Hallo,
ich möchte mich endlich mal an einer Konstantstromquelle mit OPV und FET
versuchen, nach der Schaltung im Tutorial. Allerdings soll die
Stromstärke regelbar sein, dazu hängt I_SOLL mit einem
Glättungskondensator an einem Spannungsteiler und dieser an einem
PWM-Pin des steuernden µC. Betrieben werden soll eine Leistungs-LED mit
3A an einer Li-Ionen-Zelle (18650).
Um möglichst wenig Spannung zu verlieren, soll der Messwiderstand klein
sein; für 3A wären, sagen wir mal, 50mV Spannungsabfall oder weniger am
Messwiderstand schön (entsprechend 16,7mOhm Messwiderstand), damit bei
sinkender Zellenspannung die Regelung nicht so früh aussetzt.
Ich hatte mit Operationsverstärkern bislang nicht viel zu tun; ich nehme
an, die wichtigsten Eigenschaften für mich sind Rail-to-Rail, bzw.
eigentlich nur 'lower rail' für die Eingänge, sowie ein geringer Input
Voltage Offset, damit bei niedrigen Ziel-Stromstärken (sagen wir 5% und
damit nur 2.5mV) das Resultat auch tatsächlich dem gewünschten Wert in
guter Nähering entspricht. Sollte also deutlich unter 0.5mV sein.
Schnell muss er nicht sein. Außerdem kann es da recht warm werden.
Zusätzlich ergeben sich weitere Anforderungen: Die Schaltung soll sehr
klein werden, daher soll auch der OPV klein sein, sowas wie ein kleiner
5/6-pin SMD (SOT23).
Ich bin gerade durch Herumsuchen neben dem Schreiben auf den MCP6V11
gestoßen, der scheint mit seiner Input Offset Voltage von 8µV (und
geringer Temperaturabhängigkeit) sehr gut geeignet zu sein. Stimmt das?
Muss ich noch auf was anderes achten? Gibt es geeignetere OPV?
Ist es dann möglich, den Messwiderstand noch etwas weiter zu verringern
(für weniger Spannungsabfall), oder spricht da was dagegen?
(Bei sinkender Zellenspannung nimmt auch die Spannung des PWM-Signals
des µC und damit an I_SOLL ab. Das muss ich dann wohl im µC per Software
kompensieren, oder gibt es da noch eine trickreiche andere Möglichkeit?)
LEDfan schrieb:> Um möglichst wenig Spannung zu verlieren, soll der Messwiderstand klein> sein; für 3A wären, sagen wir mal, 50mV Spannungsabfall
Idee gut - Patient trotzdem tot!
Bei - sagen wir 30 Volt und 3 Ampere müssen Deine "Steller" mindestens
90 Watt verheizen, Kühlbleche sind angesagt...
Mani W. schrieb:> Bei - sagen wir 30 Volt und 3 Ampere müssen Deine "Steller" mindestens> 90 Watt verheizen, Kühlbleche sind angesagt...LEDfan schrieb:> Betrieben werden soll eine Leistungs-LED mit> 3A an einer Li-Ionen-Zelle (18650).
Thema verfehlt.
LEDfan schrieb:> (Bei sinkender Zellenspannung nimmt auch die Spannung des PWM-Signals> des µC und damit an I_SOLL ab. Das muss ich dann wohl im µC per Software> kompensieren, oder gibt es da noch eine trickreiche andere Möglichkeit?)
Eine u.U. einfachere Möglichkeit ist mit dem ADC des µC direkt den
Ist-Strom zu messen und den PWM-Wert entsprechend nachzuregeln.
Alternativ kann man die gefilterte PWM auch rückmessen, ja.
Dass man am Messwiderstand einen kleinen Spannungsfall nur haben will
ist üblich und keine Besonderheit. Da es anscheinend auch um den
Lerneffekt geht würde ich beim ersten Testaufbau aber gar nicht auf den
kleinen Spannungsfall achten sondern erst mal schaun ob ich überhaupt so
was zusammengebaut bekomme dass ich den Strom wie gedacht steuern kann.
@ LEDfan (Gast)
>Glättungskondensator an einem Spannungsteiler und dieser an einem>PWM-Pin des steuernden µC. Betrieben werden soll eine Leistungs-LED mit>3A an einer Li-Ionen-Zelle (18650).
Dazu nimmt man im Allgemeinen KEINE lineare Konstantstromquelle sondern
eine auf Schaltreglerbasis.
Konstantstromquelle fuer Power LED>Um möglichst wenig Spannung zu verlieren, soll der Messwiderstand klein>sein; für 3A wären, sagen wir mal, 50mV Spannungsabfall oder weniger am>Messwiderstand schön (entsprechend 16,7mOhm Messwiderstand), damit bei>sinkender Zellenspannung die Regelung nicht so früh aussetzt.
Lohnt sich nicht, wenn man so oder so eine lineare Konstantstromquelle
hat, die verheiztz so oder so viel sinnlose Energie. Bleib bei 100mV.
>Ich hatte mit Operationsverstärkern bislang nicht viel zu tun; ich nehme>an, die wichtigsten Eigenschaften für mich sind Rail-to-Rail, bzw.>eigentlich nur 'lower rail' für die Eingänge, sowie ein geringer Input>Voltage Offset, damit bei niedrigen Ziel-Stromstärken (sagen wir 5% und>damit nur 2.5mV) das Resultat auch tatsächlich dem gewünschten Wert in>guter Nähering entspricht.
Ja.
> Sollte also deutlich unter 0.5mV sein.
Naja.
> Schnell muss er nicht sein. Außerdem kann es da recht warm werden.>Zusätzlich ergeben sich weitere Anforderungen: Die Schaltung soll sehr>klein werden, daher soll auch der OPV klein sein, sowas wie ein kleiner>5/6-pin SMD (SOT23).
Kann man machen.
>Ich bin gerade durch Herumsuchen neben dem Schreiben auf den MCP6V11>gestoßen, der scheint mit seiner Input Offset Voltage von 8µV (und>geringer Temperaturabhängigkeit) sehr gut geeignet zu sein. Stimmt das?
Könnte sein.
>Muss ich noch auf was anderes achten? Gibt es geeignetere OPV?
Es gibt hunderte, davon sind Dutzende gut geeignet.
>Ist es dann möglich, den Messwiderstand noch etwas weiter zu verringern>(für weniger Spannungsabfall), oder spricht da was dagegen?
Die Praxisrelevanz.
>(Bei sinkender Zellenspannung nimmt auch die Spannung des PWM-Signals>des µC und damit an I_SOLL ab. Das muss ich dann wohl im µC per Software>kompensieren, oder gibt es da noch eine trickreiche andere Möglichkeit?)
Den uC mit einem Low-Drop Regler mit konstanter Spannung speisen.
LEDfan schrieb:> mich sind Rail-to-Rail, bzw. eigentlich nur 'lower rail' für die Eingänge
Das nennt man single supply.
LEDfan schrieb:> Zusätzlich ergeben sich weitere Anforderungen: Die Schaltung soll sehr> klein werden, daher soll auch der OPV klein sein, sowas wie ein kleiner> 5/6-pin SMD (SOT23).
Es gibt viele OpAmp in SOT23-6.
Entscheidend ist C1, R1 und R4 passend zum OpAmp und Transistor
auszulegen. Das geht nicht ohne die Regelcharacteristik nachzumessen per
Oszilloskop.
> Ich bin gerade durch Herumsuchen neben dem Schreiben auf den MCP6V11> gestoßen, der scheint mit seiner Input Offset Voltage von 8µV (und> geringer Temperaturabhängigkeit) sehr gut geeignet zu sein. Stimmt das?
Er ist übertrieben genau, dafür sehr langsam.
Schon ein LMV321 mit typisch 1mV täte es, denn bei einer LED kommt es
kaum auf 10% der 50mV an. Du baust dir alleine mit schlechter
Masseführung am shunt mehr als 1mA Abweichung ein.
Letztlich ist es aber egal. Wenn der OpAmp genug Spannung für den
Transistor liefern kann und die Versorgungsspannung aushält, tut es in
der anspruchslosen Schaltung jeder single supply OpAmp.
@Falk: Bei Li-Ionen-Akku an Power-LED ist die Differenz zwischen Zellen-
und LED-Spannung so klein, dass ein Linearregler gute Effizienz liefert.
@MaWin: Wenn ich die LED aber auf 10% runterregeln will, wäre es blöd,
wenn es da nochmal +- 10% (also 0..20%) hätte.
Da ich sowieso nicht schnell sein will (kein dynamisches Signal), reicht
es doch, wenn ich die Zeitkonstante R1*C1 einfach recht groß mache,
dachte ich; die dort angegebene 10k*1nF wären 10µs, wenn ich da auf 10nF
ginge, wähnte ich mich auf der sicheren Seite.
Oder anders gefragt: Wie bestimme ich denn passende Werte? Aus welchen
Eigenschaften des OpAmp und des Transistors? Slew Rate, Gate Charge?
@ LEDfan (Gast)
>@Falk: Bei Li-Ionen-Akku an Power-LED ist die Differenz zwischen Zellen->und LED-Spannung so klein, dass ein Linearregler gute Effizienz liefert.
Das sollte man aber vorher mitteilen.
>Oder anders gefragt: Wie bestimme ich denn passende Werte? Aus welchen>Eigenschaften des OpAmp und des Transistors? Slew Rate, Gate Charge?
Messen. Steht im Artikel. Die Rechung ist hier unverhältnismäßig
aufwändig und bringt eher wenig.
>>@Falk: Bei Li-Ionen-Akku an Power-LED ist die Differenz zwischen Zellen->>und LED-Spannung so klein, dass ein Linearregler gute Effizienz liefert.> Das sollte man aber vorher mitteilen.
Habe ich doch, dachte ich... "Betrieben werden soll eine Leistungs-LED
mit
3A an einer Li-Ionen-Zelle (18650)."
Ok, dann nehme ich einfach mal die genannten Werte und schaue, ob es
schwingt.
Also der MCP6V11 ware nicht meine erste Wahl und auch nicht meine
Zweite, aber er würde sicherlich gut funktionieren falls Dein MOSFET mit
solch kleinen Ansteuerspannungen zurechtkommt. Insbesondere hat der
MCP6V11 die immanent wichtige Eigenschaft eines kleinen Leckstromes und
einer geringen Stromaufnahme über die Eingänge.
LEDfan schrieb:> @Falk: Bei Li-Ionen-Akku an Power-LED ist die Differenz zwischen Zellen-> und LED-Spannung so klein, dass ein Linearregler gute Effizienz liefert.
Kommt darauf an. Ist die Zelle fast leer hast du kaum noch Luft zum
Regeln. Auch musst du beachten, dass deine Gate-Sourcespannung
ausreichend hoch ist um den Mosfet genügend durchzusteuern.
Wenn der Akku aber fast voll ist fällt am Regeltransistor bei 3A (je
nach Led Durchlassspannung) bis zu 2-3W ab, die müssen weg, insofern
nützt dir ein möglichst kleiner OP nichts, der Transistor muss die
Leistung los werden können.
LEDfan schrieb:> @MaWin: Wenn ich die LED aber auf 10% runterregeln will, wäre es blöd,> wenn es da nochmal +- 10% (also 0..20%) hätte.
Ja, aber die ±10% hast du ja immer, die 10% hoch oder runterregeln nur
wenn du was änderst, sprich die ±10% sind lediglich ein Offset der auch
noch konstant ist (und damit heraus rechenbar ist, muss nur ein Mal
vermessen werden ;)).
Joa, aber was spricht dagegen, gleich einen mit weniger Offset zu
nehmen? :)
@Frank: Was wäre denn deine erste Wahl? Und warum?
@Der Andere: Ja, einen passenden FET habe ich, der schon bei 2V voll
durchschaltet. Und dass der Output des OpAmp dafür rail to rail sein
sollte, hatte ich vergessen... Hat aber der MCP6V11 beispielsweise.
Wenn sich die Zellspannung dann an die LED-Spannung annähert, wird das
dann unreguliert dunkler, das ist mir klar. Damit das möglichst spät
passiert, will ich ja einen geringen Messwiderstand und damit einen
geringen zusätzlichen Spannungsabfall haben, so dass dieser Moment noch
etwas hinausgezögert wird. Aber zu Beginn werde ich erst mal mit
größerem Messwiderstand und kleineren LED-Strömen experimentieren.
Und mit 2-3W Abwärme am Transistor habe ich gerechnet. Der OPV darf aber
trotzdem gerne klein sein :)
Mal eine andere (zunächst etwas seltam klingende) Frage: Wie schalte ich
die LED am besten sicher ganz aus? Einfach nur den OPV-Eingang
runterziehen könnte eventuell noch etwas Strom übrig lassen (zum
Beispiel wegen Input Offset Voltage). Sollte ich die Stromversorgung des
OPV an einem µC-Pin haben und ausschalten? Sollte ich das FET-Gate
nochmal mit dem µC verbinden und bei Bedarf noch runterziehen? Oder den
Minus-Eingang hochziehen?
LEDfan schrieb:> Mal eine andere (zunächst etwas seltam klingende) Frage: Wie schalte ich> die LED am besten sicher ganz aus? E
Am einfachsten mit einem OpAmp, der einen garantiert positiven
Offsetfehler von sagen wir 5mV hat. Dann reicht es, die Steuerspannung
auf fast 0 zu setzen.
Aber du willst ja unbedingt einen OpAmp, der aufs Mikrovolt genau ist
damit die LED Helligkeit auf 0.001% genau stimmt.
LEDfan schrieb:> Joa, aber was spricht dagegen, gleich einen mit weniger Offset zu> nehmen? :)
Und was spricht dagegen den Offset "rauszurechnen" (sprich zu
kompensieren)? Ein OPV mit niedriger Offsetspannung ist idR auch teuerer
als einer mit höherer Offsetspannung incl. Kompensation.
Michael K. schrieb:> was spricht dagegen den Offset "rauszurechnen" (sprich zu> kompensieren)? Ein OPV mit niedriger Offsetspannung ist idR auch teuerer> als einer mit höherer Offsetspannung incl. Kompensation.
Dagegen spricht, daß ein höherer Offset i.d.R. mit einer stärkeren
Offset-Drift (hauptsächlich Temperatur, aber auch Zeit) korrespondiert.
Dann ist eine Offsetkorrektur, insbesondere wenn sie über die
Eingangsspannung vorgenommen wird und nicht über die Symmetrierung der
Arbeitswiderstände der Eingangsstufe, nicht sonderlich haltbar.
Natürlich ist das für die Problemstellung "steuerbare LED-Stromquelle"
vollkommen irrelevant. Überhaupt wäre er IMHO besser beraten, die LED
bei konstantem Strom zu betreiben und seine ohnehin vorgesehene PWM
direkt zum Dimmen zu verwenden.
Axel S. schrieb:> Natürlich ist das für die Problemstellung "steuerbare LED-Stromquelle"> vollkommen irrelevant.
Und deswegen fragte ich was dagegen spräche ;)
Meine zweite Wahl wäre einer mit besseren Daten, der MAX4238. Der ist
aber auch nur für 5 Volt ausgelegt, da wird es wieder schwierig bei der
MOSFET-Auswahl. Deshalb wäre ein Hochvolt-Chopper meine erste Wahl, z.B.
der LTC2057. Kostet allerdings etwas mehr als der MCP.
Frank schrieb:> Deshalb wäre ein Hochvolt-Chopper meine erste Wahl
Um den Strom von Leds zu regeln?
Ich geh davon aus, dass du auch einen 250 PS Traktor nimmst um deinen
Vorgarten zu mähen.
Noch mal was in allgemeiner Sache. Was mich hier schon stört ist dieses
penetrante Wegleiten zu anderen Lösungsansätzen.
Natürlich kann und soll man auf andere Lösungsmöglichkeiten hinweisen,
aber wenn der Themaersteller das so lösen möchte laßt ihn doch und helft
ihm bei seinen konkreten Fragen.
Es ware jämmerlich, wenn wir alle nur noch eine Art von Lösung für ein
Problem kennen.
Laßt die Leute machen, insbesondere, wenn deren Lösungsansatz auch
funktioniert. Euere Lösungsansätze sind nicht die einzigen.
Eine PWM-Steuerung hat auch ganz unangenehme Seiteneffekte, insbesondere
erhebliche Störungen auf den Versorgungsleitungen, die spezielle
Maßnahmen erfordern.
Und wenn er seine LEDs genau steuern will umso besser.
Der Andere schrieb:> Frank schrieb:>> Deshalb wäre ein Hochvolt-Chopper meine erste Wahl>> Um den Strom von Leds zu regeln?>> Ich geh davon aus, dass du auch einen 250 PS Traktor nimmst um deinen> Vorgarten zu mähen.
Genau solche völlig sinnbefreiten und imhaltsleere Kommentare sind
besonders abträglich.
Der genaue OPV ist notwendig, weil nur ein sehr kleiner Meßwiderstand
verwendet werden soll. Das ist eine zusätzliche Anforderung. Wenn Du mal
die Beiträge lessen würdest, dann würdest Du auch mal verstehen, um was
es geht.
Äh, warum irrelevant? Im Betrieb wird's warm bis heiß (der Regler ist
nahe an der LED), wenn dann die Temparaturdrift für noch mehr Strom
sorgt, ist das ja unpraktisch.
Ein 'besserer' OPV (mit geringem Offset) heisst für mich, soweit ich das
bislang interpretiere: kein Kalibrierungsaufwand, geringe
Temperaturabhängigkeit, und recht genaue Regelung bis hinunter zu
wenigen Prozent der Maximalstromstärke - für mich klingt das gut.
Außerdem ist die Frage, was mir mehr Wert ist: 50ct am OPV sparen oder
eine halbe Stunde für's Kalibrieren sparen...
@Axel: Warum nicht gleich PWM? Das habe ich schon oft gemacht,
funktioniert natürlich... aber eine LED mit 'echten' 600mA ist deutlich
effizienter als eine LED mit 3A bei 20% PWM.
Hm, ich habe mal eine grundsätzliche Frage, für die ich wahrscheinlich
gleich gerügt werde:
Brauche ich eigentlich R1/C1 wirklich?
Ich will meine Frage erläutern: Ich habe das Tutorial gelesen und die
(eher knappe) Erklärung verstanden, glaube ich; ich schreibe mal, wie
ich das interpretiert habe.
Der Regelkreis (OPV,FET,Shunt) ist ein schwingungsfähiges System mit
Rückkopplung und Verstärkung, daher kenn es ganz leicht zu
selbsterregten Schwingungen in der Eigenfrequenz (oder den
Eigenfrequenzen) kommen. (Ich bin Physiker, daher ist mein Fachvokabular
hier vielleicht etwas anders... Ich bemühe mich,
Elektronik-Fachvokabular einzubauen, hoffentlich richtig :) )
Die Idee hinter R1/C1 ist nun, für hohe Freqenzen eine Gegenkopplung zu
bewirken, also einen Tiefpass einzufügrn, dessen Grenzfrequenz unter den
Eigenfrequenzen liegt, bzw. so, dass die Verstärkung (gain) für die
Eigenfrequenzen kleiner als 1 ist, damit die Eigenschwingungen
abklingen. Oder anders ausgedrückt, man verringert die
Unity-Gain-Bandwidth unter die Eigenfrequenzen.
Andere Sichtweise: Die Gegenkopplung mit R1/C1 bewirkt, dass schnelle
Änderungen durch den C1 eben gegengekoppelt an den OPV zurückgegeben
werden und damit einer schnellen Reaktion entgegenwirken, der OPV wird
also gebremst und reagiert langsamer (was ein Tiefpass ja auch macht,
s.o.), das klingt für mich so, als würde man letzendlich die effektive
Slew Rate verringern, um eben hochfrequente Schwingungen auszubremsen.
(Das ist also eigentlich das gleiche Argument wie im vorigen Absatz, nur
bezogen auf Slew Rate statt Unity-Gain-Bandwidth.)
Was aber, wenn der OPV schon eine geringe Unity-Gain-Bandwidth und eine
niedrige Slew Rate hat?
Der Tiefpass in der Schaltung im Tutorial (R1=10k, C1=1nF) hat eine
Grenzfrequenz von 16 kHz (wenn ich richtig gerechnet habe), ungefähr ab
dieser Frequenz reduziert er also die Verstärkung; bei welcher Frequenz
die nun unter 1 fällt, kann ich erst mal nicht ausrechnen. Der langsame
MCP6V11 hat eine Unity-Gain-Bandwidth von 80 kHz - vielleicht reicht das
ja schon?
Und wirkt der Gate-Widerstand R4 mit der Gate-Kapazität des FET nicht
auch wie ein Tiefpass? Könnte man durch erhöhen von R4 also nicht auch
die Grenzfrequenz des Regelkreises runterdrücken, um Schwingungen zu
vermeiden?
Frank schrieb:> Wenn Du mal> die Beiträge lessen würdest, dann würdest Du auch mal verstehen, um was> es geht.
Ich glaube ich habe es besser verstanden als du. Aber sei es drum, wenn
du die Halmlänge eines gemähten Rasen unbedingt mit der Schieblehre
nachmessen willst mach es.
Blöd ist dann nur, dass so ein unnützer Unfug andere finden die
sinnvolle Lösungen suchen.
Aber im Internet ist sowiso 90% Werbung, 9% Unsinn und ein Prozent
Perlen. Da kommt es auf den Thread auch nicht mehr an.
LEDfan schrieb:> Hm, ich habe mal eine grundsätzliche Frage, für die ich wahrscheinlich> gleich gerügt werde: Brauche ich eigentlich R1/C1 wirklich?
Da du das ja ohnehin eher als Experiment denn als Lösung eines real
existierenden Problems siehst: probiere es doch einfach aus!
Wenn du einen Oszi hast, kannnst du dabei eine Menge lernen.
Doch, es soll eigentlich eine wirkliche Lösung werden, mit geätzter
Platine etc., aber da dieses Thema neu für mich ist, ist es natürlich
auch ein Experiment zum Lernen.
Hm, ich glaube, dann werde ich mir mal ein paar MCP6V11 besorgen.
Weniger genaue OPV scheinem mir außer einem geringeren Preis keine
Vorteile zu haben (außer vielleicht welche mit garantiert positivem
Offset zwecks Ausschaltbarkeit, das behalte ich mal im Kopf).
@Frank: MAX4238 ist noch ein wenig genauer, aber auch mehr doppelt so
teuer, das schätze ich einfach mal als nicht so wichtig ein (menn man
mich schon für den MCP6V11 schief anguckt...), LTC2057 braucht höhere
Spannung und damit zu viel Schaltungsaufwand, und ich habe einen FET,
der bei 2V schon voll durchschaltet.
Ich hätte für meine Fragen bezüglich R1/C1 aus der OPV/FET-Schaltung im
Tutorial für die Konstantstromquelle gerne mal eine Erklärung gehabt,
aber das ist wohl nicht so einfach. Ich werde es ausprobieren, aber wenn
es klappt oder nicht klappt, weiß ich ja immer noch nicht so recht
warum...
LEDfan schrieb:> Hm, ich glaube, dann werde ich mir mal ein paar MCP6V11 besorgen.
Nun ja, der ist halt fürchterlich langsam, 80kHz GBW.
C1 der Schaltung wird also etwas grösser, und beim Einschalten fliesst
etwas länger ein voller Kurzschlussstrom.
LEDfan schrieb:> und ich habe einen FET, der bei 2V schon voll durchschaltet.
Unwahrscheinlich, du kannst wahrscheinlich bloss das Datenblatt nicht
lesen. Er wird eine UGS(th) von 2V (+/-50%) haben.
Du kannst also nur davon ausgehen, daß er unter 1.4V sicher ganz
ausgeschaltet ist.
> Brauche ich eigentlich R1/C1 wirklich?
Nein, man lässt immer alle Bauteile weg, deren Funktion man nicht
versteht. Die anderen sind doch blöd, so viel überflüssigen Aufwand zu
treiben.
Ich brauch ja nichts schnelles.
Kurzschlussstrom beim Einschalten, das schaue ich mir noch mal an.
> Unwahrscheinlich, du kannst wahrscheinlich bloss das Datenblatt nicht> lesen.
Du weißt wahrscheinlich bloß nichts über meine
FET-Datenblatt-Lesefähigkeit. Doch, der FET taugt. Etwas mehr
Freundlichkeit wäre nett...
> Nein, man lässt immer alle Bauteile weg, deren Funktion man nicht> versteht. Die anderen sind doch blöd, so viel überflüssigen Aufwand zu> treiben.
Ich habe mich wirklich bemüht, meine Frage auszuarbeiten. Mit solchen
Platitüden hilft man nicht weiter.
LEDfan schrieb:> Du weißt wahrscheinlich bloß nichts über meine> FET-Datenblatt-Lesefähigkeit. Doch, der FET taugt. Etwas mehr> Freundlichkeit wäre nett...
Dann stell doch mal einen Link aufs Datenblatt hier rein. FETs,
die bei 2V voll durchschalten, sind wirklich sehr, sehr selten.
LEDfan schrieb:> Ich hätte für meine Fragen bezüglich R1/C1 aus der OPV/FET-Schaltung im> Tutorial für die Konstantstromquelle gerne mal eine Erklärung gehabt,> aber das ist wohl nicht so einfach. Ich werde es ausprobieren, aber wenn> es klappt oder nicht klappt, weiß ich ja immer noch nicht so recht> warum...
Die Erklärung ist ganz einfach. Der Ausgangswiderstand + zusätzliche
Widerstände des OPV bilden mit der enormen Kapazität eines MOSFETs einen
weiteren Pol, bei dem die Schaltung instabil wird. Deshalb braucht man
das Dämpfungsglied R1C1 damit man vor dem Pol dämpft. Deshalb ist R1C1
so zu bemessen, daß die Frequenz noch spürbar unterhalb des Poles liegt,
ansonsten kommt es zu Problemen (v.a. Schwingen) bei Störungen oder
Ansteuerungen im Frequenzbereich des Poles.
Die Polstellen von Hand auszurechnen ist nicht einfach, weil in den
Datenblättern der OPV-Hersteller entsprechende Daten fehlen, man kann es
aber an Hand der Spicedaten berechnen. Am sichersten, wenn man das
gleich das bevorzugte Spice Tool selber machen läßt.
Man kann mit geeigneter Beschaltung auch den Pol in höhere
Frequenzbereiche schieben, wenn man eine schneller reagierende
Stromquelle möchte. Entsprechend verschiebt man den Filter auch zu
höherer Frequenz. Ich verwende je nach Ansteuerschaltung 20 kHz (normal
~20 mA Gateansteuerung) und 1,5 MHz (schnell ~1 Ampere-Gatesteuerung).
Nicht Dein Ernst, oder? Dass ich jetzt nachweisen muss, dass ich kein
Dummschwätzer bin... Das ist schon irgendwie ein persönlicher Affront,
und meine Lust, dem nachzukommen, hält sich in Grenzen. Wenn ich das
jedoch nicht mache, stehe ich als Dummschwätzer da, weil Dummchwätzer
nun mal ebenso reagieren. Daher (unter Protest): DMG6968U - Datenblatt
musst Du aber selbst finden. Ich weiß nicht, ob das der Definition von
voll durchschalten entspricht, schließlich ist R_DSon bei 2V schon etwas
erhöht (aber wird sind uns sicher einig, dass er für den Anwendungszweck
selbst bei 2V genug durchschaltet), daher noch: PH2925U. Ich habe eine
Liste mit noch einem Dutzend weiterer geeigneter FETs.
Bei 2V lässt übrigens die LED schon längst keinen Strom mehr durch;
selbst wenn der FET bei 3V schon etwas schwächelt, bräuchte man keine
Angst haben.
@Frank: Das heißt, dass ein hoher Gate-Widerstand und Gate-Kapazität,
und wahrscheinlich auch eine geringe slew rate, nicht etwa wie ein
Tiefpass wirken, sondern eben die Eigenschwingungen/Pole in niedrigere
Frequenzen schieben, so dass man beim R1-C1-Tiefpass R1*C1 noch größer
wählen muss, damit man das wieder herausdämpfen kann?
Der MCP6V11 ist ausgesprochen langsam, aber sonst ganz gut passend. Mit
dem MCP6V31 gibt es auch noch eine etwas schnellere (300 kHz statt 80
kHz) Variante, mit sonst ähnlichen Eigenschaften.
Weniger genau, aber immer noch ausreichend gäbe es z.B. den MCP6051.
Man kann bei der Stromregung auch einen Offset dazu addieren, so dass
man sicher abschalten kann.
Ob eine Stromreglung per Schaltwandler was bringt, hängt von den
Spannungen ab. Wenn wenig Spannung am Transistor verloren geht und oft
nur ein kleiner Strom benötigt wird, ist die Lineare Lösung gar nicht so
schlecht und ggf. sogar sparsamer.
LEDfan schrieb:> Daher (unter Protest): DMG6968U
Du fragst um Meinungen zu deinen Schaltungsideen, aber die Rückfrage
nach einem von dir nicht näher beschriebenen exotischen Bauteil schätzt
du als Affront ein, dem du nur unter Protest nachkommst? Komm bitte mal
wieder auf den Erboden zurück.
Der DMG6968U ist für einen Schaltbetreib gedacht, den Linearbetreib mit
bis zu 3A wird er nicht aushalten.
Beitrag "Re: MOSFET Linearbetrieb möglich?"
Zudem musst du die Verlustleistung am FET im Blick behalten: du brauchst
schon sehr viel Kupfer in der Platine, um beim SOT23 Gehäuse 1W
wegzukriegen (und 1W hat man bei 3A und vollem Akku schnell mal
zusammen).
LEDfan schrieb:> das klingt für mich so, als würde man letzendlich die effektive> Slew Rate verringern, um eben hochfrequente Schwingungen auszubremsen.
Slew-Rate und Stabilitätsbetrachtung sind zwei verschiedene Dinge. Zur
Stabilitätsanalyse betrachtet man ein lineares System (also doppelte
Amplitude am Eingang ergibt auch doppelte Amplitude am Ausgang). Die
Slew-Rate beschreibt ein nichtlineares Verhalten (was passiert, wenn die
Amplitdue zu groß wird).
Wenn der OPV instabil läuft, dann wird die Amplitude der Schwingung oft
durch die Slew-Rate bestimmt. Aber ob der OPV instabil wird oder nicht,
ist prakisch nicht von der Slewrate abhängig: beim Start der Schwingung
ist deren Amplitude nämlich zunächst mal noch beliebig klein und das
System damit noch linear.
http://www.analog.com/library/analogDialogue/archi...
http://www.analog.com/en/education/education-libra...
Achim S. schrieb:>> Daher (unter Protest): DMG6968U> Du fragst um Meinungen zu deinen Schaltungsideen, aber die Rückfrage> nach einem von dir nicht näher beschriebenen exotischen Bauteil schätzt> du als Affront ein, dem du nur unter Protest nachkommst?
Naja, in Kombination mit dem "du kannst wahrscheinlich bloss das
Datenblatt nicht lesen" war ich dann halt ein bisschen sauer.
Mit dem DMG ging es mir eigentlich nur darum, ein Beispiel eines FETs zu
nennen, der bei 2V durchschaltet; dieser fiel mir spontan ein, weil ich
ihn oft für den Betrieb an einer Li-Ionen-Zelle benutze - als Schalter.
Für den Linearbetrieb hatte ich ihn nicht vorgesehen, denn dass der die
Wärme nicht aushält/abführen kann, ist mir klar.
Hm, ok, die slew rate dämpft also schon, aber erst bei großen
Amplituden, kann ich nachvollziehen. Aber wieso wirkt ein größerer
Gate-Widerstand (in Kombination mit der Gate-Kapazität) nicht dämpfend
für höhere Frequenzen?
Die Kombination aus Gatekapazität und Gate-Widerstand ist die störende
Verzögerung in der Schleife. An diese muss man den Zweig mit der
schnellen Rückkopplung anpassen.
Mit LED und Akku gibt es in der Regel aber keine schnellen Störungen,
die ausgeregelt werden müssen - die Schleife darf also auch langsam
werden.
LEDfan schrieb:> Aber wieso wirkt ein größerer> Gate-Widerstand (in Kombination mit der Gate-Kapazität) nicht dämpfend> für höhere Frequenzen?
Macht er. Der OPV schwingt dann halt auf einer anderen Frequenz. Denn
gleichzeitig mit der Dämpfung sorgt der Tiefpass bei der Eckfrequenz für
zusätzliche 45° Phasenverschiebung. (was Lurchi die "störende
Verzögerung in der Schleife" nennt.) Genau diese zu große
Phasenverschiebung in der Rückkoppelschleife ruft die Instabilität
hervor.
Hast du meine Links zu AD gelesen? Dort siehst du, dass Instabilität bei
kapazitiver Last durch den Widerstand der Ausgangsstufe des OPV kommt.
Wenn du nur einen externen Widerstand dazufügst (und die Rückkopplung
nicht vor diesem Widerstand abholst), dann verschlimmerst du den Effekt.
Habe gerade Zeit und wollte mir die Links zu AD mal endlich zu Gemüte
führen, da stelle ich fest, die funktionieren nicht, scheinen
abgeschnitten zu sein.
Aber ich glaube, ich habe nun eine Ahnung, was da eigentlich schwingt,
und warum Gatewiderstand und -kapazität Teil des Problems und nicht der
Lösung sind. Selbst ein idealer OPV würde schwingen, richtig?
Vermutlich.
Siehe https://de.wikipedia.org/wiki/Regelungstechnik
Was du vermutlich hast (hab hier noch keinen Schaltplan gesehen), ist
ein P-Regler mit sehr hoher Regelverstärkung. Fast stationär genau,
neigt aber zum schwingen.
Zum Reglerentwurf gehört, sich erstmal ne Ahnung davon zu verschaffen
welchen Typs die Regelstrecke eigentlich ist.
Grobe Ahnung: Größtenteils PT1 Verhalten. Um das genau zu wissen müsste
man mal nen Sprung draufgeben und per Oszi messen.
Dann hat man Zeit- und Verstärkungswerte und kann
Pol-Nullstellenkompensation machen.
Und damit baut man dann den Regler auf. Und dann kann man da
feinjustieren mit Potis oder sonstwie.
Aber irgendwie planlos Kondensatoren und Widerstände in der Größe zu
verändern ist nicht sonderlich zielführend.
Nachtrag: Wenn der Regler sehr schnell sein soll, bietet sich eine
Kaskadenregelung an: Der innere Regelkreis regelt entweder Strom an BJT
Basis oder Gatespannung am FET, der äußere macht die eigentliche
Stromregelung.
Damit verkürzt man die Zeitkonstante des Transistors. Das sind ja auch
keine unendlich schnellen Bauteile, vor allem Power-MOSFETs mit großer
Gatekapazität nicht.
LEDfan schrieb:> @Frank: Das heißt, dass ein hoher Gate-Widerstand und> Gate-Kapazität,> und wahrscheinlich auch eine geringe slew rate, nicht etwa wie ein> Tiefpass wirken, sondern eben die Eigenschwingungen/Pole in niedrigere> Frequenzen schieben, so dass man beim R1-C1-Tiefpass R1*C1 noch größer> wählen muss, damit man das wieder herausdämpfen kann?
Ich werd mal ein bißchen ausholen:
Ein Operationsverstärker schwingt immer bei starker Gegenkoppelung. Der
Operationsverstärker besitzt eine oder mehrere Polstellen (meistens 2),
bei der die Schwingbedingung erfüllt sind (Phasendrehung und Verstärkung
> 1). Weil das eben meist unschön ist - eben in Fallen starker
Gegenkopplung - und seit man Kondensatoren auf Chips integrieren kann
haben Hersteller deshalb ein solches "R1"C1-Glied auf dem OPV selbst
integriert. Damit ist er selbst bei maximaler Gegenkopplung stabil. Der
Nachteil ist, das damit nun die Grenzfrequenz des OPV merklich
herabgesetzt wird. Deshalb gibt es auch OPVs ohne Kompensation.
Jetzt will man die Stromquelle aufbauen. Die besitzt nun einen MOSFET.
Dieser ist doppelt "böse". Erstens verstärkt er vehement und zweitens
fügt die enorme Kapazität eine Phasendrehung hinzu. Es ergibt sich eine
weitere Polstelle bei der Frequenz: OPV-Ausgangswiderstand +
Gatevorwiderstand und Gateeingangskapazität. (Die Verschiebung der
internen OPV-Polstellen durch den MOSFET laß ich mal weg).
Jetzt kann man entweder einen OPV einsetzen, dessen interne
"R1C1"-Kompensation nur noch so tiefe Frequenzen zuläßt, daß selbst der
zusätzliche MOSFET der Stromquelle schon kompensiert ist. Ebenfalls kann
man die zusätzliche Polstelle durch einen weiteren Verstärker
verschieben. Wie oben erwähnt, wenn man das Gate mit einem 100 mal
höheren Strom ansteuert kann man bei der 100-fachen Frequenz
kompensieren. Und-/Oder man verwendet eben ein zusätzliches R1C1-Glied
um höhere Frequenzen abzudämpfen. Wer wirklich das letzte rausholen
will, verwendet also kein einfaches R1C1-Glied sondern einen Filter
höherer Ordnung und dafür knapper an der Polfrequenz, nur mal so
nebenbei angemerkt.
Brutal vereinfacht ausgedrückt: Man macht den OPV einfach langsam
"genug", damit er langsamer als der MOSFET ist.
Noch ein Tip: Wenn man das genau machen will mit Spice, dann sollte man
zusätzliche Leitungsinduktivität einfügen, bzw. die Gehäuseinduktivität
vom MOSFET (falls nicht schon im MOSFET Modell).
