Hallo, ich möchte mich endlich mal an einer Konstantstromquelle mit OPV und FET versuchen, nach der Schaltung im Tutorial. Allerdings soll die Stromstärke regelbar sein, dazu hängt I_SOLL mit einem Glättungskondensator an einem Spannungsteiler und dieser an einem PWM-Pin des steuernden µC. Betrieben werden soll eine Leistungs-LED mit 3A an einer Li-Ionen-Zelle (18650). Um möglichst wenig Spannung zu verlieren, soll der Messwiderstand klein sein; für 3A wären, sagen wir mal, 50mV Spannungsabfall oder weniger am Messwiderstand schön (entsprechend 16,7mOhm Messwiderstand), damit bei sinkender Zellenspannung die Regelung nicht so früh aussetzt. Ich hatte mit Operationsverstärkern bislang nicht viel zu tun; ich nehme an, die wichtigsten Eigenschaften für mich sind Rail-to-Rail, bzw. eigentlich nur 'lower rail' für die Eingänge, sowie ein geringer Input Voltage Offset, damit bei niedrigen Ziel-Stromstärken (sagen wir 5% und damit nur 2.5mV) das Resultat auch tatsächlich dem gewünschten Wert in guter Nähering entspricht. Sollte also deutlich unter 0.5mV sein. Schnell muss er nicht sein. Außerdem kann es da recht warm werden. Zusätzlich ergeben sich weitere Anforderungen: Die Schaltung soll sehr klein werden, daher soll auch der OPV klein sein, sowas wie ein kleiner 5/6-pin SMD (SOT23). Ich bin gerade durch Herumsuchen neben dem Schreiben auf den MCP6V11 gestoßen, der scheint mit seiner Input Offset Voltage von 8µV (und geringer Temperaturabhängigkeit) sehr gut geeignet zu sein. Stimmt das? Muss ich noch auf was anderes achten? Gibt es geeignetere OPV? Ist es dann möglich, den Messwiderstand noch etwas weiter zu verringern (für weniger Spannungsabfall), oder spricht da was dagegen? (Bei sinkender Zellenspannung nimmt auch die Spannung des PWM-Signals des µC und damit an I_SOLL ab. Das muss ich dann wohl im µC per Software kompensieren, oder gibt es da noch eine trickreiche andere Möglichkeit?)
wenn du bei 3a was falsch machst ist das ergebnis rauch. fange doch erst mal min. eine zehnerpotenz kleiner an, wenn es dir um den lerneffekt geht.
LEDfan schrieb: > Um möglichst wenig Spannung zu verlieren, soll der Messwiderstand klein > sein; für 3A wären, sagen wir mal, 50mV Spannungsabfall Idee gut - Patient trotzdem tot! Bei - sagen wir 30 Volt und 3 Ampere müssen Deine "Steller" mindestens 90 Watt verheizen, Kühlbleche sind angesagt...
Mani W. schrieb: > Bei - sagen wir 30 Volt und 3 Ampere müssen Deine "Steller" mindestens > 90 Watt verheizen, Kühlbleche sind angesagt... LEDfan schrieb: > Betrieben werden soll eine Leistungs-LED mit > 3A an einer Li-Ionen-Zelle (18650). Thema verfehlt. LEDfan schrieb: > (Bei sinkender Zellenspannung nimmt auch die Spannung des PWM-Signals > des µC und damit an I_SOLL ab. Das muss ich dann wohl im µC per Software > kompensieren, oder gibt es da noch eine trickreiche andere Möglichkeit?) Eine u.U. einfachere Möglichkeit ist mit dem ADC des µC direkt den Ist-Strom zu messen und den PWM-Wert entsprechend nachzuregeln. Alternativ kann man die gefilterte PWM auch rückmessen, ja.
Dass man am Messwiderstand einen kleinen Spannungsfall nur haben will ist üblich und keine Besonderheit. Da es anscheinend auch um den Lerneffekt geht würde ich beim ersten Testaufbau aber gar nicht auf den kleinen Spannungsfall achten sondern erst mal schaun ob ich überhaupt so was zusammengebaut bekomme dass ich den Strom wie gedacht steuern kann.
@ LEDfan (Gast) >Glättungskondensator an einem Spannungsteiler und dieser an einem >PWM-Pin des steuernden µC. Betrieben werden soll eine Leistungs-LED mit >3A an einer Li-Ionen-Zelle (18650). Dazu nimmt man im Allgemeinen KEINE lineare Konstantstromquelle sondern eine auf Schaltreglerbasis. Konstantstromquelle fuer Power LED >Um möglichst wenig Spannung zu verlieren, soll der Messwiderstand klein >sein; für 3A wären, sagen wir mal, 50mV Spannungsabfall oder weniger am >Messwiderstand schön (entsprechend 16,7mOhm Messwiderstand), damit bei >sinkender Zellenspannung die Regelung nicht so früh aussetzt. Lohnt sich nicht, wenn man so oder so eine lineare Konstantstromquelle hat, die verheiztz so oder so viel sinnlose Energie. Bleib bei 100mV. >Ich hatte mit Operationsverstärkern bislang nicht viel zu tun; ich nehme >an, die wichtigsten Eigenschaften für mich sind Rail-to-Rail, bzw. >eigentlich nur 'lower rail' für die Eingänge, sowie ein geringer Input >Voltage Offset, damit bei niedrigen Ziel-Stromstärken (sagen wir 5% und >damit nur 2.5mV) das Resultat auch tatsächlich dem gewünschten Wert in >guter Nähering entspricht. Ja. > Sollte also deutlich unter 0.5mV sein. Naja. > Schnell muss er nicht sein. Außerdem kann es da recht warm werden. >Zusätzlich ergeben sich weitere Anforderungen: Die Schaltung soll sehr >klein werden, daher soll auch der OPV klein sein, sowas wie ein kleiner >5/6-pin SMD (SOT23). Kann man machen. >Ich bin gerade durch Herumsuchen neben dem Schreiben auf den MCP6V11 >gestoßen, der scheint mit seiner Input Offset Voltage von 8µV (und >geringer Temperaturabhängigkeit) sehr gut geeignet zu sein. Stimmt das? Könnte sein. >Muss ich noch auf was anderes achten? Gibt es geeignetere OPV? Es gibt hunderte, davon sind Dutzende gut geeignet. >Ist es dann möglich, den Messwiderstand noch etwas weiter zu verringern >(für weniger Spannungsabfall), oder spricht da was dagegen? Die Praxisrelevanz. >(Bei sinkender Zellenspannung nimmt auch die Spannung des PWM-Signals >des µC und damit an I_SOLL ab. Das muss ich dann wohl im µC per Software >kompensieren, oder gibt es da noch eine trickreiche andere Möglichkeit?) Den uC mit einem Low-Drop Regler mit konstanter Spannung speisen.
LEDfan schrieb: > mich sind Rail-to-Rail, bzw. eigentlich nur 'lower rail' für die Eingänge Das nennt man single supply. LEDfan schrieb: > Zusätzlich ergeben sich weitere Anforderungen: Die Schaltung soll sehr > klein werden, daher soll auch der OPV klein sein, sowas wie ein kleiner > 5/6-pin SMD (SOT23). Es gibt viele OpAmp in SOT23-6. Entscheidend ist C1, R1 und R4 passend zum OpAmp und Transistor auszulegen. Das geht nicht ohne die Regelcharacteristik nachzumessen per Oszilloskop. > Ich bin gerade durch Herumsuchen neben dem Schreiben auf den MCP6V11 > gestoßen, der scheint mit seiner Input Offset Voltage von 8µV (und > geringer Temperaturabhängigkeit) sehr gut geeignet zu sein. Stimmt das? Er ist übertrieben genau, dafür sehr langsam. Schon ein LMV321 mit typisch 1mV täte es, denn bei einer LED kommt es kaum auf 10% der 50mV an. Du baust dir alleine mit schlechter Masseführung am shunt mehr als 1mA Abweichung ein. Letztlich ist es aber egal. Wenn der OpAmp genug Spannung für den Transistor liefern kann und die Versorgungsspannung aushält, tut es in der anspruchslosen Schaltung jeder single supply OpAmp.
@Falk: Bei Li-Ionen-Akku an Power-LED ist die Differenz zwischen Zellen- und LED-Spannung so klein, dass ein Linearregler gute Effizienz liefert. @MaWin: Wenn ich die LED aber auf 10% runterregeln will, wäre es blöd, wenn es da nochmal +- 10% (also 0..20%) hätte. Da ich sowieso nicht schnell sein will (kein dynamisches Signal), reicht es doch, wenn ich die Zeitkonstante R1*C1 einfach recht groß mache, dachte ich; die dort angegebene 10k*1nF wären 10µs, wenn ich da auf 10nF ginge, wähnte ich mich auf der sicheren Seite. Oder anders gefragt: Wie bestimme ich denn passende Werte? Aus welchen Eigenschaften des OpAmp und des Transistors? Slew Rate, Gate Charge?
@ LEDfan (Gast) >@Falk: Bei Li-Ionen-Akku an Power-LED ist die Differenz zwischen Zellen- >und LED-Spannung so klein, dass ein Linearregler gute Effizienz liefert. Das sollte man aber vorher mitteilen. >Oder anders gefragt: Wie bestimme ich denn passende Werte? Aus welchen >Eigenschaften des OpAmp und des Transistors? Slew Rate, Gate Charge? Messen. Steht im Artikel. Die Rechung ist hier unverhältnismäßig aufwändig und bringt eher wenig.
>>@Falk: Bei Li-Ionen-Akku an Power-LED ist die Differenz zwischen Zellen- >>und LED-Spannung so klein, dass ein Linearregler gute Effizienz liefert. > Das sollte man aber vorher mitteilen. Habe ich doch, dachte ich... "Betrieben werden soll eine Leistungs-LED mit 3A an einer Li-Ionen-Zelle (18650)." Ok, dann nehme ich einfach mal die genannten Werte und schaue, ob es schwingt.
Also der MCP6V11 ware nicht meine erste Wahl und auch nicht meine Zweite, aber er würde sicherlich gut funktionieren falls Dein MOSFET mit solch kleinen Ansteuerspannungen zurechtkommt. Insbesondere hat der MCP6V11 die immanent wichtige Eigenschaft eines kleinen Leckstromes und einer geringen Stromaufnahme über die Eingänge.
LEDfan schrieb: > @Falk: Bei Li-Ionen-Akku an Power-LED ist die Differenz zwischen Zellen- > und LED-Spannung so klein, dass ein Linearregler gute Effizienz liefert. Kommt darauf an. Ist die Zelle fast leer hast du kaum noch Luft zum Regeln. Auch musst du beachten, dass deine Gate-Sourcespannung ausreichend hoch ist um den Mosfet genügend durchzusteuern. Wenn der Akku aber fast voll ist fällt am Regeltransistor bei 3A (je nach Led Durchlassspannung) bis zu 2-3W ab, die müssen weg, insofern nützt dir ein möglichst kleiner OP nichts, der Transistor muss die Leistung los werden können.
LEDfan schrieb: > @MaWin: Wenn ich die LED aber auf 10% runterregeln will, wäre es blöd, > wenn es da nochmal +- 10% (also 0..20%) hätte. Ja, aber die ±10% hast du ja immer, die 10% hoch oder runterregeln nur wenn du was änderst, sprich die ±10% sind lediglich ein Offset der auch noch konstant ist (und damit heraus rechenbar ist, muss nur ein Mal vermessen werden ;)).
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Joa, aber was spricht dagegen, gleich einen mit weniger Offset zu nehmen? :) @Frank: Was wäre denn deine erste Wahl? Und warum? @Der Andere: Ja, einen passenden FET habe ich, der schon bei 2V voll durchschaltet. Und dass der Output des OpAmp dafür rail to rail sein sollte, hatte ich vergessen... Hat aber der MCP6V11 beispielsweise. Wenn sich die Zellspannung dann an die LED-Spannung annähert, wird das dann unreguliert dunkler, das ist mir klar. Damit das möglichst spät passiert, will ich ja einen geringen Messwiderstand und damit einen geringen zusätzlichen Spannungsabfall haben, so dass dieser Moment noch etwas hinausgezögert wird. Aber zu Beginn werde ich erst mal mit größerem Messwiderstand und kleineren LED-Strömen experimentieren. Und mit 2-3W Abwärme am Transistor habe ich gerechnet. Der OPV darf aber trotzdem gerne klein sein :) Mal eine andere (zunächst etwas seltam klingende) Frage: Wie schalte ich die LED am besten sicher ganz aus? Einfach nur den OPV-Eingang runterziehen könnte eventuell noch etwas Strom übrig lassen (zum Beispiel wegen Input Offset Voltage). Sollte ich die Stromversorgung des OPV an einem µC-Pin haben und ausschalten? Sollte ich das FET-Gate nochmal mit dem µC verbinden und bei Bedarf noch runterziehen? Oder den Minus-Eingang hochziehen?
LEDfan schrieb: > Mal eine andere (zunächst etwas seltam klingende) Frage: Wie schalte ich > die LED am besten sicher ganz aus? E Am einfachsten mit einem OpAmp, der einen garantiert positiven Offsetfehler von sagen wir 5mV hat. Dann reicht es, die Steuerspannung auf fast 0 zu setzen. Aber du willst ja unbedingt einen OpAmp, der aufs Mikrovolt genau ist damit die LED Helligkeit auf 0.001% genau stimmt.
LEDfan schrieb: > Joa, aber was spricht dagegen, gleich einen mit weniger Offset zu > nehmen? :) Und was spricht dagegen den Offset "rauszurechnen" (sprich zu kompensieren)? Ein OPV mit niedriger Offsetspannung ist idR auch teuerer als einer mit höherer Offsetspannung incl. Kompensation.
Michael K. schrieb: > was spricht dagegen den Offset "rauszurechnen" (sprich zu > kompensieren)? Ein OPV mit niedriger Offsetspannung ist idR auch teuerer > als einer mit höherer Offsetspannung incl. Kompensation. Dagegen spricht, daß ein höherer Offset i.d.R. mit einer stärkeren Offset-Drift (hauptsächlich Temperatur, aber auch Zeit) korrespondiert. Dann ist eine Offsetkorrektur, insbesondere wenn sie über die Eingangsspannung vorgenommen wird und nicht über die Symmetrierung der Arbeitswiderstände der Eingangsstufe, nicht sonderlich haltbar. Natürlich ist das für die Problemstellung "steuerbare LED-Stromquelle" vollkommen irrelevant. Überhaupt wäre er IMHO besser beraten, die LED bei konstantem Strom zu betreiben und seine ohnehin vorgesehene PWM direkt zum Dimmen zu verwenden.
Axel S. schrieb: > Natürlich ist das für die Problemstellung "steuerbare LED-Stromquelle" > vollkommen irrelevant. Und deswegen fragte ich was dagegen spräche ;)
Meine zweite Wahl wäre einer mit besseren Daten, der MAX4238. Der ist aber auch nur für 5 Volt ausgelegt, da wird es wieder schwierig bei der MOSFET-Auswahl. Deshalb wäre ein Hochvolt-Chopper meine erste Wahl, z.B. der LTC2057. Kostet allerdings etwas mehr als der MCP.
Frank schrieb: > Deshalb wäre ein Hochvolt-Chopper meine erste Wahl Um den Strom von Leds zu regeln? Ich geh davon aus, dass du auch einen 250 PS Traktor nimmst um deinen Vorgarten zu mähen.
Noch mal was in allgemeiner Sache. Was mich hier schon stört ist dieses penetrante Wegleiten zu anderen Lösungsansätzen. Natürlich kann und soll man auf andere Lösungsmöglichkeiten hinweisen, aber wenn der Themaersteller das so lösen möchte laßt ihn doch und helft ihm bei seinen konkreten Fragen. Es ware jämmerlich, wenn wir alle nur noch eine Art von Lösung für ein Problem kennen. Laßt die Leute machen, insbesondere, wenn deren Lösungsansatz auch funktioniert. Euere Lösungsansätze sind nicht die einzigen. Eine PWM-Steuerung hat auch ganz unangenehme Seiteneffekte, insbesondere erhebliche Störungen auf den Versorgungsleitungen, die spezielle Maßnahmen erfordern. Und wenn er seine LEDs genau steuern will umso besser.
Der Andere schrieb: > Frank schrieb: >> Deshalb wäre ein Hochvolt-Chopper meine erste Wahl > > Um den Strom von Leds zu regeln? > > Ich geh davon aus, dass du auch einen 250 PS Traktor nimmst um deinen > Vorgarten zu mähen. Genau solche völlig sinnbefreiten und imhaltsleere Kommentare sind besonders abträglich. Der genaue OPV ist notwendig, weil nur ein sehr kleiner Meßwiderstand verwendet werden soll. Das ist eine zusätzliche Anforderung. Wenn Du mal die Beiträge lessen würdest, dann würdest Du auch mal verstehen, um was es geht.
Äh, warum irrelevant? Im Betrieb wird's warm bis heiß (der Regler ist nahe an der LED), wenn dann die Temparaturdrift für noch mehr Strom sorgt, ist das ja unpraktisch. Ein 'besserer' OPV (mit geringem Offset) heisst für mich, soweit ich das bislang interpretiere: kein Kalibrierungsaufwand, geringe Temperaturabhängigkeit, und recht genaue Regelung bis hinunter zu wenigen Prozent der Maximalstromstärke - für mich klingt das gut. Außerdem ist die Frage, was mir mehr Wert ist: 50ct am OPV sparen oder eine halbe Stunde für's Kalibrieren sparen... @Axel: Warum nicht gleich PWM? Das habe ich schon oft gemacht, funktioniert natürlich... aber eine LED mit 'echten' 600mA ist deutlich effizienter als eine LED mit 3A bei 20% PWM. Hm, ich habe mal eine grundsätzliche Frage, für die ich wahrscheinlich gleich gerügt werde: Brauche ich eigentlich R1/C1 wirklich? Ich will meine Frage erläutern: Ich habe das Tutorial gelesen und die (eher knappe) Erklärung verstanden, glaube ich; ich schreibe mal, wie ich das interpretiert habe. Der Regelkreis (OPV,FET,Shunt) ist ein schwingungsfähiges System mit Rückkopplung und Verstärkung, daher kenn es ganz leicht zu selbsterregten Schwingungen in der Eigenfrequenz (oder den Eigenfrequenzen) kommen. (Ich bin Physiker, daher ist mein Fachvokabular hier vielleicht etwas anders... Ich bemühe mich, Elektronik-Fachvokabular einzubauen, hoffentlich richtig :) ) Die Idee hinter R1/C1 ist nun, für hohe Freqenzen eine Gegenkopplung zu bewirken, also einen Tiefpass einzufügrn, dessen Grenzfrequenz unter den Eigenfrequenzen liegt, bzw. so, dass die Verstärkung (gain) für die Eigenfrequenzen kleiner als 1 ist, damit die Eigenschwingungen abklingen. Oder anders ausgedrückt, man verringert die Unity-Gain-Bandwidth unter die Eigenfrequenzen. Andere Sichtweise: Die Gegenkopplung mit R1/C1 bewirkt, dass schnelle Änderungen durch den C1 eben gegengekoppelt an den OPV zurückgegeben werden und damit einer schnellen Reaktion entgegenwirken, der OPV wird also gebremst und reagiert langsamer (was ein Tiefpass ja auch macht, s.o.), das klingt für mich so, als würde man letzendlich die effektive Slew Rate verringern, um eben hochfrequente Schwingungen auszubremsen. (Das ist also eigentlich das gleiche Argument wie im vorigen Absatz, nur bezogen auf Slew Rate statt Unity-Gain-Bandwidth.) Was aber, wenn der OPV schon eine geringe Unity-Gain-Bandwidth und eine niedrige Slew Rate hat? Der Tiefpass in der Schaltung im Tutorial (R1=10k, C1=1nF) hat eine Grenzfrequenz von 16 kHz (wenn ich richtig gerechnet habe), ungefähr ab dieser Frequenz reduziert er also die Verstärkung; bei welcher Frequenz die nun unter 1 fällt, kann ich erst mal nicht ausrechnen. Der langsame MCP6V11 hat eine Unity-Gain-Bandwidth von 80 kHz - vielleicht reicht das ja schon? Und wirkt der Gate-Widerstand R4 mit der Gate-Kapazität des FET nicht auch wie ein Tiefpass? Könnte man durch erhöhen von R4 also nicht auch die Grenzfrequenz des Regelkreises runterdrücken, um Schwingungen zu vermeiden?
Frank schrieb: > Wenn Du mal > die Beiträge lessen würdest, dann würdest Du auch mal verstehen, um was > es geht. Ich glaube ich habe es besser verstanden als du. Aber sei es drum, wenn du die Halmlänge eines gemähten Rasen unbedingt mit der Schieblehre nachmessen willst mach es. Blöd ist dann nur, dass so ein unnützer Unfug andere finden die sinnvolle Lösungen suchen. Aber im Internet ist sowiso 90% Werbung, 9% Unsinn und ein Prozent Perlen. Da kommt es auf den Thread auch nicht mehr an.
LEDfan schrieb: > Hm, ich habe mal eine grundsätzliche Frage, für die ich wahrscheinlich > gleich gerügt werde: Brauche ich eigentlich R1/C1 wirklich? Da du das ja ohnehin eher als Experiment denn als Lösung eines real existierenden Problems siehst: probiere es doch einfach aus! Wenn du einen Oszi hast, kannnst du dabei eine Menge lernen.
Doch, es soll eigentlich eine wirkliche Lösung werden, mit geätzter Platine etc., aber da dieses Thema neu für mich ist, ist es natürlich auch ein Experiment zum Lernen. Hm, ich glaube, dann werde ich mir mal ein paar MCP6V11 besorgen. Weniger genaue OPV scheinem mir außer einem geringeren Preis keine Vorteile zu haben (außer vielleicht welche mit garantiert positivem Offset zwecks Ausschaltbarkeit, das behalte ich mal im Kopf). @Frank: MAX4238 ist noch ein wenig genauer, aber auch mehr doppelt so teuer, das schätze ich einfach mal als nicht so wichtig ein (menn man mich schon für den MCP6V11 schief anguckt...), LTC2057 braucht höhere Spannung und damit zu viel Schaltungsaufwand, und ich habe einen FET, der bei 2V schon voll durchschaltet. Ich hätte für meine Fragen bezüglich R1/C1 aus der OPV/FET-Schaltung im Tutorial für die Konstantstromquelle gerne mal eine Erklärung gehabt, aber das ist wohl nicht so einfach. Ich werde es ausprobieren, aber wenn es klappt oder nicht klappt, weiß ich ja immer noch nicht so recht warum...
LEDfan schrieb: > Hm, ich glaube, dann werde ich mir mal ein paar MCP6V11 besorgen. Nun ja, der ist halt fürchterlich langsam, 80kHz GBW. C1 der Schaltung wird also etwas grösser, und beim Einschalten fliesst etwas länger ein voller Kurzschlussstrom. LEDfan schrieb: > und ich habe einen FET, der bei 2V schon voll durchschaltet. Unwahrscheinlich, du kannst wahrscheinlich bloss das Datenblatt nicht lesen. Er wird eine UGS(th) von 2V (+/-50%) haben. Du kannst also nur davon ausgehen, daß er unter 1.4V sicher ganz ausgeschaltet ist. > Brauche ich eigentlich R1/C1 wirklich? Nein, man lässt immer alle Bauteile weg, deren Funktion man nicht versteht. Die anderen sind doch blöd, so viel überflüssigen Aufwand zu treiben.
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Ich brauch ja nichts schnelles. Kurzschlussstrom beim Einschalten, das schaue ich mir noch mal an. > Unwahrscheinlich, du kannst wahrscheinlich bloss das Datenblatt nicht > lesen. Du weißt wahrscheinlich bloß nichts über meine FET-Datenblatt-Lesefähigkeit. Doch, der FET taugt. Etwas mehr Freundlichkeit wäre nett... > Nein, man lässt immer alle Bauteile weg, deren Funktion man nicht > versteht. Die anderen sind doch blöd, so viel überflüssigen Aufwand zu > treiben. Ich habe mich wirklich bemüht, meine Frage auszuarbeiten. Mit solchen Platitüden hilft man nicht weiter.
LEDfan schrieb: > Du weißt wahrscheinlich bloß nichts über meine > FET-Datenblatt-Lesefähigkeit. Doch, der FET taugt. Etwas mehr > Freundlichkeit wäre nett... Dann stell doch mal einen Link aufs Datenblatt hier rein. FETs, die bei 2V voll durchschalten, sind wirklich sehr, sehr selten.
LEDfan schrieb: > Ich hätte für meine Fragen bezüglich R1/C1 aus der OPV/FET-Schaltung im > Tutorial für die Konstantstromquelle gerne mal eine Erklärung gehabt, > aber das ist wohl nicht so einfach. Ich werde es ausprobieren, aber wenn > es klappt oder nicht klappt, weiß ich ja immer noch nicht so recht > warum... Die Erklärung ist ganz einfach. Der Ausgangswiderstand + zusätzliche Widerstände des OPV bilden mit der enormen Kapazität eines MOSFETs einen weiteren Pol, bei dem die Schaltung instabil wird. Deshalb braucht man das Dämpfungsglied R1C1 damit man vor dem Pol dämpft. Deshalb ist R1C1 so zu bemessen, daß die Frequenz noch spürbar unterhalb des Poles liegt, ansonsten kommt es zu Problemen (v.a. Schwingen) bei Störungen oder Ansteuerungen im Frequenzbereich des Poles. Die Polstellen von Hand auszurechnen ist nicht einfach, weil in den Datenblättern der OPV-Hersteller entsprechende Daten fehlen, man kann es aber an Hand der Spicedaten berechnen. Am sichersten, wenn man das gleich das bevorzugte Spice Tool selber machen läßt. Man kann mit geeigneter Beschaltung auch den Pol in höhere Frequenzbereiche schieben, wenn man eine schneller reagierende Stromquelle möchte. Entsprechend verschiebt man den Filter auch zu höherer Frequenz. Ich verwende je nach Ansteuerschaltung 20 kHz (normal ~20 mA Gateansteuerung) und 1,5 MHz (schnell ~1 Ampere-Gatesteuerung).
Nicht Dein Ernst, oder? Dass ich jetzt nachweisen muss, dass ich kein Dummschwätzer bin... Das ist schon irgendwie ein persönlicher Affront, und meine Lust, dem nachzukommen, hält sich in Grenzen. Wenn ich das jedoch nicht mache, stehe ich als Dummschwätzer da, weil Dummchwätzer nun mal ebenso reagieren. Daher (unter Protest): DMG6968U - Datenblatt musst Du aber selbst finden. Ich weiß nicht, ob das der Definition von voll durchschalten entspricht, schließlich ist R_DSon bei 2V schon etwas erhöht (aber wird sind uns sicher einig, dass er für den Anwendungszweck selbst bei 2V genug durchschaltet), daher noch: PH2925U. Ich habe eine Liste mit noch einem Dutzend weiterer geeigneter FETs. Bei 2V lässt übrigens die LED schon längst keinen Strom mehr durch; selbst wenn der FET bei 3V schon etwas schwächelt, bräuchte man keine Angst haben.
@Frank: Das heißt, dass ein hoher Gate-Widerstand und Gate-Kapazität, und wahrscheinlich auch eine geringe slew rate, nicht etwa wie ein Tiefpass wirken, sondern eben die Eigenschwingungen/Pole in niedrigere Frequenzen schieben, so dass man beim R1-C1-Tiefpass R1*C1 noch größer wählen muss, damit man das wieder herausdämpfen kann?
Der MCP6V11 ist ausgesprochen langsam, aber sonst ganz gut passend. Mit dem MCP6V31 gibt es auch noch eine etwas schnellere (300 kHz statt 80 kHz) Variante, mit sonst ähnlichen Eigenschaften. Weniger genau, aber immer noch ausreichend gäbe es z.B. den MCP6051. Man kann bei der Stromregung auch einen Offset dazu addieren, so dass man sicher abschalten kann. Ob eine Stromreglung per Schaltwandler was bringt, hängt von den Spannungen ab. Wenn wenig Spannung am Transistor verloren geht und oft nur ein kleiner Strom benötigt wird, ist die Lineare Lösung gar nicht so schlecht und ggf. sogar sparsamer.
LEDfan schrieb: > Daher (unter Protest): DMG6968U Du fragst um Meinungen zu deinen Schaltungsideen, aber die Rückfrage nach einem von dir nicht näher beschriebenen exotischen Bauteil schätzt du als Affront ein, dem du nur unter Protest nachkommst? Komm bitte mal wieder auf den Erboden zurück. Der DMG6968U ist für einen Schaltbetreib gedacht, den Linearbetreib mit bis zu 3A wird er nicht aushalten. Beitrag "Re: MOSFET Linearbetrieb möglich?" Zudem musst du die Verlustleistung am FET im Blick behalten: du brauchst schon sehr viel Kupfer in der Platine, um beim SOT23 Gehäuse 1W wegzukriegen (und 1W hat man bei 3A und vollem Akku schnell mal zusammen). LEDfan schrieb: > das klingt für mich so, als würde man letzendlich die effektive > Slew Rate verringern, um eben hochfrequente Schwingungen auszubremsen. Slew-Rate und Stabilitätsbetrachtung sind zwei verschiedene Dinge. Zur Stabilitätsanalyse betrachtet man ein lineares System (also doppelte Amplitude am Eingang ergibt auch doppelte Amplitude am Ausgang). Die Slew-Rate beschreibt ein nichtlineares Verhalten (was passiert, wenn die Amplitdue zu groß wird). Wenn der OPV instabil läuft, dann wird die Amplitude der Schwingung oft durch die Slew-Rate bestimmt. Aber ob der OPV instabil wird oder nicht, ist prakisch nicht von der Slewrate abhängig: beim Start der Schwingung ist deren Amplitude nämlich zunächst mal noch beliebig klein und das System damit noch linear. http://www.analog.com/library/analogDialogue/archi... http://www.analog.com/en/education/education-libra...
Achim S. schrieb: >> Daher (unter Protest): DMG6968U > Du fragst um Meinungen zu deinen Schaltungsideen, aber die Rückfrage > nach einem von dir nicht näher beschriebenen exotischen Bauteil schätzt > du als Affront ein, dem du nur unter Protest nachkommst? Naja, in Kombination mit dem "du kannst wahrscheinlich bloss das Datenblatt nicht lesen" war ich dann halt ein bisschen sauer. Mit dem DMG ging es mir eigentlich nur darum, ein Beispiel eines FETs zu nennen, der bei 2V durchschaltet; dieser fiel mir spontan ein, weil ich ihn oft für den Betrieb an einer Li-Ionen-Zelle benutze - als Schalter. Für den Linearbetrieb hatte ich ihn nicht vorgesehen, denn dass der die Wärme nicht aushält/abführen kann, ist mir klar. Hm, ok, die slew rate dämpft also schon, aber erst bei großen Amplituden, kann ich nachvollziehen. Aber wieso wirkt ein größerer Gate-Widerstand (in Kombination mit der Gate-Kapazität) nicht dämpfend für höhere Frequenzen?
Die Kombination aus Gatekapazität und Gate-Widerstand ist die störende Verzögerung in der Schleife. An diese muss man den Zweig mit der schnellen Rückkopplung anpassen. Mit LED und Akku gibt es in der Regel aber keine schnellen Störungen, die ausgeregelt werden müssen - die Schleife darf also auch langsam werden.
LEDfan schrieb: > Aber wieso wirkt ein größerer > Gate-Widerstand (in Kombination mit der Gate-Kapazität) nicht dämpfend > für höhere Frequenzen? Macht er. Der OPV schwingt dann halt auf einer anderen Frequenz. Denn gleichzeitig mit der Dämpfung sorgt der Tiefpass bei der Eckfrequenz für zusätzliche 45° Phasenverschiebung. (was Lurchi die "störende Verzögerung in der Schleife" nennt.) Genau diese zu große Phasenverschiebung in der Rückkoppelschleife ruft die Instabilität hervor. Hast du meine Links zu AD gelesen? Dort siehst du, dass Instabilität bei kapazitiver Last durch den Widerstand der Ausgangsstufe des OPV kommt. Wenn du nur einen externen Widerstand dazufügst (und die Rückkopplung nicht vor diesem Widerstand abholst), dann verschlimmerst du den Effekt.
Habe gerade Zeit und wollte mir die Links zu AD mal endlich zu Gemüte führen, da stelle ich fest, die funktionieren nicht, scheinen abgeschnitten zu sein. Aber ich glaube, ich habe nun eine Ahnung, was da eigentlich schwingt, und warum Gatewiderstand und -kapazität Teil des Problems und nicht der Lösung sind. Selbst ein idealer OPV würde schwingen, richtig?
Vermutlich. Siehe https://de.wikipedia.org/wiki/Regelungstechnik Was du vermutlich hast (hab hier noch keinen Schaltplan gesehen), ist ein P-Regler mit sehr hoher Regelverstärkung. Fast stationär genau, neigt aber zum schwingen. Zum Reglerentwurf gehört, sich erstmal ne Ahnung davon zu verschaffen welchen Typs die Regelstrecke eigentlich ist. Grobe Ahnung: Größtenteils PT1 Verhalten. Um das genau zu wissen müsste man mal nen Sprung draufgeben und per Oszi messen. Dann hat man Zeit- und Verstärkungswerte und kann Pol-Nullstellenkompensation machen. Und damit baut man dann den Regler auf. Und dann kann man da feinjustieren mit Potis oder sonstwie. Aber irgendwie planlos Kondensatoren und Widerstände in der Größe zu verändern ist nicht sonderlich zielführend.
Nachtrag: Wenn der Regler sehr schnell sein soll, bietet sich eine Kaskadenregelung an: Der innere Regelkreis regelt entweder Strom an BJT Basis oder Gatespannung am FET, der äußere macht die eigentliche Stromregelung. Damit verkürzt man die Zeitkonstante des Transistors. Das sind ja auch keine unendlich schnellen Bauteile, vor allem Power-MOSFETs mit großer Gatekapazität nicht.
LEDfan schrieb: > @Frank: Das heißt, dass ein hoher Gate-Widerstand und > Gate-Kapazität, > und wahrscheinlich auch eine geringe slew rate, nicht etwa wie ein > Tiefpass wirken, sondern eben die Eigenschwingungen/Pole in niedrigere > Frequenzen schieben, so dass man beim R1-C1-Tiefpass R1*C1 noch größer > wählen muss, damit man das wieder herausdämpfen kann? Ich werd mal ein bißchen ausholen: Ein Operationsverstärker schwingt immer bei starker Gegenkoppelung. Der Operationsverstärker besitzt eine oder mehrere Polstellen (meistens 2), bei der die Schwingbedingung erfüllt sind (Phasendrehung und Verstärkung > 1). Weil das eben meist unschön ist - eben in Fallen starker Gegenkopplung - und seit man Kondensatoren auf Chips integrieren kann haben Hersteller deshalb ein solches "R1"C1-Glied auf dem OPV selbst integriert. Damit ist er selbst bei maximaler Gegenkopplung stabil. Der Nachteil ist, das damit nun die Grenzfrequenz des OPV merklich herabgesetzt wird. Deshalb gibt es auch OPVs ohne Kompensation. Jetzt will man die Stromquelle aufbauen. Die besitzt nun einen MOSFET. Dieser ist doppelt "böse". Erstens verstärkt er vehement und zweitens fügt die enorme Kapazität eine Phasendrehung hinzu. Es ergibt sich eine weitere Polstelle bei der Frequenz: OPV-Ausgangswiderstand + Gatevorwiderstand und Gateeingangskapazität. (Die Verschiebung der internen OPV-Polstellen durch den MOSFET laß ich mal weg). Jetzt kann man entweder einen OPV einsetzen, dessen interne "R1C1"-Kompensation nur noch so tiefe Frequenzen zuläßt, daß selbst der zusätzliche MOSFET der Stromquelle schon kompensiert ist. Ebenfalls kann man die zusätzliche Polstelle durch einen weiteren Verstärker verschieben. Wie oben erwähnt, wenn man das Gate mit einem 100 mal höheren Strom ansteuert kann man bei der 100-fachen Frequenz kompensieren. Und-/Oder man verwendet eben ein zusätzliches R1C1-Glied um höhere Frequenzen abzudämpfen. Wer wirklich das letzte rausholen will, verwendet also kein einfaches R1C1-Glied sondern einen Filter höherer Ordnung und dafür knapper an der Polfrequenz, nur mal so nebenbei angemerkt. Brutal vereinfacht ausgedrückt: Man macht den OPV einfach langsam "genug", damit er langsamer als der MOSFET ist. Noch ein Tip: Wenn man das genau machen will mit Spice, dann sollte man zusätzliche Leitungsinduktivität einfügen, bzw. die Gehäuseinduktivität vom MOSFET (falls nicht schon im MOSFET Modell).
LEDfan schrieb: > Habe gerade Zeit und wollte mir die Links zu AD mal endlich zu Gemüte > führen, da stelle ich fest, die funktionieren nicht, scheinen > abgeschnitten zu sein. Ups, sorry dafür. Hier nochmal die (hoffentlich vollständigen) Links: http://www.analog.com/library/analogDialogue/archives/31-2/appleng.html http://www.analog.com/en/education/education-library/videos/1834672124001.html
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