denn 100 uF für Lasten weg filtern? Viel ist das nicht, macht> aber die Regelung relativ langsam.
Ja, in Bezug auf die Sollwertvorgabe.
Also dann relevant, wenn das Netzteil schnell (von extern) gesteuert
wird.
Dreht nur der Bediener am Knopf, ist das nicht so kritisch ... ;-)
Bei Lastsprüngen (oder Entnahme von Pulsströmen etc.) ist der
Kondensator nicht von Nachteil, verringert er ja die Ausgangsimpedanz
bei höheren Frequenzen. Solche Sprünge müssen dann gar nicht in
kompletter 'Härte' von der Regelung abgefangen werden, der Kondensator
bügelt da etwas aus.
Jan R. schrieb:> Es gibt auch einen Negativen Strom der> ist sehr wohl von der Regelung beeinflusst allerdings Beschränkt durch> die last.
Soll das nicht die Diode am Ausgang verhindern?
Jan R. schrieb:> Es gibt auch einen Negativen Strom der> ist sehr wohl von der Regelung beeinflusst
wie meinst du das? Ein Netzgerät soll Stom liefern und nicht schlucken.
Der AusgangsTransistor kann keinen Strom schlucken und damit kann auch
die Regelung den nicht beeinflussen. Wenn der Strom von außen kommt,
soll die Diode verhindern, dass etwas kaputt geht.
U. B. schrieb:> Ja, in Bezug auf die Sollwertvorgabe.
Darum geht es in der Regel nicht. Die Regelung soll den Ausgang bei
Laständerung stabil halten. Ist aber egal, woher die Änderung kommt -
die Regelung reagiert nur auf die Abweichung von Soll und Ist.
Hermann schrieb:> Jan R. schrieb:>> Es gibt auch einen Negativen Strom der>> ist sehr wohl von der Regelung beeinflusst>> wie meinst du das? Ein Netzgerät soll Stom liefern und nicht schlucken.> Der AusgangsTransistor kann keinen Strom schlucken und damit kann auch> die Regelung den nicht beeinflussen. Wenn der Strom von außen kommt,> soll die Diode verhindern, dass etwas kaputt geht.
Im Kontext auf den internen Kondensator C21 am Ausgang, der von dir so
verhasst ist, gibt es schon einen Negativen Strom über die Last und den
Messspannungsteiler. Bei einer Sprungartigen laständerung, gibt es immer
auch einen vielleicht nur winzigen überschwinger. Die Spannung muss also
wieder Runter, Strom muss in Negativer Richtung aus den Kondensator
heraus fließen, hier darf die Regelung nicht instabil werden, wie
garantierst du das für dein System mit dem nur einen Parameter. Dieses
Entladen ist auch von der Endstufe Steuerbar doch leider mit hohem
Innenwiderstand.. (Rlast) Das Reihen RC-Glied RL-C21 ist jetzt
dominierend, der Perfekte Regler müsste hierfür jetzt eine
Fallunterscheidung machen.. Und nicht umsonst haben viele Netzgeräte
einen Lastwiderstand eingesetz 500Ohm bspw.
U. B. schrieb:
>> Ja, in Bezug auf die Sollwertvorgabe.> Darum geht es in der Regel nicht.
Ich schrieb doch komplett:
>> Ja, in Bezug auf die Sollwertvorgabe.>> Also dann relevant, wenn das Netzteil schnell (von extern) gesteuert>> wird.> Ist aber egal, woher die Änderung kommt -> die Regelung reagiert nur auf die Abweichung von Soll und Ist.
Die Regelung verhält sich in Bezug auf den Sollwert bzw. auf die
Störgrössen (Eingangsspannung bzw. entnommener Strom) aber
unterschiedlich.
Habs in LTSpce jetzt mal Simuliert und die Parameter auch ganz gut
getroffen. Geht mit einem Parameter, keine Großen Überschwinger.
Und wie man sieht, bringt das C sehr wohl etwas.
Jan R. schrieb:> Habs in LTSpce jetzt mal Simuliert und die Parameter auch ganz gut> getroffen. Geht mit einem Parameter, keine Großen Überschwinger.> Und wie man sieht, bringt das C sehr wohl etwas.
Grün: Ausgangsspannung
Blau: Steuerspannung MOSFET
U. B. schrieb:> Die Regelung verhält sich in Bezug auf den Sollwert bzw. auf die> Störgrössen (Eingangsspannung bzw. entnommener Strom) aber> unterschiedlich.
Ja stimmt. Ich hatte nicht an den Spg-Teiler am Ausgang gedacht. Was
direkt am Ausgang über die Last passiert, wird geteilt über R23 u. R24
und beim Sollwert nicht.
Jan R. schrieb:> Im Kontext auf den internen Kondensator C21 am Ausgang
Meinetwegen, aber den betrachte ich schon nicht mehr.
Jan R. schrieb:> Die Spannung muss also> wieder Runter, Strom muss in Negativer Richtung aus den Kondensator> heraus fließen, hier darf die Regelung nicht instabil werden, wie> garantierst du das für dein System
Ja, ist doch alles schrecklich. Wie gesagt: die ganzen Schmutzeffekte
kommen nicht vor, weil es den Kondensator nicht gibt.
Überschwinger sind oft gar nicht winzig. Bei schlechter Dämpfung werden
die riesig. Ein Netzteil regelt das alles mit mehr oder weniger Strom -
aber nicht mit negativem.
Hermann schrieb:> Jan R. schrieb:>> Die Spannung muss also>> wieder Runter, Strom muss in Negativer Richtung aus den Kondensator>> heraus fließen, hier darf die Regelung nicht instabil werden, wie>> garantierst du das für dein System>> Ja, ist doch alles schrecklich. Wie gesagt: die ganzen Schmutzeffekte> kommen nicht vor, weil es den Kondensator nicht gibt.> Überschwinger sind oft gar nicht winzig. Bei schlechter Dämpfung werden> die riesig. Ein Netzteil regelt das alles mit mehr oder weniger Strom -> aber nicht mit negativem.
Warum verstehst du dass nicht, hast du meine Simulation gesehen, die
größten über/unterschwinger entstehen ohne C.
Wenn ein Kondensator entladen wird über die Last, fließt der Strom in
ihm doch andersherum als beim Laden oder bei dir etwa nicht? Dieser
negative Endladestrom fließt aber nicht durch den Transistor, sondern
durch die Last. Jenachdem wie weit der Transistor geöffnet ist, ist
dieser Endladestrom aber auch unterschiedlich groß..
Vielleicht verstehst du jetzt was ich meine..
Jan R. schrieb:> Und wie man sieht, bringt das C sehr wohl etwas
Ich weiß nicht, ob ich die Diagramme richtig interpretiere. Natürlich
bringt das C was. Ich lese daraus:
1. schlecht gedämpft
2. mit C alle kurzen Schwinger weggedämft und der Sollwert wird bei der
Frequenz gar nicht mehr erreicht.
Hermann schrieb:> Meinetwegen, aber den betrachte ich schon nicht mehr.
Wieso das denn? Musst du doch berücksichtigen wenn du eine Aussage über
die Regelung machen willst.
Jan R. schrieb:> Wenn ein Kondensator entladen wird über die Last, fließt der Strom in> ihm doch andersherum als beim Laden oder bei dir etwa nicht? Dieser> negative Endladestrom fließt aber nicht durch den Transistor, sondern> durch die Last. Jenachdem wie weit der Transistor geöffnet ist, ist> dieser Endladestrom aber auch unterschiedlich groß..
Da musst du dann aber schon präziser werden. Der "negative" Strom fließt
da ausschließlich im Kondensator. An allen anderen Stellen fließt der
Strom positiv bei dieser Betrachtung. Ein weiterer Nachteil ist, dass
dieser Strompeak aus dem Kondensator nicht von der Strombegrenzung
beeinflußbar ist. OK, man könnte ihn auf der anderen Seite von R19
anschließen und holt ihn somit in die Strombegrenzung mit rein, das
hätte aber wohl dann den Nachteil, dass man relativ hohe
Spannungsüberschwinger bekommen kann (ich schätze da was mit um die 10%
oder mehr).
> OK, man könnte ihn auf der anderen Seite von R19> anschließen und holt ihn somit in die Strombegrenzung mit rein
Damit würde man positiven und negativen Stromfluss aus/in den
Kondensator messen. Vermutlich geht dadurch die Regelung beserk. Es wäre
aber kein Transistor zwischen Kondensator und angeschlossener Last, so
dass der Kondensator seine Ladung weiterhin ungebremst in die Last geben
könnte. Also nichts gewonnen.
Ich habe letztes Wochenende versucht, das Problem mit der Referenz für
die Spannungsregelung zu lösen, die ja als Bezugspunkt den negativen
Netzteilausgang hat und nicht die Schaltungsmasse. Dies ist unpraktisch,
da ich diesen Teil durch einen DA-Wandler ersetzen möchte, der eben
Massebezug hat.
Ich habe, wie oben vorgeschlagen, einen OPV als Substrahierer genutzt,
dessen Ausgang geht dann wieder auf IC02. Ich musste dann C18 von 10pf
auf 470pf erhöhen, da der Regler sonst nicht mehr stabil war. Leider
habe ich nun bei wechselnder Last eine Spannungsschwankung drin. Ich
vermute, die Widerstände an den Eingängen des eingefügten OPVs müsste
man abgleichen. Unschöne Lösung...
Meine Idee ist nun: Was wäre, wenn man die Schaltungsmasse auf die
rechte Seite von R19 legen würde? Layouttechnisch natürlich direkt an
die negative Ausgangsbuchse. Dann wäre der Bezugspunkt für Usoll die
Schaltungsmasse. Problem hier gelöst.
Dadurch verschiebt sich das Problem mit dem Massebezug aber auf Isoll
(Referenz IC1). Allerdings könnte (und müsste) man hier die Eingänge am
OPV (IC4) vertauschen. Die Referenz hätte dann wieder Massebezug. Bei
steigendem Strom würde man links vom Shunt eine negativere Spannung
messen, somit wird der -Eingang des OPVs negativer, die Spannung am
Ausgang von IC4 steigt und die Strombegrenzung tritt in Aktion.
Das sollte doch so funktionieren, oder habe ich einen Denkfehler
gemacht?
Die Alternative wäre ein Highside-Shunt.Oben schlug jemand vor, die
hohen Spannungen durch Widerstände herunter zu teilen. Ich stelle mir
das ungünstig vor, da man dann ja auch wieder einen Stromfluss hätte,
oder durch sehr hochohmige Widerstände Störungen. Es geht hier
schließlich um recht geringe Spannungen. Es gibt aber auch wohl
spezielle OPVs, die hohe Spannungen an den Eingängen verkraften,
teilweise aber Mindestspannungen brauchen (?).
Grundsätzlich sollte man es wohl vermeiden, mehrere OPVs im Regelkreis
hintereinander zu schalten, da dies zu Verzögerungen führt, richtig?
Als erprobten Anwendungshinweis:
Ich nehme für sowas einen D/A Wandler dessen Analogteil
potentialgebunden im LNG sitzt, und dessen Digitaleingang via
Optokoppler vom LNG potentalfrei gemacht wird.
Die Diskussion um highside oder lowside Shunt stellt sich damit nicht
mehr.
Normal sollte der OP zum Übertragen der Sollspannung das Regelverhalten
nicht verändern. Den Widerstand R20 muss man aber natürlich drin lassen.
Also nur über einen Widerstand (ggf. auch etwas weniger als 10 K - dann
ist es normal das man den Kondensator entsprechend vergrößern muss).
So ganz Ideal ist die Änderung der Spannung am invertierenden Eingang
aber für schnelle Sprünge bei der Sollspannung nicht - besser wäre es
wohl die Sollspannung zu invertieren und am + Eingang mit dem gemessenen
Wert zusammenzuführen. So muss sich die Spannung in C18 nicht groß an
den neuen Sollwert anpassen.
Mit der Masse an die Ausgangsspannung wird es ggf. einfacher - aber man
muss dann den Sollwert für den Strom übertragen. Da geht ggf. auch mit
Addieren am Positiven Eingang. Man hat dann aber das Problem das man
einen separaten Trafo für den Digitalen Teil benötigt, oder dessen Strom
auch über den Shunt geht. Als Vorteil hätte man ggf. die Möglichkeit
eine Hilfsspannung auszugeben.
Zumindest nach meiner Simulation ist die Schaltung (leicht vereinfacht,
ohne Stromregelung) nicht so besonders stabil. Ein Problem ist, dass die
Schleifenverstärkung vom Strom abhängt. Kritisch ist vor allem ein
kleiner Ausgangsstrom, der dann zu einem großen Strom und damit viel
Verstärkung bei T8 verursacht - dabei bräuchte man eher weniger
Verstärkung bei kleinem Strom, weil dann die Endstufe von der Tendenz
etwas langsamer wird. Eine leichte Abhilfe schafft ein Widerstand am
Emitter vom T8 (maximal ca. 33 Ohm, damit die Spannung auch noch runter
geht). Alternativ könnte man R9 noch etwas größer machen. Vom Rauschen
und der Drift her wäre sowieso weniger Verstärkung durch T8 und dafür
eine größere Ref. Spannung die bessere Wahl.
Die Referenzspannung plane ich 4,096V eher etwas höher, da ich diesen
Wert auch für die DA/AD-Wandler benötige. Seperater Trafo mit positiver
und negativer Spannung für die OPs und auch den 5V-Digitalteil ist ja
sowieso vorhanden. Damit kann ich den Ausgang auch negativ vorbelasten
(Konstantstrom).
Ich denke, ich baue das mal so auf.
Die Schaltung ist halt so, dass die Versorgung für die OPs links des
Shunts angebunden ist. Wenn man den Trafo rechts des Shunts anbindet,
fließt eine kleiner Teil des Stromes für die Steuerung (z.B. T8) und
ggf. auch für die LEDs mit durch den Shunt. In Grenzen könnte man das
Sicher auch auf die andere Seite verlegen, aber das verändert ggf. die
Regelung etwas - wenn auch nicht viel, aber immer noch mehr als der
Differenzverstärker für die "SollSpannung".
Hoppla. Du hast recht, das habe ich übersehen. Dann lasse ich die Masse
wie im Originalplan und probiere es nochmal mit dem Substrahierer. Ich
möchte auf keinen Fall über den Shunt Ströme messen, die nicht zur Last
fließen.
Chris schrieb:> Ich> möchte auf keinen Fall über den Shunt Ströme messen, die nicht zur Last> fließen.
Jedoch tust das jetzt schon, da R23, R24,
R22 IC etc. einen Strom ( der nicht von der exteren Last beeinflußt ist)
über den Shunt fließen lassen.
R22 entfällt, da Usoll ja vom DA-Wandler kommt. R23+R24 sind 29k, bei
30V fließen 1mA und man könnte auch die Widerstandswerte erhöhen. Finde
ich jetzt nicht so schlimm.
Chris schrieb:> Finde> ich jetzt nicht so schlimm.
zu:
> Ich> möchte auf keinen Fall über den Shunt Ströme messen, die nicht zur Last> fließen.
finde ichjetzt ziemlich inkonsequent von dir.
Finde ich auch etwas inkonsequent. Auf der anderen Seite muss man sich
auch frage wie relevant bei einem Labornetzteil ein Strom von maximal 1
mA ist. Die LEDs würde da schon etwas mehr verbraten.
Ich hab ein ähnliches Netzteil aufgebaut, allerdings hab ich die LEDs
weg gelassen da ich mir die Setpoints und Istwerte eh auf einem Display
mit Hilfe eines Atmega328 anzeigen lasse. Laufe ich in die
Strombegrenzung rein mach ich lustiges Blickspiel mit der
Hintergrundbeleuchtung. Jeder halt so wie er es braucht.
Ja, das ist sicher inkonsequent, aber wenn mich das 1mA nicht weiter
stört? Ich könnte es sogar softwareseitig spanungsabhängig wieder
rausrechnen, wobei ich kein Freund von solchen Tricksereien bin. Man
sollte nicht versuchen, schlechte Schaltungen durch Software
auszubügeln.
---
Ich messe nun die Spannung am Ausgang des Netzteils über einen
Substrahierer, bekomme das aber nicht richtig hin, die Spannung ist
nicht konstant, egal wie ich die Spannungsteiler anordne...
Die Spannungsdifferenz könnte man einfach über die
Differenzverstärkerschaltung messen, halt mit Verstärkung von etwa 1/10,
oder was für den Wertebereich passt. Die Teiler extra davor sind nicht
nötig, und machen die Schaltung nicht besser.
Jan R. schrieb:> Habs in LTSpce jetzt mal Simuliert
Vielen Dank für die Simulation. Das hat mich endlich dazu gebracht, mich
erstmals mit LTSpice zu beschäftigen. Nach einem Tag quälen mit der
komischen Bedienung und mit dem eingeschräkten Bauteilevorrat hab ich es
gechafft, die ganze Regleroptimierung durchzuziehen. Bitte um Nachsicht,
wenn da etwas nicht stimmt oder umständlich gelöst ist. Insbesondere bin
ich mit der Transistorauswahl unzufrieden - aber andere Modelle
einpflegen kann ich noch nicht.
Im 1. Bild das Ausmessen der Endstufe. Ich habe erstaunliche 2µs für die
Zeitkonstante gemessen (10µs waren es auf den Steckbrett). Die
Verstärkung war mit 4,5 genau wie auf dem Steckbrett. Daraus habe ich
für C1=430pF mit R5=4k7 und R6=320R berechnet.
Im 2. Bild ist die Simulation des ganzen Regelkreises mit den etwas
optimierten Werten gezeigt. Wie ich erhofft habe, ist der Endwert
erstmals nach weniger als 1µs mit optimalem Einschwingen erreicht. Das
Ablesen der Zeitkonstanten aus der Endstufenmesseung ist natürlich nicht
sehr genau. Aber mit den Werten war das Ergebnis schon einigermaßen. Die
Optimierung ging dann recht flott, d.h. Spielen an R5 und C1 und dann
die Dämpfung mit R6.
Also: 1µs Ausregelzeit ist machbar mit einem PI-Regler. Mit LTSpice
kennt ihr euch besser aus als ich. Ich musste mich heute ganz schön
quälen, erst mit dem schnellen LT1022 hat es geklappt - der brauchte
dann noch die neg. Versorgung.
Wenn euch das jetzt nicht reizt, endlich einen PI-Regler einzusetzen,
weiß ich auch nicht mehr weiter.
@Ulrich: Danke für den Tipp, die Spannungen nicht erst runter zu teilen.
Funktioniert jetzt perfekt. Als C18 habe ich jetzt 680pF genommen. Wenn
man Usoll "aktiviert", sieht das Einschwingverhalten mit und ohne Last
perfekt aus, ohne Überschwinger und trotzdem schnell. Beim Abschalten
dauert es durch die 10µF am Ausgang etwas. Das sollte sich dann mit der
negativen Vorspannung über die Konstantstromquelle aber auch geben.
Im Prinzip tut das Netzteil jetzt das, was ich möchte. Jetzt probiere
ich das mal mit dem PI-Regler.
Hermann schrieb:> Wenn euch das jetzt nicht reizt, endlich einen PI-Regler einzusetzen,> weiß ich auch nicht mehr weiter.
Hallo Hermann,
habe versucht deine Schaltung in LTSice nachzubauen. Leider läuft die
Simulation nicht. Habe möglicherweise irgendetwas falsch gemacht.
Könntest du das *.asc file posten, damit ich vergleichen kann.
Danke
Hermann schrieb:> Also: 1µs Ausregelzeit ist machbar mit einem PI-Regler. Mit LTSpice> kennt ihr euch besser aus als ich. Ich musste mich heute ganz schön> quälen, erst mit dem schnellen LT1022 hat es geklappt - der brauchte> dann noch die neg. Versorgung.> Wenn euch das jetzt nicht reizt, endlich einen PI-Regler einzusetzen,> weiß ich auch nicht mehr weiter.
Jetzt hast du eine optimale Regelung für einen Lastfall, mehr nicht.
Die Simulation von Lastsprüngen gibt immer nur einen Lastfall. Da müsste
man dann wenigstens eine Reihe von Randbedingungen Testen, also etwa ein
paar Lastkapazitäten und ggf. auch noch Gleichstromwerte. Kritisch sind
meist kleine Ströme und eine Kapazität (z.B. 1 ... 1000 µF) mit sehr
kleinem ESR. Ein Rein Ohmsche Last stabil zu regeln ist keine Kunst -
wenn es da bereits zu Überschwingern kommt ist das eher ein schlechtes
Zeichen.
Ein Weg sich in der Simulation die Qualität der Regelung anzusehen, ist
es die Ausgangsimpedanz als Funktion der Frequenz zu betrachten, etwa
indem man am Ausgang eine Strom Quelle als Last hat. Die Spannung am
Ausgang sollte dann möglichst geringe sein, und vor allem die Phase muss
im erlaubten Rahmen bewegen, d.h. im Bereich +-90 Grad. Wenn man zu nahe
an die Grenzen kommt, oder gar drüber muss man die erlaubte Last ggf.
einschränken. Ein guter Phasengang ist aber noch keine Garantie für eine
gute Regelung - ggf. können auch innere Freiheitsgrade ungenügend
gedämpft sein.
Die Simulation im Zeitbereich hat vor allem die Berechtigung um das
Großsignalverhalten zu testen, also wenn etwa Transistoren in die
Sättigung gehen. Der Interessante Fall ist da etwa ein Lastsprung von 1
A auf 10 mA, also von einen Nennenswerten last auf fast 0.
Johann schrieb:> Jetzt hast du eine optimale Regelung für einen Lastfall, mehr nicht.
So ein Labornetzteil hat es auch nicht leicht ;)
Ich finde ja den größten "Nachteil" der Schaltung ist die
Highside-Regelung mit der Lowside-Strombegrenzung. Zusammenschalten von
mehreren "Netzteilen" wird dadurch etwas medium…
Fritz schrieb:> Könntest du das *.asc file posten
Hab ich mal angehängt. Ich musste bei den Transistoren auch ziemlich
fummeln, bis die Ansteuerung des Sollwertes über V1 (0,35 auf 0,4V) den
Ausgang in den mittleren Spg-Bereich gebracht hat (der Arbeitspunkt).
Das ging dann erstmal trotzdem nicht, bis ich den schnellen Op gefunden
habe. Also: mal die Spg an Out messen - dazu hatte ich auch die
Messpunkte OP und Bas gebraucht.
Johann schrieb:> Jetzt hast du eine optimale Regelung für einen Lastfall, mehr nicht.
Das stimmt so nicht! Ich habe mindestens bei der in Hardware aufgebauten
Schaltung den ganzen Arbeitsbereich durchgemessen. Die Verzögerung ist
sehr unabhängig vom Arbeitspunkt. Die Verstärkung weitgehend - hier muss
man die maximale Verstärkung nehmen, weil hier die geringste Dämfung
auftritt. In allen anderen Arbeitspunkten (kleinere Verstärkung) ist
dann die Dämpfung größer. Also die Abstimmung habe ich (und sollte man)
bei der größten Verstärkung gemacht. Damit ist die Regelung im ganzen
Bereich stabil. Das ist dann ein robuster Regler!
Aber: man muß schon dafür sorgen, dass die Schaltung nicht von der Last
oder vom Arbeitspunkt abhängig ist. Meine älteren Netzteile haben z. B.
die Sollwerteinstellung über ein Poti von der Ausgangs-Spg.. Das ist
sehr ungeschickt. Das verändert die Verstärkung und damit ist die
Regelung vom Arbeitspunkt abhängig und natürlich nicht mehr robust.
Deshalb sollte man beim Design die ganze Kette einmal durchgehen - von
der Regelabweichung bis zum Istwert. Da ist z.B. die Endstufe wichtig:
wie entsteht der Istwert aus dem Stellwert (Reglerausgang). Hier bei der
Kollektorschaltung wird aus der Stellwert-Spg eine Istwert-Spg mit
Faktor 4,5 - und das recht stabil. Bei einer Emitterschaltung würde aus
dem Stellwert ein Strom entstehen und damit bestimmt die Last die
Ausgangs-Spg. Das passiert nämlich umgekeht bei der gezeigten
Stromregelung - deswegen wird daraus mit der Schaltung nie was
vernünftiges.
Ulrich H. schrieb:> Ein Rein Ohmsche Last stabil zu regeln ist keine Kunst
Ja, wenn man Regelungstechnik kann. Wenn man alles totdämft, hat nicht
mal das geklappt. Rein ohmsche Last ist erstmal die Voraussetzung.
Kapazitäten sind kein Problen, die machen die Regelung nur langsam, da
schwingt nichts.
Ulrich H. schrieb:> Ausgangsimpedanz als Funktion der Frequenz zu betrachten
Das hab ich ja die ganze Zeit vorgeführt. Dazu gibt es die
Sprungantwort, da sind alle Frequenzen drin.
Ulrich H. schrieb:> wenn etwa Transistoren in die> Sättigung gehen
Na, jetzt schießt du aber über das Ziel hinaus! Eine Regelung zu
beurteilen in einem Bereich, für den die Schaltung nicht gebaut ist,
macht keinen Sinn.
Michael Köhler schrieb:> Highside-Regelung mit der Lowside-Strombegrenzung
Wo ist denn da das Problem? Man muss nur den Bezugspunkt für Spg-Messung
und Spg.Regelung eindeutig legen. Das ist hier natürlich nicht der Fall.
Der Shunt sitzt an der falschen Stelle. Aber das ist wohl bewußt gemacht
und soll den restlichen Innenwiderstand reduzieren.
Die Schwierigkeit mit der Robustheit der Regelung betrifft vor allem den
Phasenwinkel der Last, weniger den Gleichstrom oder die eingestellte
Spannung.
Bei der Wahl der kritischen DC Last gibt es 2 Punkte zu beachten: einmal
das sich die Verstärkung, etwa beim Transistor in Emitterschaltung
ändern kann - da ist dann mehr Strom und entsprechend höhere Verstärkung
kritischer. Der 2. Punkt ist das Transistoren ggf. bei wenig Strom
langsamer werden und damit eine zusätzliche Phasenverschiebung rein
kommt - in der Hinsicht sind dann kleine Ströme der kritischere Fall.
Ulrich H. schrieb:> 2 Punkte zu beachten
Man sollte schon den ganzen Bereich im Auge behalten. Die
Emitterschaltung ist aber sehr robust. Die höchste Verstärkung in meinem
HW-Aufbau hatte ich bei 0,5A. Veränderung bei der Zeitkonstanten hatte
ich nicht festgestellt, kann im Extrembereich aber sein. Dann ist aber
gleichzeitig die Verstärkung deutlich kleiner und ich erwarte deshalb
keine Probleme.
Könnte man jetzt einfach alles in der Simulation testen. So ganz
vertraue ich der noch nicht. Die 2µs gegenüber den HW-gemessenen 10µs
sind mir etwas suspekt. Dann müsste man auch noch die Modelle der
eingesetzen Transistoren haben. Aber zum Ausprobieren und optimieren ist
das super. Man bekommt so auch ein Gefühl dafür, an welchen Parametern
man drehen muss.
Hermann schrieb:> Kapazitäten sind kein Problen, die machen die Regelung nur langsam, da> schwingt nichts.
Na wenn du dich da nicht sehr irrst!
Schalte doch mal in deiner geposteten Regelung am Ausgang einen 1uF C
dazu, verlangsame die Pulsfrequenz damit man auch sieht was sich tut.
Dann gibt es eine wunderbare Schwingung am Ausgang.
Hermann schrieb:> Michael Köhler schrieb:>> Highside-Regelung mit der Lowside-Strombegrenzung>> Wo ist denn da das Problem? Man muss nur den Bezugspunkt für Spg-Messung> und Spg.Regelung eindeutig legen. Das ist hier natürlich nicht der Fall.> Der Shunt sitzt an der falschen Stelle. Aber das ist wohl bewußt gemacht> und soll den restlichen Innenwiderstand reduzieren.
Stell dir mal vor du hast davon zwei Netzteile, brauchst aber eine
Spannung, die größer ist als diejenige, die ein Netzteil alleine liefern
kann (z.B. 36V). Dann schaltet man natürlich beide Netzteile in Reihe
zusammen. Problem ist bei der Lowside-Current-Messung nun aber, dass der
Strom von Netzteil A geliefert wird, gemessen wird er aber bei Netzteil
B. Im Kurzschluss-/Überlastfall wird dann also dem falschen Netzteil der
Saft abgedreht. Hat schon seinen Grund warum HP und Co idR eine
Highside-Current-Messungen machen, dann dreht man nämlich dem richtigen
Netzteil den Saft ab im Kurzschluss-/Überlastfall. ;)
Ich denke auch nicht, dass man den Shunt wegen des Innenwiderstandes so
gelegt hat (ob er nun in der Hinleitung oder Rückleitung liegt ist ja
mal völlig egal => Reihenschaltung). Man hat den Shunt in die Lowside
gelegt weil dann schlicht das Handling einfacher ist. Wieviele OPVs gibt
es schon, die es mögen wenn man an ihre Eingänge eine Spannung > V+ bzw.
< V- legt? ;)
Solange man nur einen Regler aus dem Trafo speisen will, ist der Shunt
an der Low Side kein Problem. Er macht die Schaltung etwas einfacher,
weil der Referenzpunkt für die Spannung und Strommessung zusammenfallen,
oder wenigstens dicht zusammen sind. Solange jedes Netzteil für sich
ist, kann man Netzteile zusammenschalten - das Problem kommt erst wenn
man aus einer Trafowicklung mehr als einen Spannung regeln will.
Die von HP gerne genutzte Schaltung mit der Hilfsspannung an der High
Side hat eher einen anderen Grund. Die ist gut geeignet für MOSFETs als
Leistungshalbleiter, und die sind meist schneller als große BJTs.
Außerdem lässt sich die Schaltung gut Saklieren. Man kann die fast
identische Reglerplatine (bis auf den Teiler für die Rückkopplung und
natürlich die Leistungshalbleiter) für Netzteile bis 5 V, 30 V oder auch
1000 V nutzen.
Fritz schrieb:> Na wenn du dich da nicht sehr irrst!> Schalte doch mal in deiner geposteten Regelung am Ausgang einen 1uF C
Ja, das sieht nicht gut aus - gut das wir darüber gesprochen haben. Ich
hatte bisher das C nur an der Endstufe. Damit habt ihr also doch recht,
das ein C am Ausgang ein Problem ist.
Noch mal darüber nachgedacht, kann das auch gar nicht gehen.
Regelungstechnisch haben wir jetzt einen 2. Integrator im Kreis. Damit
sind wir also bei 0 Hz schon bei -180°. Mal sehen, ob dazu mein Lehrbuch
was weiß. Das macht aber keinen Spaß mehr wegen der Lastabhängigkeit.
Dumm gelaufen... aber vielleicht haben alle was gelernt.
Den Fall kann die aufgebaute Regelstrecke auch nicht mehr. Der OP will
mit neg.Spg den NPN regeln, das mag der nicht.
Ulrich H. schrieb:> Solange man nur einen Regler aus dem Trafo speisen will, ist der Shunt> an der Low Side kein Problem. Er macht die Schaltung etwas einfacher,> weil der Referenzpunkt für die Spannung und Strommessung zusammenfallen,> oder wenigstens dicht zusammen sind. Solange jedes Netzteil für sich> ist, kann man Netzteile zusammenschalten - das Problem kommt erst wenn> man aus einer Trafowicklung mehr als einen Spannung regeln will.
Ich redete von zwei Netzteilen ohne gemeinsamen Trafo. Ich gebs ja zu,
das kommt eher weniger vor aber es kann vorkommen.
OK, ich bin auch vorbelastet. Ich hab mir seinerzeit für meinen
Hobbykeller selbst ein Labornetzteil gebaut mit zwei mal 15V/1A
(Trafo+Hühnerfutter hatte ich da und es genügt mir, sonst lohnt sich der
Eigenbau IMO nicht bis kaum). Zum Glück hatte ich mir vorher überlegt
was mal ist wenn ich mehr als 15V brauchen würde und da fiel es dann
auf: Kurzschlussfall kann nicht abgefangen werden, Überlastfall ist von
der Last abhängig ob er aufgefangen wird.
Das Problem mit der Strombegrenzung bei 2 Netzteilen in Reihe ist
unabhängig davon wo der Shunt sitzt. Dafür ist die Diode am Ausgang, die
Verhindert, dass sich einen nennenswerte negative Spannung einstellt.
Die Strombegrenzung erfolgt dann ggf. in 2 Stufen: erst geht die
Spannung des einen Netzteils in die Knie (bis etwa -0,7 V), und dann
ggf. später das 2. Netzteil.
Ich bin auch mal Gespannt, ob die klassische Regelungstechnik noch was
liefern kann.
Die Bedingungen in Form einer Variablen Regelstrecke sind beim
Labornetzteil schon schwer. In der Regel muss man den Bereich der
erlaubten Lasten etwas einschränken, also etwa verbieten dass da
Kondensatoren mit mehr als 10000µF bei ESR unter 1 mOhm angeschlossen
werden. Je nach Aufwand den man treibt schließt man damit auch nur Teile
aus, die es real kaum gibt. Zu den Grenzen wird die Regelung aber halt
schlechter.
Hermann schrieb:> Mal sehen, ob dazu mein Lehrbuch> was weiß.
Ja, das weiß was. Das geht doch mit einem PI-Regler. Da durch die 2
Integratoren die Phase durchgängig auf -180° ist, kann der Vorhalt des
Reglers die Phase nur für eine Frequenz anheben. Die Frequenz wird dahin
gelegt, wo die Verstärkung 1 wird (Bode-Diagramm). Schön stabil ist das
also nur für eine Frequenz. Drunter und drüber wird die Dämpfung
schlechter. Das macht aber so keinen Sinn.
Da fällt mir erstmal nichts anderes ein, als die Verstärkung insgesamt
kleiner 1 zu machen. Das läuft dann auf euren Weg mit der Dämfung
hinaus. Das Test-C habt ihr ja schon eingebaut, jedes externe C
verschiebt wieder alles. Mit einem P-Regler ginge das natürlich, aber
man strebt immer einen I-Anteil im Regler an, da dann der stationäre
Fehler zu Null wird.
Dass das mit der Verstärkung <1 geht, habe ich mal im Anhang gezeigt.
Sieht zwar gut aus, ist aber Mist wegen der Lastabhängigkeit.
Hermann schrieb:> ist aber Mist wegen der Lastabhängigkeit.
Naja, das ist relativ. Die Frage ist ob man mit der Lastabhängigkeit
leben kann. Mein selbstbau-Netzteil ist auch lastabhängig aber mit der
Lastabhängigkeit kann ich ganz gut leben.
Dank dir aber, dass du dir diese Mühe gemacht hast. Das finde ich echt
toll und wollte ich mal gesagt haben!
Hermann schrieb:> Dass das mit der Verstärkung <1 geht, habe ich mal im Anhang gezeigt.> Sieht zwar gut aus, ist aber Mist wegen der Lastabhängigkeit
Das sieht gar nicht gut aus, im Gegenteil.
Bei 5V und Lastwechsel von 1A bekommt man Spitzenspannung von über 10V.
Ich habe mich nun auch mal mit Ltspice beschäftigt und als "Übung" das
komplette Netzteil, so wie es auf dem Steckbrett nun gerade ist,
zusammen geklickt.
Tany schrieb:> Das sieht gar nicht gut aus, im Gegenteil.
Gut meinte ich ja auch nur das Einschwingverhalten für den gezeigten
Fall. Mist ist die Lastabhängigkeit, und du hast ja eine andere Last. Da
müsstest du die Regler-Werte für die ohmsche Optimierung einsetzen - du
hast ja eine Verstärkung <1 für die C-Last. Und außerdem war die
Schaltung jetzt nicht für beliebige Ströme ausgelegt. Da muss man evlt.
noch R1 erniedigigen. Also bei anderen Bedingungen muss man prüfen, ob
da nicht irgend etwas in die Begrenzung geht.
Aber die Simulation ist ja zum Spielen da.
Ein Trick, damit das Netzteil auch mit Kapazitiver Last besser klar
kommt, ist es die Rückkopplung bei höheren Frequenzen zum Teil auch vor
dem Emitterwiderständen angreifen zu lassen. Damit bekommt man HF mäßig
den Widerstand (in der Größenordnung 0,1 Ohm) vor die Last und
entschärft so die Kapazität. Das Entspricht der Üblichen Schaltung für
eine kapazitive Last am Operationsverstärker.
Zum Optimieren ist vielfach die Frequenzdarstellung besser - wenn es da
mit der Phase im Bereich +-90 Grad bleibt, schwingt der Regler
unabhängig von der Last nicht.
Mit großer Kapazitiver Last bekommt man zwar Überschwinger, aber bei
richtiger Auslegung sind die noch einigermaßen gut gedämpft (selbst wenn
die Phase schon bis auf 1-2 Grad ans 90 Grad Limit kommt) und wegen der
geringen Impedanz ist die Amplitude i.A. klein.
Für höhere Frequenzen, da wo zusätzliche Verzögerungen durch die
Ausgangsstufe (etwa die Geschwindigkeit des 2N3055) dazu kommen, kann
man noch einmal mit einem kleinen Kondensator (das kann der zur Kopplung
vor dem Emitterwiderstand sein) den Frequenzgang anheben. Damit wird
dann die Phase im Bereich des Übergangs verbessert. Für noch etwas
höhere Frequenzen können dann RC Glieder als Grundlast helfen, also 1-2
Kondensatoren am Ausgang, die Absichtlich einen Serienwiderstand so im
Bereich 10-100 mOhm haben und so eine Resonanz dämpfen können.
Hallo,
Zum Thema Gesamtdesign und Massebezug.
Hast du mal meine Schaltungen besichtigt, die ich weiter oben verlinkt
hatte?
> Chris schrieb:> Meine Idee ist nun: Was wäre, wenn man die Schaltungsmasse auf die> rechte Seite von R19 legen würde? Layouttechnisch natürlich direkt an> die negative Ausgangsbuchse. Dann wäre der Bezugspunkt für Usoll die> Schaltungsmasse. Problem hier gelöst.
Es ist sehr mühselig, wenn du hier auf Schaltungsdetails verweist, aber
die Schaltung selber nicht anhängst. Wie soll man die sich hier nach 100
Postings oben drüber noch finden.
> Dadurch verschiebt sich das Problem mit dem Massebezug aber auf Isoll> (Referenz IC1). Allerdings könnte (und müsste) man hier die Eingänge am> OPV (IC4) vertauschen. Die Referenz hätte dann wieder Massebezug. Bei> steigendem Strom würde man links vom Shunt eine negativere Spannung> messen, somit wird der -Eingang des OPVs negativer, die Spannung am> Ausgang von IC4 steigt und die Strombegrenzung tritt in Aktion.> Das sollte doch so funktionieren, oder habe ich einen Denkfehler> gemacht?> Die Alternative wäre ein Highside-Shunt.Oben schlug jemand vor, die> hohen Spannungen durch Widerstände herunter zu teilen. Ich stelle mir> das ungünstig vor, da man dann ja auch wieder einen Stromfluss hätte,> oder durch sehr hochohmige Widerstände Störungen. Es geht hier> schließlich um recht geringe Spannungen. Es gibt aber auch wohl> spezielle OPVs, die hohe Spannungen an den Eingängen verkraften,> teilweise aber Mindestspannungen brauchen (?).> Grundsätzlich sollte man es wohl vermeiden, mehrere OPVs im Regelkreis> hintereinander zu schalten, da dies zu Verzögerungen führt, richtig?
Jeder OPV bringt 80...120db Spannungsverstärkung mit und
Phasendrehungen.
Das führt unweigerlich zu Schwingneigung. Jede zusätzliche verstärkende
Element ist kritisch zu betrachten.
Gruß Öletronika
U. M. schrieb:> Es ist sehr mühselig, wenn du hier auf Schaltungsdetails verweist, aber> die Schaltung selber nicht anhängst. Wie soll man die sich hier nach 100> Postings oben drüber noch finden.
Einfach mal den Eröffnungspost lesen. Im Zweifelsfall ist die dort
genannte Schaltung gemeint ;)
Hermann schrieb:> Hermann schrieb:>> Mal sehen, ob dazu mein Lehrbuch>> was weiß.
Tja, da sieht man mal, dass das was man an der Uni lernt, nicht immer
die Lösung für alles ist. :-/
Im Endeffekt ist das auf dem Papier Berechnete nämlich immmer nur die
halbe Wahrheit (auch wenn so manche Professoren das ganz anders sehen..)
Der extra OP für die Differenzverstärkung der Spannung für die Regelung
ist schon etwa kritisch zu sehen, ist aber auch nicht so schlimm.
Zusätzliche Verstärkung bringt der extra OP nicht - ganz im Gegenteil
gibt die gezeigte Schaltung eine "Verstärkung" von etwa 1/8 , ähnlich
wie der Spannungsteiler den sie ersetzt.
Der Verstärker sollte halt genügend schnell sein, damit es keine
merkliche Phasenverschiebung bis etwa 500 kHz gibt (je nachdem wie
schnell die restliche Regelschleife ist). Mit einem genügend schnellen
OP (deutlich schneller als die Regelschleife) sollte es gehen.
Bei den extra Sense Eingängen sollte man noch Kondensatoren vorsehen, so
dass für hohe Frequenzen das Signal an den Ausgangsbuchsen (ggf. auch an
der anderen Seite des Shunts) zählt, und nicht das der Sense Buchsen.
Sonst versucht der Regler auch noch die Induktivität der Leitungen
auszugleichen, und das ist dann wegen der zusätzlichen Phase zu viel
verlangt - da schwingt der Regler dann eventuell, wenn die Leitungen für
die Last und Sense nicht wie üblicherweise verlangt verdrillt sind. Die
Kondensatoren (Größenordnung 100 pF) können auch gleich als Teil der
Regelschaltung dienen und für hohe Frequenzen die Verstärkung etwas
anheben indem sie einen Teil der 15 K mit überbrücken. Für die Freunde
der klassischen Regelungstechnik wäre das ein D Glied (+ zusätzlicher
Filter) beim PID Regler.
Die 470 Ohm Widerstände sollten so groß sein, dass sie die vollen etwa
30 V aushalten können (das wären rund 2 W) - alternativ auch den Wert
noch auf 1 K vergrößern. Das ist sehr hilfreich, um das Netzteil nicht
gleich zu zerstören, wenn jemand die Last versehentlich an die Sense
Buche anschließt.
Jan R. schrieb:> Tja, da sieht man mal, dass das was man an der Uni lernt, nicht immer> die Lösung für alles ist
Ich habe schon viel früher erwartet, dass darüber gelästert wird. Ich
bin auch eher der Praktiker. Ich habe mich aber darüber geärgert, dass
die Regleroptimierung immer so ein stochern im Nebel ist. Die
analytische Betrachtung als Regelkreis hat mir schon oft geholfen,
grundsätzliche Schaltungsdesign-Fehler zu vermeiden - habe die meisten
ja angesprochen. Auch die praktischen Ergebnisse waren für mich
außergewöhnlich - siehe Ergebnis für ohmsche Last. Dass eine C-Last so
verherende Auswirkung hat, habe ich leider übersehen. Auch hier hilft
mir wieder die Theorie, die besagt, dass das nur sehr eingeschränkt zu
regeln ist. Da die Einschränkung für ein Labornetzteil nicht zu
akzeptieren ist, brauche ich da keine Energie mehr rein zu stecken.
Was kann man denn jetzt machen, irgendwie muss es ja gehen. Eigentlich
ist die Regelung für kapazitive Lasten nicht geeignet. Im Augenblick
fällt mir da nur ein Kompromiss ein. Bei kapazitiver Last ist die
Regelung von der Kapazität und dem Lastwiderstand abhängig. Als
Kompromiss habe ich mal versucht:
- Einbau einer möglichst hohen Grundlast, um ein externes C zu entladen
- Optimierung mit einem kleinen C als Grundvoraussetzung und einem
größeren C mit größerem ESR
- von der optimal schnellen Regelung Abstand nehmen
- bis zu einem definierten C eine gedämpfte Schwingung zulassen
Im Anhang habe ich dazu ein Beispiel.
1. Bild ohne C (durch hohen Vorwiderstand unwirksam), die Regelung ist
gedämpft (Dämpfung ca. 1), aber brauchbar. Den kleinen Anfangsschwinger
kriegt man über R6 bei Bedarf weg.
2. Bild mit C und Reihen-R und deutlichem Einschwingen (Dämpfung ca.
o,5). Bei der abfallenden Rampe sieht man deutlich den fehlenden neg.
Strom.
So kann man sich eine gewünschte C-Toleranz einstellen (leider nur in
Grenzen). Zum Schluss leider noch mal Theorie: die Verstärkung des
Reglers (R6) muss möglichst hoch sein, sonst werden Störgrößen nicht
mehr ausgeregelt (insbesondere der Netzbrumm am Netzelko).
Danke für die Tips, Ulrich. Laut Simulation ändern die Sense-Widerstände
schon die Ausgangsspannung, d.h. man müsste diese überbrücken, wenn man
sie nicht benutzt. Das ist aber eh nur eine Gedankenspielerei, ich
wollte eigentlich keine Sensebuchsen vorsehen.
Wenn die Spannung für die OPVs ausfällt, schießt ja die Ausgangsspannung
nach oben. Die einzige Lösung, die mir bisher eingefallen ist, wäre ein
Reed-Relais, das die Basis auf Masse zieht und dessen Spule an + und -
12V hängt.
Ich überlege auch, welche Schutzschaltungen Sinn machen.
Neben der Diode in Sperrichtung könnte ich am Ausgang noch
Überspannungsschutzdioden oder Varistoren verbauen. Ich muss mich damit
mal noch etwas beschäftigen. Was passiert, wenn man eine induktive Last
anschließt und eine Spannungsspitze entsteht?
Bei meinem ersten Netzteilbauversuch hatte der Kühlkörper einen Grat, so
dass ein Transistor quasi in der Luft hing. Der überhitzte und leitete
dann dauerhaft. Diesen Fehlerfall möchte ich zum Schutz der Last
abfangen. Eine Crowbar-Schaltung ist eventuell wirkungslos, wenn die
Last einen so hohen Stromfluss zulässt, dass die Spannung am Ausgang gar
nicht die Ansprechschwelle der Crowbar erreicht. Man bräuchte also eine
Tracking-OVP. Andererseits muss eine Spannung am Ausgang > Usoll ja
nicht unbedingt ein Fehlerzustand sein.
Welcher Aufwand ist sinnvoll?
Die extra Sense Buchsen braucht man eher selten. Wegen des Einfluss auf
die Spannung macht man die Widerstände eher kleiner (z.B. 10-100 Ohm)
und braucht dann als Schutz Dioden parallel. Im Betrieb braucht man die
Verbindung von Sense zum Ausgang - die Widerständen sollten nur
verhindern, dass die Spannung sehr stark ansteigt, wenn die Sense
Verbindung unterbrochen wird. Das ist mir schon einmal in einer
Schaltung passiert, die die Widerständen nicht hatte - das hat einiges
irreparabel (u.A. EPROMS mit Code) beschädigt.
Als Schutz vor Überspannung, etwa in Folge eines Defekten Transistors
gäbe es zwei Möglichkeiten: einmal Crow-bar und Schmelzsicherung. Die
Ansprechschwelle dürfte etwa Usoll+ 0,5 V oder so ähnlich sein. Solange
kein defekt vorliegt, würde ja auch noch die Strombegrenzung ansprechen.
Das Ansprechen muss also je nach Aufbau auch nicht gleich zur
Abschaltung führen, sondern könnt ggf. sogar Überschwinger begrenzen.
Nach ein paar ms müsste man dann wohl den vollen Kurzschluss machen,
damit der Crowbar nicht überhitzt! In Grenzen wirken die
Emitterwiderstände auch als Sicherung - da brennt ggf. der zum defekten
Transistor durch.
Die Alternative wäre ein zweiter Halbleiter (z.B. MOSFET) in Reihe, der
die Endstufe ausschaltet - das hätte den Vorteil, das man da keine
Sicherung austauschen muss. Dafür muss man wohl komplett ausschalten,
weil der MOSFET eher nicht für die Leistung geeignet wäre.
Überspannung von einer Induktivität ist nicht so das Problem, eine Diode
vom Ausgang zur Versorgung kann die Spannung begrenzen und die Elkos
können recht viel Energie aufnehmen.
Ulrich H. schrieb:> Mit großer Kapazitiver Last bekommt man zwar Überschwinger, aber bei> richtiger Auslegung sind die noch einigermaßen gut gedämpft (selbst wenn> die Phase schon bis auf 1-2 Grad ans 90 Grad Limit kommt) und wegen der> geringen Impedanz ist die Amplitude i.A. klein.>
Hättest du mal ein LTspice-Beispiel, wo man sehen kann zwischen welchen
Punkten diese |phase|<90° gemessen werden? Das interessiert mich sehr.
Danke!
Jan R. schrieb:>>> Mal sehen, ob dazu mein Lehrbuch>>> was weiß.> Tja, da sieht man mal, dass das was man an der Uni lernt, nicht immer> die Lösung für alles ist. :-/> Im Endeffekt ist das auf dem Papier Berechnete nämlich immmer nur die> halbe Wahrheit (auch wenn so manche Professoren das ganz anders sehen..)
Wenn man die lineare klassische Regeltechnik verläßt und nichtlineare
Systeme betrachtet (z.B. ein sättigender Verstärker), kann man damit
mehr Spielraum bekommen oder wird die Antwort immer kleiner werden?
Der Test für so ein Netzteil ist ein Stromquelle mit AC Anteil als Last,
und die Spannung am Ausgang, die man sich ansieht, also eigentlich
wirklich Grundlegendes ohne irgendwelche Rechenformeln wie beim Loop
Gain. Solange die Regelschaltung eine "passive" Impedanz ist, kann wegen
der Last nichts schwingen - wenn nicht, findet sich eine Last, bei der
der Regler schwingen kann. Wie das aussieht bei einen Regler, der bei
jeder Last schwingt müsste man noch sehen - das ist aber weit weg vom
Ziel.
Als Beispiel ein Reglerentwurf (nur Spannungsregelung) auf ähnlicher
Basis wie die Schaltung hier. Wenn man da den PNP Transistor entfernt
kann man ggf. sehen, wie eine Schaltung auch Großsignal-Schwingungen
ausführt, auch wenn sie kleinsignalmäßig stabil ist.
Wie sich eine nichtlineare Schaltung da Verhält kann ich nicht sagen.
Das ist halt ein großes und recht schwieriges Gebiet, wo die Mathematik
keine so schön einfachen Lösungen mehr bietet. Im Prinzip könnte das
Helfen - bei Schaltreglern gibt es da einen Trick, der aber eventuell
auch damit zu tun hat, das man das Signal abtastet. Auch die
Regelungstechnik kennt da was mit abtastenden Reglern, die so einige
prinzipielle Grenzen von linearen Reglern umgehen können sollen - so
richtig verstanden hab ich das nur noch nicht.
Egal wie nichtlinear, bei kleinen Amplituden ist man praktisch immer in
linearen Bereich, zumindest wenn man kein zusätzliches Rauschen haben
will.
In welchen Bereichen ihr da seid, das ist ja schon alles zu hoch für
mich, aber ich möchte noch mal kurz zusammenfassen was ich mit bekommen
habe und habe noch eine Frage dazu.
Der Ausgangspunkt war ja, dass die ursprüngliche Schaltung zu langsam
war und wo der "Fehler" zu suchen ist.
Festgestellt wurde, dass es am zu hohem C am Ausgang lag.
Auch festgestellt wurde, aber erst deutlich später und nach dem Model
mit dem PI Regler, dass das C am Ausgang schon einen Sinn hat.
Bei allem frage ich mich, ob überhaupt eine so sehr schnelle Regelung
sein muss? Die angeschlossene Last hat ja sicher auch eine gewisse
Trägheit.
Ist das Kriterium, um das es bei einem Labornetzteil gehen sollte nicht
viel eher die Stabilität von Spannung und Strom? Diese Grenzen möglichst
nicht nach oben und unten zu stark zu unterschreiten, aber vor allem
nach oben. In keinem Fall darf ein angeschlossener Kreis durch das
Labornetzteil, bei richtig eingestelltem Strom und richtiger Spannung
"abgeschossen" werden.
Wie schnell am Ende nachgeregelt wird, wenn die Spannung und der Strom
nur geringfügig vom eingestellten Wert abweichen, ist doch dann
irrelevant.
Hallo!
Die Regelgeschwindigkeit läßt sich oft mit einem verkleinern
des Integrationskondensators verschnellern.
Dabei soll es bei schnellen Lastwechseln nicht zu einem Überschwingen
oder gar zum Osszillatorbetieb führen.
Ein Osszi wäre dabei empfehlenswert.
Mani
Die Geschwindigkeit braucht eine gute Spannungsregelung, damit es bei
Lastwechseln nicht zu störend großen Überschwingern kommt. Gerade das
was im Prinzip ein Schaltung zerstören könnte.
Kritisch ist vor allem wenn der Stromverbrauch der Schaltung plötzlich
sinkt: Der Regler muss dann möglichst schnell den Ausgangstransistor in
Richtung Aus bringen. Das braucht dann eine schnelle Regelung. Für die
kurze Zeit (so im Bereich 1-10 µs - schneller ist der 2N3055 nicht) bis
der Regler reagieren kann, ist dann der Kondensator am Ausgang die
eigentliche Stütze - die Aufgabe des Kondensators ist es unter anderem
bis zum Ansprechen des Reglers das Überschwingen zu begrenzen. Je
langsamer also der Regler, desto mehr Kondensator am Ausgang ist nötig,
bzw. desto größer werden die Peaks bei plötzlichem Lastwechsel. Wenn der
Regler also etwa nach 10 µs reagiert, und man bei einem 1 A Lastwechsel
nicht mehr als 1 V kurzzeitige Abweichung (nach oben bzw. unten) haben
will, braucht man einen Kondensator, der die 1 A für 10 µs aufnehmen
kann, also von mindestens 10 µF.
Der 2. Grund für den Kondensator am Ausgang ist, dass ein Kondensator
mit Serienwiderstand (dass kann z.B. der ESR vom Elko sein) eine
einigermaßen gutmütige interne Last für den Regler darstellt - damit
muss der Regler so oder so klar kommen. Die Last für die Reglerschaltung
variiert dann nicht ganz so extrem mit der äußeren Last. Damit werden
mögliche Schwingungen, vor allem nahe der oberen Grenzfrequenz
vermieden, bzw. das Nachschwingen gedämpft. Deshalb ist es hilfreich
wenn am Ausgang ein Kondensator mit Serienwiderstand ist, also etwa ein
Elko, oder halt ein expliziter Widerstand in Reihe.
Eine Schwierigkeit bei so einem Netzteil ist es halt die kleinen
Kondensatoren, die für die Stabilität wichtig sind passend zu wählen.
Bei der einfachen Form mit nur einem Kondensator (etwa so wie im
Ausgangspost - Spannungsregelung und Stromregelung sind getrennte Fälle)
, geht das noch so einigermaßen durch probieren an der realen Schalung:
den Kondensator so weit verkleinern und damit den Regler beschleunigen,
bis er schwingt. Von dem Punkt erhöht man dann die Kapazität um etwa den
Faktor 2-3 und geht davon aus, das es dann stabil ist. So ganz grob und
vereinfacht entspricht das den klassischen Einstellregeln für Regler
(etwa Temperaturregler).
In der Form als PI Regler hat man im Prinzip schon 3 Bauteile, die für
die Stabilität wichtig sind: der Kondensator am OP, der Widerstand für
den P- Anteil und der Elko am Ausgang. Da gute Wertepaar durch Probieren
zu finden ist ohne Verständnis der Zusammenhänge schwer.
Die Tücke ist es experimentell die Stabilität bei beliebiger Last zu
testen. Da kann man eigentlich nur einige relativ kritische Lasten
Testen: das wären große Kondensatoren mit sehr wenig ESR bzw. geringer
Dämpfung, also etwa ein 100µF (besser mehr, nur woher nehmen)
Folienkondensator, oder etwa 1000-10000µF als LOW ESR Elkos. Eine
Induktive Last ist für die Spannungsregelung übrigens nicht das Problem,
den die Regelschaltung wirkt schon eher induktiv, und 2 Induktivitäten
parallel geben keinen Schwingkreis. Auch sind reale Induktivitäten in
der Regel weniger Ideal als Kondensatoren. Für die Stromregelung wäre
dann eine Induktive last der kritische Fall.
Glücklicherweise ist für den Fall ein moderater Frequenzbereich (z.B. 10
kHz) wichtig, und da sollte die Simulation recht gut funktionieren, weil
es da nicht so sehr auf Details der Modelle ankommt.
Ulrich H. schrieb:> Grund für den Kondensator am Ausgang ist, dass ein Kondensator> mit Serienwiderstand (dass kann z.B. der ESR vom Elko sein) eine> einigermaßen gutmütige interne Last für den Regler darstellt
...
> Damit werden> mögliche Schwingungen, vor allem nahe der oberen Grenzfrequenz> vermieden, bzw. das Nachschwingen gedämpft
Das klingt erst mal logisch - ist aber reine Theorie, solange du das
nicht vorführtst. Ihr habt doch auch alle LTSpice. Zeig doch mal die
Sprungantwort mit den 10µF und vorgeschaltetem ESR. Und insbesondere die
Reglerbeschaltung. Das würde mich sehr interessieren, weil das
eigentlich nicht gehen kann mit halbwegs erträglicher Ausregelung.
Menetwegen probier ich das aus, wenn du mir die Werte sagst.
Ich hab schon mal angefangen. Erstmal muss ich staunen über das
Ergebnis. Was in meiner theoretischen Analyse verkehrt ist, weiß ich
noch nicht. Im Augenblick interessiert mich mehr das Ergebnis.
Ich habe mal den I-Regler der ursprünglichen Schaltung eingesetzt. Mit
großem Abstand in der Regelgeschwindigkeit (10kHz-Last ist noch nicht
drin) ist das doch ein brauchbares Ergebnis. Und tatsächlich kommt die
Regelung mit dem Last-C klar - ich habe sogar den ESR weggelassen. Die
Grundlast ist aber zum Entladen unentbehrlich (siehe neg. Rampe). Das
ist doch mal eine Grundlage zum optimieren.
Gott sei Dank gibt es doch eine Lösung- musste es ja auch. Gut das ihr
hartnäckig geblieben seid.
Meiner Meinung nach braucht man für die optimale Ausregelung von
Lastwechseln eine Gegentaktendstufe. Hat schon mal jemand versucht, ob
man mit einem Power-OpAmp ein besseres Netzteil bauen kann? Wie wäre es
z.B. mit einem TDA7293?
Im übrigen würde ich empfehlen, für die Schaltungsentwicklung einen PID
Regler mit drei getrennten OpAmps zu vewenden, so dass man P-, I- und D-
Anteil getrennt voneinander (rückwirkungsfrei) einstellen kann und so
das Verhalten unter den zu beherrschenden Lastkonfigurationen gezielt
studieren kann, ohne für jede Änderung zum Lötkolben greifen zu müssen.
Dann werden auch ziemlich schnell "Zuständigkeiten" von P, I und D und
die Grenzen des machbaren klar.
P Regler: verstärkt die Differenz von Sollwert und Istwert, speist damit
das Stellglied. Verringerung der Abweichung vom Sollwert nur durch
höhere Verstärkung, schwingt bei Erhöhung der Vertärkung irgendwann,
Regelabweichung kann nicht null werden.
I Regler: Integriert die Regelabweichung und beseitigt so die permanente
Regelabweichung des P Reglers, insofern gerne in Kombination mit P
Regler verwendet.
D Regler: Differenziert die Regelabweichung und produziert nur bei
plötzlichen Lastwechseln (als bei steilen Flanken) einen nennenswerten
Beitrag zum Steuersignal. Hilft also, das Verhalten bei schnellen
Lastwechseln zu optimieren, produziert aber gerne Überschwinger.
Ich werde - so ich Zeit dafür finde - das Steckbrett hervorkramen.
Oder hat das schon mal jemand durchexerziert?
Eine Gegentaktendstufe hat tatsächlich etwas für sich: um einen
Niedrigen Ausgangswiderstand schon ohne Gegenkopplung zu bekommen,
braucht man in der Endstufe Ruhestrom - bei der Gegentaktendstufe nutzt
man den Ruhestrom 2 mal, einmal für den NPN und einmal für den PNP
Zweig. Ganz nebenbei kann die Regelung dann auch aktiv runter regeln und
als Leistungsssenke wirken.
Ob es jetzt mit einem fertigen IC / Leistungs OP besser wird, hängt vom
Typ ab. Auch beim diskreten Aufbau muss man nicht beim 2N3055 als
Endstufe bleiben - bei den hier diskutierten Schaltungen ist das noch
oft die Begrenzung. Der Transistor am Ausgang verhindert halt das die
Regelung schneller wird, weil der sich so ab etwa 1 MHz alles andere als
ein idealer Transistor verhält (das Modell in LTSpice ist dabei wohl
sogar eine eher langsame Ausführung). Das Problem wird dann irgendwann,
dass auch die niederohmigen Widerstände (Shunt, Emitterwiderstände)
nicht mehr ideal sind, und sich da die Induktivität bemerkbar macht.
Der TDA7293 ist halt wegen der erlaubten Verlustleistung eher was für
geringen Leistung (etwa bis 1 A bei 40 V). Als MOSFET Endstufe kann das
IC immerhin recht schnell sein.
mhh schrieb:> Ein geeigneter ist z.B. der TDA2030, der TDA7293 eher> nicht.
Woran machst du das fest? Ich frage mich was ich bei dem TDA7293
übersehen habe.
ernst oellers schrieb:> für die Schaltungsentwicklung einen PID> Regler mit drei getrennten OpAmps zu vewenden, so dass man P-, I- und D-> Anteil getrennt voneinander (rückwirkungsfrei) einstellen kann und so> das Verhalten unter den zu beherrschenden Lastkonfigurationen gezielt> studieren kann, ohne für jede Änderung zum Lötkolben greifen zu müssen
Das stimmt. Aber seit ich LTSpice entdeckt habe, kommt der Lötkolben
erst nach dem fertigen Ergebnis. Die Parametervariation ist in
Minutenschnelle erledigt.
Z.B. habe ich jetzt die Störgrößenausregelung getestet und dazu den
Netz-Elko-Rippel eingebaut. Es zeigt sich, dass die Beschaltung für das
gute Einschwingen doch zu langsam ist (Bild 1). Mit 1nF sieht es
wesentlich besser aus (Bild 2). Die Regelung ist jetzt aber etwas
schlechter gedämpft.
Die Audioverstärker haben da 4 Schwächen:
- die zulässige Verlustleistung der ICs ist recht klein (z.B. 50 W)
- die Verstärker sind oft nur für deutlich Verstärkung (z.B. 10-20 fach)
stabil
- der Kurzschlusschutz ist nicht unbedingt als Stromregelung zu
gebrauchen oder zu verändern. Wie man nachträglich eine Stromregelung
ran bekommt muss man erst sehen
- Die DC Drift ist relativ hoch, bei einem Netzteil kann man normal mehr
erwarten. D.h. man braucht auch so noch eine externe Regelung.
Ob jetzt der TDA2030 so viel besser passt müsste man sehen. Von TDA2030
gibt es als L165 noch eine ggf. besser geeignete Variante, die dann
Leistungs OP heißt.
Hermann schrieb:> Was in meiner theoretischen Analyse verkehrt ist, weiß ich> noch nicht
Die Theorie stimmt doch! Mit der ohmschen Optimierung war ich im
µs-Bereich. Jetzt reden wir von ms. Und siehe da, jetzt bringt auch der
PI-Regler wieder was und ist auch gegen Last-C gewappnet. Die
Verbesserung ist nicht mehr so gewaltig, aber das Einschwingen ist
schneller und die Dämpfung ist besser. Mit 4n7 wäre der neg.
Überschwinger weg, aber die Störgrößenausregelung wird dann auch
schlecht.
Für den Test so einer Reglerschaltung sollte man nicht unbedingt den
Sprung bei der Sollspannung simulieren, sondern schon einen Sprung beim
Laststrom. Je nach Reglerschaltung kann sich das unterscheiden. Sprünge
beim Sollwert kann man in der Regel genügend langsam machen, so das sie
nicht so kritisch sind.
Ulrich H. schrieb:> Für den Test so einer Reglerschaltung sollte man nicht unbedingt den> Sprung bei der Sollspannung simulieren, sondern schon einen Sprung beim> Laststrom. Je nach Reglerschaltung kann sich das unterscheiden
Kann man machen. Hier ist der Unterschied Faktor 10 durch den
Mess-Spg-Teiler R3 u. R4, sonst sollte sich nichts ändern. Dem Regler
ist es egal, ob es auf + oder - wackelt. In der Regeltechnik ist es
üblich, die Übertragungsfunktion Ist/Soll zu beurteilen.
Ich bin mit der U-Regelung grundsätzlich zufrieden - Feinregulierung und
Anpassung an die reale Schaltung kann man dann noch machen.
Also geht es jetzt weiter mit der Stromregelung? Die ist in dem
Frequenzbereich, auf den wir gekommen sind, erstaunlich problemlos. Sie
ist zwar - wie vorhergesagt - lastabhängig, aber in unkritischem Maße.
Man kann da ziemlich scharf rangehen (Bild 1). Last-C macht gar nichts.
Dass es dann langsam wird, ist klar, da ja der Ladestrom begrenzt ist.
Induktivitäten führen irgendwann zu Schwingungen (Bild 2). Aber die kann
man beliebig mit größerem C1 wegkriegen.
Weil das mit dem Strom so gut ging und keine spontanen Einwände kommen,
können wir ja aufs Ganze gehen. Hier ist also das ganze Netzteil. Ich
habe mich gleich auf die Ablösung von Strom- und Spg-Regelung
konzentriert.
Ich musste ein paar Änderungen vornehmen, da die Ablösung zu lange
dauerte. Mit den Dioden D3 und D4 muss er nicht aus dem negativen heraus
integrieren. Die Ansteuerung von Q2 über 2 Dioden hat auch Zeit
gekostet, deshalb Q2 und Q4.
Und jetzt das 1. Ergebnis: Die Spannung ist auf 6V und die
Strombegrenzung auf 300mA eingestellt. Der Strom durch den Shunt (grün)
geht erstmal zu hoch und wird dann, wenn der OP-I in die Strümpfe
gekommen ist, auf den richtigen Wert gezogen. Und zurück mit OP-U
nochmal ähnlich.
Aber es geht schon mal - ich denke, einigermaßen zufriedenstellend.
Nun optimiert mal schön... Ich habe die Schaltung angefügt.
Hermann schrieb:> Nun optimiert mal schön... Ich habe die Schaltung angefügt.
Deiner Aufforderung mögen ja manche folgen, aber für mich ist die
Ausgangslage zu wenig auf ein erstrebenwertes Ziel ausgelgt, bzw. zu
akademisch um da wirklich tiefer in deine Schaltung einzusteigen.
Ein Netzteil mit einstellbar ca. 10V Ausgangsspannung und ca. 0,3-0,4A
Ausgangsstrom und die unten angeführten Punkte läßt ja wirklich kein
"willhaben" Gefühl bei mir aufkommen.
Also einigermaßen klare Zielvorstellungen was Spannung und Strom
betrifft wären sinnvoll.
Was mir auch noch auffällt bei deiner Schaltung, warum verwendets du
keinen Single-Supply OP, würdest die negative Versorgung ersparen. Gibt
es genügend wie z.B. den LT1013 (ist besser als der LM358) ist recht
günstig und wahrscheinlich auch für Bastler leicht besorgbar.
Ein weiterer Punkt der mir in deiner Schaltung nicht gefällt ist, dass
die Vorgabespannungen für Spannungsregelung und Strombegrenzung kein
gemeinsame Masse haben, also für eine allfällige Vorgabe mittels DA und
uC denkbar ungeeignet sind.
Fritz schrieb:> in Netzteil mit einstellbar ca. 10V Ausgangsspannung und ca. 0,3-0,4A> Ausgangsstrom
Das wundert mich jetzt wirklich. Ich dachte es war von Anfang an klar,
dass es sich hier um die Entwicklung des Schaltungsdesigns und der
Regelungsauslegung handelt.
Dabei kam es z.B. beim Op ursprünglich nur darauf an, dass er die hohen
Frequenzen schafft. Inzwischen geht bestimmt auch ein Billig-OP. Auch
bei den Transistoren kommt es nur noch auf die Leistungsdaten an.
Also: deine konkreten Anforderungen musst du schon selbst einstellen. Es
ist ja nicht so schwer, V2 zu erhöhen, den OP auszutauschen, andere
Transitoren zu nehmen, R1 anzupassen, R1 auf zulässige Leistung zu
überprüfen. Und dann zum Schluss den I- und U-Regler anzupassen.
Gemeinsame Masse für I- und U-Vorgabe macht Sinn. Das ist ja keine
Hürde, dazu braucht man die I-Sollvorgabe einfach an Plus von OP-I
einzuspeisen.
Für die engültige Schaltung würde ich noch vieles ändern - das war
erstmal noch nicht das Entwicklungsziel.
Hermann schrieb:> Weil das mit dem Strom so gut ging und keine spontanen Einwände kommen,> können wir ja aufs Ganze gehen. Hier ist also das ganze Netzteil. Ich> habe mich gleich auf die Ablösung von Strom- und Spg-Regelung> konzentriert.> …
Ehrlich gesagt finde ich, dass deine Stromregelung viel zu spät greift.
Liegt das am OPV oder an den Transistoren? Ich mein, die Stromreglung
braucht ja locker 500 µs bis sie mal reagiert wenn ich mir das Diagramm
so anschaue, das ist meiner Meinung nach viel zu lange. Bei meinem
Selbstbaunetzteil, was im Prinzip ein Spannungsfolger mit
Strombegrenzung darstellt, hat die Strombegrenzung nach ~30 µs fertig
geregelt (siehe Diagramm am Anhang, gleiche Spannung (soll: 6 V am
Ausgang) und Stromlimit (300 mA) mit gleicher Last (27 Ω, bei 0.1 s
werden 47 Ω parallel dazu geschaltet) wie bei dir). Und bei mir regelt
"nur" ein LM358 als OP, Leistungstransistor bei mir ist ein TIP31,
Strombegrenzer ist ein BC548.
Michael Köhler schrieb:> Ehrlich gesagt finde ich, dass deine Stromregelung viel zu spät greift.
Das finde ich auch. Es war auch nur das 1. Ergebnis. Das liegt aber
einfach an dem Integrator, der hat mit den 100p und 10k so eine "lame"
Anstiegszeit. Deswegen mussten auch die Dioden weg und ein
Single-Supply-OP bringt noch etwas, da er dann nicht mit -0,6V anfängt.
Du hast wahrscheinlich keinen I-Regler. Ich meine auch, es müsste ein
PI-Regler sein. Den hab ich mal auf die Schnelle eingebaut. Das bringt
schon mal was und macht den dicken Buckel weg. Die Werte sind aber nicht
auf die anderen Regeleingenschaften abgestimmt. Aber wie man sieht, die
letzte Ausregelung ist wieder mit der Zeitkonstanten R*C=500µs - das ist
das normale Verhalten mit einem I-Anteil.
Hermann schrieb:> Du hast wahrscheinlich keinen I-Regler. Ich meine auch, es müsste ein> PI-Regler sein.
Wie gesagt, ich hab nur einen Spannungsfolger, also im Prinzip nur einen
P-Regler. Ein Komparator dient mir als Strombegrenzer der im Bedarfsfall
schlicht dem Spannungsfolger den Strom klaut für den Haupttransistor.
Ich hab man einen Screenshot angehangen wie meine Schaltung dazu
ausschaut. Sicher nicht perfekt, genügt mir jedoch für meine Zwecke und
wurde nur aus Bauteilen aufgebaut, die ich in der Schublade liegen hatte
(u.a. deshalb ist der CurrentSense so groß, nen 0.1 Ohm Widerstand hatte
ich schlicht nicht daheim).
Kurze Kenndaten, falls es interessiert:
OPV: LM358
NPN1: BC548C
NPN2: TIP31A
RoverCurrent: 10 Ohm
R6: 100 Ohm
R1: 10 kOhm
CurrentSense: 1 Ohm
Spannungs- und Stromvorgabe erfolgt über Poti, entsprechend auf Ub
angepasst natürlich (Spannungspoti zwischen Ub und Vminus, Strompoti hat
seinen eigenen LM317, Strom somit zwischen 0 A und 1.25 A vorgebbar).
Michael Köhler schrieb:> Wie gesagt, ich hab nur einen Spannungsfolger, also im Prinzip nur einen> P-Regler. Ein Komparator dient mir als Strombegrenzer der im Bedarfsfall> schlicht dem Spannungsfolger den Strom klaut für den Haupttransistor.
So ganz ist mir das nicht klar geworden. Du hast bestimmt keinen
Komparator den den Strom ausschaltet, sondern wohl eher einen P-Regler,
der den Strom auf einen Sollwert begrenzt. Ein P-Regler ist natürlich
sehr schnell. Er braucht aber eine Soll/Ist-Differenz, damit er einen
Ausgangswert produziert. Damit ist er ungenau und das will man üblich
nicht. Deshalb nimmt man den I-Regler, der Soll-Ist auf Null bringt. Der
PI- oder PID-Regler soll beide Vorteile vereinen.
Da muss man abwägen: will man nur einen Schutz vor zu hohem Strom, ist
es vielleicht egal, ob der genau stimmt. Oder will man auch eine
Konstantstromquelle, die wirklich konstanten Strom liefert.
Nimm doch das Spice-Modell und lass den Kondensator weg. Bisschen mit
dem Widerstand gespielt, und der Strom wird in µs begrenzt sein.
Hermann schrieb:> So ganz ist mir das nicht klar geworden. Du hast bestimmt keinen> Komparator den den Strom ausschaltet, sondern wohl eher einen P-Regler,> der den Strom auf einen Sollwert begrenzt.
Doch, das ist ein Komparator beim Strombegrenzer. Ich schau mir da ja
nur zwei Spannungen an, Vminus und CurrSet. Je nachdem wie das
Spannungsverhältnis ist, wird der BC548C ein oder ausgeschaltet (gegen
GND). Würde man hier keinen LM358 einsetzen wie ich sondern einen
richtigen Komparator (LM311 oder ähnlich) könnte das sogar recht
ungünstig sein. Der LM358 ist aber ein genügsamer Komparator weshalb die
Regelung damit recht gut klappt. Genau angeschaut hab ich mir das aber
nie.
Ulrich H. schrieb:
Das scheint für mich gedacht zu sein. Danke. Hm. Könntest du noch das
Modell des BD135_PLP anhängen? Was heißt PLP?
Die Regelzeit könnte man nichtlinear mittels Begrenzerdioden in der
Rückkopplung verschnellern.
Da gibt es doch auch selbsteinstellende PID-Regler. Vielleicht wäre
sowas in einem MCU möglich, wenn das Netzteil eh schon DACs hat.
Michael Köhler schrieb:> Doch, das ist ein Komparator beim Strombegrenzer. Ich schau mir da ja> nur zwei Spannungen an, Vminus und CurrSet. Je nachdem wie das> Spannungsverhältnis ist, wird der BC548C ein oder ausgeschaltet
Das kann so nicht sein, sonst hättest du im Begrenzungsfall einen
Rechteckgenerator. Wenn er ausgeschaltet hat, ist der Strom ja weg und
er schaltet sofort wieder ein. Ein Rechteck misst du natürlich auch als
kleineren Strom. Du wirst da irgendeine Rückkopplung vom Ausgang zum
Currset haben. Dein 1. Bild sieht jedenfalls so aus. Sonst wird es
höchste Zeit mal auf den Oszi zu gucken.
Der Regelerentwurf den ich oben eingestellt haben, hat so einige Macken
- der ist viel zu schnell und damit nicht realistisch. Der Transistor
liefert einfach schon zu viel Verstärkung, da gibt es also noch einiges
anzupassen. Ob das stabil wird, hängt von den Details des OPs ab - die
meist zu sehende Resonanz bei etwa 3 MHz kommt z.B. vom OP. Auch ist die
Schaltung auf einen sehr kleinen ESR bei einem der Ausgangskondensatoren
angewiesen.
Ein selbsteinstellender Regler ist im Prinzip logisch gedacht, aber eine
Schaltung kann ggf. die Impedanz von einer ms zur anderen ändern, und so
etwas kann ein Regler mit automatischem Abgleich nicht folgen und läuft
dann Gefahr für den einen Zustand zu stark zu optimieren und dann bei
geänderter Last instabil zu werden. Das ganze mit einem ADC/DAC und µC
als digitaler Regler zu machen ist sehr anspruchsvoll. Schließlich geht
es um kleine Verzögerungen im µs Bereich und weniger. Außerdem will man
ein geringes Rauschen, wenn es geht im µV Bereich und auch eine
Stabilität von besser als mV - da wären dann also auch Wandler mit hoher
Auflösung (ggf. mehr als 16 Bit) gefragt. Das ist heute ggf. nicht mehr
unmöglich damit so etwa die Qualität einer einfachen relativ langsamen
analogen Schaltung zu erreichen. Der logische Schritt ist eigentlich
dann eher bei der Endstufe etwas schneller als ein 2N3055 zu werden
(ggf. mit MOSFETs) und weiter klassischen analog zu regeln. Ein bisschen
kann man da auch noch analog machen, etwa so etwas wie Antiwindup, ggf.
auch mit leichter Digitaler Unterstützung. Die Diode in der Rückkopplung
am OP ist da schon ein erster Schritt in die Richtung.
Eine an sich schönere Reglerschaltung nach dem Prinzip mit schwebender
Hilfsspannung, etwa nach dem Prinzip das HP nutzt, gab es hier im Forum
schon mal (inrgendwas mit Funktionsgenrator und Netzteil im Titel). Da
kann man auch relativ leicht einen (aber auch nur 1) MOSFET als Endstufe
nutzen und damit recht schnell regeln, wenn auch bei begrenzter Leistung
Hier noch mal das Model zum BD135, kommt vom Phillips (jetzt NXP - daher
auch der Zusatz PLP) und könnte z.B. an die Datei
.../LTC/SwCADIII/lib/cmp/standard.bjt angehängt werden. Es gibt da eine
längere Liste mit Phillips Typen, einiger sind allerdings als Subcircuit
mit Gehäuseeffekten und nicht so einfach nutzbar.
.MODEL QBD135/PLP NPN(
+ IS = 4.815E-14
+ NF = 0.9897
+ ISE = 1.389E-14
+ NE = 1.6
+ BF = 124.2
+ IKF = 1.6
+ VAF = 222
+ NR = 0.9895
+ ISC = 1.295E-13
+ NC = 1.183
+ BR = 13.26
+ IKR = 0.29
+ VAR = 81.4
+ RB = 0.5
+ IRB = 1E-06
+ RBM = 0.5
+ RE = 0.165
+ RC = 0.096
+ XTB = 0
+ EG = 1.11
+ XTI = 3
+ CJE = 1.243E-10
+ VJE = 0.7313
+ MJE = 0.3476
+ TF = 6.478E-10
+ XTF = 29
+ VTF = 2.648
+ ITF = 3.35
+ PTF = 0
+ CJC = 3.04E-11
+ VJC = 0.5642
+ MJC = 0.4371
+ XCJC = 0.15
+ TR = 1E-32
+ CJS = 0
+ VJS = 0.75
+ MJS = 0.333
+ FC = 0.9359 )
*$
Da so ein Netzteil selten schnelle Änderungen durchführen muß, käme ein
DAC als simple PWM in Frage. 16-Bit sind da kein Problem. Galvanische
Isolation wäre damit auch einfach.
Hermann schrieb:> Du wirst da irgendeine Rückkopplung vom Ausgang zum> Currset haben.
Wo soll die denn herkommen?
Na klar hat man eine Rückkopplung, aber nicht auf CurrSet sondern auf
Vminus. Wo siehst du da eine Rückkopplung auf CurrSet?
So einfach ist auch die Wahl beim DAC für den Sollwert auch nicht. In
der Regel will man wenig Rauschen. Es reicht deshalb nicht nur die
Auflösung zu betrachten (da könnte so etwas wie etwa 0,5 mV für die
Spannung völlig ausreichen), sondern der Rauschlevel am Ausgang des DACs
wird wichtig und dass ist bei DACs gar nicht so trivial. Viele günstige
Varianten haben da doch relativ viel Rauschen oder Drift. Ein PWM Signal
müsste man schon sehr gut filtern und auch das Digitale Signal muss sehr
stabil sein, wenn man keine kurzzeitigen Schwankungen im ppm Bereich
haben will. Es könnte gehen, ist aber nicht so trivial.
Den Sollwert auf die andere Seite des Shunts zu transportieren ist
dagegen trivial, mit einem OP als Differenzverstärker.
Ich kann nicht so ganz folgen, wozu sollte ein Netzteil so tolle
Rauschwerte oder überhaupt Stabilität haben. Heutzutage haben alle
Schaltungen eh onboard-Regler (Der ist dann also die vornehmliche
Rauschquelle) und das Labornetzteil stellt nur die Rahmenbedingungen.
Ich halte dies daher für unwichtig. Aber vielleicht sehe ich das nur so
und andere eben anders.
Hermann schrieb:> Das kann so nicht sein, sonst hättest du im Begrenzungsfall einen> Rechteckgenerator.
Ich hab noch mal geschaut und ein passendes Diagramm gefunden im
Datenblatt zum LM311 der ja ein relativ guter Komparator ist, beim LM358
ist diese Kurve wahrscheinlich wesentlich flacher (müsste man aber wohl
extra aufnehmen, hab ich in einem Datenblatt nicht gefunden). In rot hab
ich den idealen Komparator eingezeichnet und mit so einem würde es auch
eine Rechteckschwingung geben.
Michael Köhler schrieb:> beim LM358> ist diese Kurve wahrscheinlich wesentlich flacher
Ich käme nie auf die Idee, einen OP ohne Mit- oder Gegenkopplung zu
betreiben. Was damit in deiner Schaltung passiert kann ich nicht sagen.
Zu der von dir zu Recht beanstandeten Reglerablösung habe ich jetzt noch
die PI-Optimierung gemacht. Die Reglerablösung klappt hiermit viel
besser. Strom und Spannung sind nach weniger als 100µs ausgeregelt. Auch
die normale I- und U-Regelung sieht mit diesen Parametern gut aus - zum
Test einfach den I- oder U-Sollwert ganz hoch stellen. Damit bin ich
erstmal zufrieden. Mit der Spice-Modell-Auswahl habe ich noch so meine
Probleme. Habe jetzt den UniversalOpamp2 genommen, der braucht
wenigstens keine 2. Spg. Die Umschaltspikes habe ich nicht bearbeitet,
erst mal sehen wie die in der Realität aussehen.
Ulrich H. schrieb:> Hier noch mal das Model zum BD135, kommt vom Phillips (jetzt NXP - daher> auch der Zusatz PLP) und könnte z.B. an die Datei> .../LTC/SwCADIII/lib/cmp/standard.bjt angehängt werden
Vielen Dank für die Info. Im Internet war das so kompliziert
beschrieben, dass ich mir das für später vorgenommen hatte. Die
standard.bjt kannte ich noch nicht. Das war für einen LTSpice-Anfänger
ein wichtiger Tipp. Hoffentlich gelingt mir das auch für OPs.
Hermann schrieb:> Hoffentlich gelingt mir das auch für OPs.
OPVs sind wesentlich schwieriger. Das sind im Prinzip eingebettete
Spice-Schaltungen (daher subcircuits, subckt). Hier mal meinen LM358:
*NOTE: Model is for single device only and simulated
44
* supply current is 1/2 of total device current.
45
* Output crossover distortion with dual supplies
46
* is not modeled.
47
*
48
****************INPUT STAGE**************
49
*
50
IOS 2 1 5N
51
*^Input offset current
52
R1 1 3 500K
53
R2 3 2 500K
54
I1 99 4 100U
55
R3 5 50 517
56
R4 6 50 517
57
Q1 5 2 4 QX
58
Q2 6 7 4 QX
59
*Fp2=1.2 MHz
60
C4 5 6 128.27P
61
*
62
***********COMMON MODE EFFECT***********
63
*
64
I2 99 50 75U
65
*^Quiescent supply current
66
*EOS 7 1 POLY(1) 16 49 2E-3 1
67
BOS 7 1 V=2e-3+V(16)-V(49)
68
*Input offset voltage.^
69
R8 99 49 60K
70
R9 49 50 60K
71
*
72
*********OUTPUT VOLTAGE LIMITING********
73
V2 99 8 1.63
74
D1 9 8 DX
75
D2 10 9 DX
76
V3 10 50 .635
77
*
78
**************SECOND STAGE**************
79
*
80
EH 99 98 99 49 1
81
*G1 98 9 POLY(1) 5 6 0 9.8772E-4 0 .3459
82
BG1 98 9 I=9.8772e-4*(V(5)-V(6))
83
*Fp1=7.86 Hz
84
R5 98 9 101.2433MEG
85
C3 98 9 200P
86
*
87
***************POLE STAGE***************
88
*
89
*Fp=2 MHz
90
G3 98 15 9 49 1E-6
91
R12 98 15 1MEG
92
C5 98 15 7.9577E-14
93
*
94
*********COMMON-MODE ZERO STAGE*********
95
*
96
*Fpcm=10 KHz
97
G4 98 16 3 49 5.6234E-8
98
L2 98 17 15.9M
99
R13 17 16 1K
100
*
101
**************OUTPUT STAGE**************
102
*
103
*F6 50 99 POLY(1) V6 300U 1
104
BF6 50 99 I=300U+I(V6)
105
E1 99 23 99 15 1
106
R16 24 23 17.5
107
D5 26 24 DX
108
V6 26 22 .63V
109
R17 23 25 17.5
110
D6 25 27 DX
111
V7 22 27 .63V
112
V5 22 21 0.27V
113
D4 21 15 DX
114
V4 20 22 0.27V
115
D3 15 20 DX
116
L3 22 28 500P
117
RL3 22 28 100K
118
*
119
***************MODELS USED**************
120
*
121
.MODEL DX D(IS=1E-15)
122
.MODEL QX PNP(BF=1.111E3)
123
.ENDS LM358
Hermann schrieb:> Ich käme nie auf die Idee, einen OP ohne Mit- oder Gegenkopplung zu> betreiben. Was damit in deiner Schaltung passiert kann ich nicht sagen.
Ist aber für einen Komparator nicht grade so unüblich und wie schon
gesagt, die Rückkopplung ist ja über Vminus da ;)
Michael Köhler schrieb:> die Rückkopplung ist ja über Vminus da
Dein Schaltplan ist schwer zu lesen. Eine Rückkopplung heißt vom
OP-Ausgang auf den Eingang - die finde ich nicht. Ein offener OP-Ausgang
verstärkt im Ideal-Fall unendlich - messen kann man da nichts.
Vielen Dank für dein Modell, wird es mit OPs doch wohl schwieriger.
Hermann schrieb:> Dein Schaltplan ist schwer zu lesen.
Eigentlich nicht wirklich. Knoten mit gleichem Namen sind einfach
verbunden. Ich habs grad mal zusammen gezeichnet, vielleicht ist es dann
klarer/leichter zu lesen für dich.
Hermann schrieb:> Ein offener OP-Ausgang> verstärkt im Ideal-Fall unendlich - messen kann man da nichts.
Im Idealfall, richtig. Und dann hätte man auch den Rechteckgenerator,
den du schon erwähnt hast. Jedoch ist die reale Welt nicht ideal, im
Fall des Komparators heißt das, dass es mindestens einen linearen
Übergang gibt am Ausgang und sich die Spannung da nicht plötzlich/abrupt
von der positiven Versorgungsspannung auf die negative
Versorgungsspannung umstellt. Die Verstärkung des Komparators/OPVs ist
halt begrenzt und nicht unendlich. Für die anderen Bauteile gilt
selbstverständlich das gleiche. Spice versucht so gut es geht die reale
Welt nach zu bilden. Manchmal passt das wie die Faust aufs Auge und
manchmal passt es nur solala und hin und wieder passt es auch gar nicht.
Michael Köhler schrieb:> Manchmal passt das wie die Faust aufs Auge und> manchmal passt es nur solala und hin und wieder passt es auch gar nicht
Ja, das ist doch schlimm. Wenn du da Glück gehabt hast, mag ich das kaum
glauben. Wenn man regeln will, braucht man sehr definierte Verhältnisse
und da passt man immer die Verstärkung mit Betag und Phase über die
Gegenkopplung an die Regelstrecke an. Lies dich mal in die Grundlagen
der Regelungstechnik ein. Danach kannst du dann an einem LTSpice P-, I-,
PI- und PID-Regler Erfahrung sammeln.
Das Problem mit dem Modellen und ggf. doch etwas anderen realen Teilen
hat man leider beim Spannungsregler. Da hilft es auch nicht viel die
Theorie des PID Regler bestens zu verstehen, wenn die realen Teile sich
nicht so verhalten wie man rechnet. Der OP in der Schaltung kann meist
noch als Ideal angenommen werden, aber besonders die
Leistungstransistoren sind halt nur bei niedrigen Frequenzen einfach zu
beschreiben. So ab 10-100 kHz fängt der 2N3055 halt an sich doch schon
etwas anders zu verhalten. Das prinzipielle Verhalten treffen die SPice
Modelle dabei schon ganz gut, nur sind gerade beim 2N3055 nicht alle
Exemplare gleich. Je nach Hersteller und im kleineren Umfang Charge gibt
es da halt schon Abweichungen. Der 2. Punkt an den man ggf. denken muss,
ist das auch Kondensatoren und kleine Widerstände (etwa der Shunt) keine
idealen Teile sind. Auch da hat man ESR und parasitäre Induktivitäten,
die bei einer so niederohmigen Schaltung wichtig werden können. Auch an
die Widerstände und Induktivitäten von Leitungen muss man ggf. denken,
vor allem wenn die Endstufentransistoren extern auf einem Kühlkörper
sind. Von daher bevorzuge ich eher das TOP3 Gehäuse oder ähnliches (z.B.
TIP3055 statt 2N3055), selbst wenn man da ggf. den einen oder anderen
Transistor mehr braucht.
Die Simulation kann entsprechend nur das Grundgerüst liefern, und ggf.
die kritischen Teile identifizieren. Eine Test und ggf. Abgleich an der
realen Hardware kann man damit nicht ganz ersetzen - zumindest nicht für
das eher hochfrequente Verhalten.
Ulrich H. schrieb:> Die Simulation kann entsprechend nur das Grundgerüst liefern
Da hast du bestimmt Recht, aber das ist doch schon mal was. Ich habe
jetzt mit deiner Hilfe meine Wunsch-Transistoren eingesetzt und musste
die Verstärkung der Spannungsregelung halbieren. Das passiert in der
Realität bestimmt nochmal.
Hermann schrieb:> Michael Köhler schrieb:>> Manchmal passt das wie die Faust aufs Auge und>> manchmal passt es nur solala und hin und wieder passt es auch gar nicht>> Ja, das ist doch schlimm. Wenn du da Glück gehabt hast, mag ich das kaum> glauben. Wenn man regeln will, braucht man sehr definierte Verhältnisse…
Öhm, da hast du mich wohl falsch Verstanden. Das mit der Faust und dem
Auge war auf die Spicemodelle bezogen und wie gut diese die Wirklichkeit
wiedergeben können. Klar hab ich mir vorher schon was dabei gedacht und
nicht blind was zusammen gesteckt.
