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Forum: HF, Funk und Felder Simulation SRA-1


Autor: R. F. (rfr)
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Hallo allerseits,

ich würde gerne den Mischer SRA-1 simulieren, habe aber kein Modell.

Da diese Mischer nicht sehr komplex sind, könnte ich mir das Modell auch 
selber machen, wenn man die Daten hätte. Mir fehlen Daten zu den Dioden 
und den Induktivitäten, soweit ich diese von aussen nicht selbst messen 
kann.

Kann mir hier irgendjemand weiterhelfen?

Danke

Robert

Autor: ZF (Gast)
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Hallo Robert,

willst Du S-Parameter bei festem Arbeitspunkt (festem LO-Pegel) 
simulieren? Dann müsste man schon einiges aus dem Datenblatt zur 
Modellerstellung verwenden können. Oder willst Du die Nichtlinearitäten 
simulieren, z.B. in Spice?

Autor: R. F. (rfr)
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Hallo,

ich will einen Empfangszug simulieren und habe bereits einen 
Vorverstärker in Spice erstellt, der das Antennen signal verstärken 
soll. Dahinter liegen dann der Mischer und ein Diplexer.

Die einzelnen Einheiten sollen in eigene Module zusammengefasst werden.

Ich habe erzeut als LO Ausgang einen AD9850 zur Hand, der durch einen 
(zu planenden ) Verstärker auf ca 7 dB verstärkt werden soll.

Hinsichtlich des Diplexers sollte man auch Nichtlinearitäten erfassen 
könnnen, aber erstmal will ich ein einfaches Modell haben. 
Schottkydioden gibt es reichlich, aber die Daten des Transformators 
wären schon hilfreich.

Autor: Plörensaugikus (Gast)
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Weshalb nicht einen fast idealen Transformator einsetzten ? Sollte nicht 
so drauf ankommen.

Autor: R. F. (rfr)
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Ich überlege, verschiedene Trafos und Dioden einzusetzen, um Erfahrung 
zu sammeln. Villeicht ist es auch möglich, Eigenbaumischer zu 
realisieren.

Autor: Possetitjel (Gast)
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R. F. schrieb:

> ich will einen Empfangszug simulieren und habe bereits
> einen Vorverstärker in Spice erstellt, der das Antennen
> signal verstärken soll. Dahinter liegen dann der Mischer
> und ein Diplexer.
>
> Die einzelnen Einheiten sollen in eigene Module
> zusammengefasst werden.
>
> Ich habe erzeut als LO Ausgang einen AD9850 zur Hand, der
> durch einen (zu planenden ) Verstärker auf ca 7 dB
> verstärkt werden soll.

Schön.


> Hinsichtlich des Diplexers sollte man auch
> Nichtlinearitäten erfassen könnnen,

???


> aber erstmal will ich ein einfaches Modell haben.
> Schottkydioden gibt es reichlich, aber die Daten
> des Transformators wären schon hilfreich.

Naja, es fragt sich, was Du sehen willst.

Wenn's Dir nur um die grundsätzliche Entstehung der
Seitenbänder geht: Idealer Schaltermischer mit idealen
Trafos. Der hat eine minimale Mischdämpfung von ungefähr
4dB, was sich daraus erklärt, dass er die RF-Energie
auf zwei Seitenbänder und ein paar Oberwellen verteilt.

Wenn man bei den Dioden die Sperrschichtkapazität und
den Bahnwiderstand berücksichtigt, geht die Mischdämpfung
hoch, weil zusätzliche Verluste modelliert werden, die ja
in der Realität auch auftreten.

Die reale Feinstruktur in der Mischerkennlinie wirst Du
kaum abbilden können, weil Du die parasitären Reaktanzen
nicht kennst.
Das prinzipielle Verhalten (Einfluss des LO-Pegels,
Kompressionspunkt etc.) wird man auch mit einem sehr
einfachen Modell schon sehen können.

Autor: Possetitjel (Gast)
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R. F. schrieb:

> Ich überlege, verschiedene Trafos und Dioden einzusetzen,
> um Erfahrung zu sammeln.

In Detlef Lechner, "Kurzwellenempfänger" (Militärverlag?)
stehen nützliche Details.


> Villeicht ist es auch möglich, Eigenbaumischer zu
> realisieren.

Vielleicht hast Du mehr Glück als ich :)
Mein Schuss in's Blaue (4 Stk. 1N4148, zwei unbekannte
Ringkerne) ging klassisch in die Hose...

Autor: Tobias P. (hubertus)
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Possetitjel schrieb:
> Vielleicht hast Du mehr Glück als ich :) Mein Schuss in's Blaue (4 Stk.
> 1N4148, zwei unbekannte Ringkerne) ging klassisch in die Hose...

inwiefern? welche Frequenz? ich hab sowohl mit Schweinenasen als auch 
Ringkernen unbekannter Art schon Mischer gebaut, sogar ohne die Dioden 
zu selektieren. Mit 1N4148 geht es aber in der Tat deutlich schlechter 
als mit Schottky, zB. BAT81.

Bei den Übertragern habe ich dreifach verdrillte Kupferdrähte benutzt - 
damit konnte ich gute k-Werte der Übertrager erzielen, wenngleich die 
Impedanz der verdrillten Drähte nicht genau stimmt.

Autor: W.S. (Gast)
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Tobias P. schrieb:
> Mit 1N4148 geht es aber in der Tat deutlich schlechter
> als mit Schottky, zB. BAT81.

naja..

Also für nen Eigenbau-Ringmischer würde ich nach sowas wie einer 
HSMS2829 gucken. Gibt's gelegentlich bei Zdravko Hoefler (Ebay)

Aber warum eigentlich immer nur der Drang nach Dioden-Ringmischern? Weil 
alle davon reden? Weil die angeblich ja sooo gut sind? Immerhin sind es 
Schaltmischer - und die brauchen richtig Leistung vom LO. Mal abgesehen 
davon ist der AD9850 aus meiner Sicht eher eine Krücke: zu geringe 
Bitbreite und zu geringe Taktfrequenz. Ich hab selber noch so einen 
Modul mit diesem Chip in der Bastelkiste. Da kann man die Unreinheit des 
Signals schon mit bloßem Oszilloskop sehen. Wenn überhaupt, dann nimm 
lieber einen AD9951. Der ist für 0..30 MHz in Ordnung. Selbst Yaesu 
benutzt den als LO (FTDX5000 Reihe).

Guck dir doch mal die FET-Mischer von Peregrine (psemi.com) an, z.B. 
PE4140.
Gibt's bei rfmw.com, Preisregion etwa 2.70 $, Versand..?

W.S.

Autor: R. F. (rfr)
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Ich habe Mischer und AD9850 hier rumliegen. Deshalb die Auswahl.

Das Konzept ist so ausgelegt, dass man auch anderes einsetzen kann. Die 
von die beschriebenen Mischer sind hier sicher interessant.

Autor: Possetitjel (Gast)
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Tobias P. schrieb:

> Possetitjel schrieb:
>> Vielleicht hast Du mehr Glück als ich :) Mein Schuss in's
>> Blaue (4 Stk. 1N4148, zwei unbekannte Ringkerne) ging
>> klassisch in die Hose...
>
> inwiefern?

Wilde Beulen im Frequenzgang.
Ich muss aber dazusagen, dass ich nur HF-Generator und
Oszi zur Verfügung hatte, keinen NWA.

> welche Frequenz?

Ungefähr Kurzwelle, also 1...50MHz.


> ich hab sowohl mit Schweinenasen als auch Ringkernen
> unbekannter Art schon Mischer gebaut, sogar ohne die
> Dioden zu selektieren. Mit 1N4148 geht es aber in der
> Tat deutlich schlechter als mit Schottky, zB. BAT81.

Naja, ich habe die Übertrager und den u.U. etwas zu
weiträumigen Aufbau im Verdacht.


> Bei den Übertragern habe ich dreifach verdrillte
> Kupferdrähte benutzt -

Das ist ja die allgemeine Empfehlung; das habe ich auch
so gemacht.


> damit konnte ich gute k-Werte der Übertrager erzielen,
> wenngleich die Impedanz der verdrillten Drähte nicht
> genau stimmt.

Ich vermute, dass die Induktivitäten der Übertrager-
wicklungen zu weit danebenlagen (zu hoch); vielleicht
haben auch die Eigenresonanzen schon eine Rolle gespielt.

Ich hätte wohl die Elemente erst einzeln charakerisieren
müssen, aber da ich, wie erwähnt, keinen NWA hatte, wäre
das eine rechte Sau-Arbeit geworden, die ich mir halt
geschenkt habe. Die Strafe folgte auf dem Fuße...

Autor: Possetitjel (Gast)
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R. F. schrieb:

> Ich habe Mischer und AD9850 hier rumliegen. Deshalb
> die Auswahl.
>
> Das Konzept ist so ausgelegt, dass man auch anderes
> einsetzen kann.

Naja, mir ist nicht klargeworden, was Du simulieren
willst.

Wenn Du fertige Mischer nimmst und nach Datenblatt
betreibst (Oszillatorleistung, Imedanzen), leisten sie
nach meiner Erfahrung auch das, was im Datenblatt steht.

Wenn Du Mischer selber bauen willst, wirst viel messen
und das Spice-Modell immer wieder anpassen müssen, weil
es natürlich für Deinen selbergewickelten Übertrager
kein fertiges Spicemodell gibt.

Mir ist deswegen Deine Zielrichtung nicht klar.

Autor: W.S. (Gast)
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R. F. schrieb:
> Ich habe Mischer und AD9850 hier rumliegen. Deshalb die Auswahl.

So ganz verstehe ich das Argument nicht. Ich hab auch ne Menge Zeugs 
aller Art rumliegen, aber normalerweise nimmt man sich ja ein Ziel vor 
und fängt dann an mit der Schaltung und der BE-Auswahl. OK, wenn man 
irgendwas nicht kriegt, muß man umdisponieren oder schlimmstenfalls das 
Projekt erden..

Aber so, wie du schreibst, klingt das nach purer Beschäftigung.

W.S.

Autor: B e r n d W. (smiley46)
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> nach sowas wie einer HSMS2829 gucken

So ungefähr hab ich das auch schon mehrmals gemacht. Die Mischer 
funktionieren, möglicherweise ist die LO-Unterdrückung mit 40-45 dB 
etwas schlechter.

Z.B. mit dem Amidon-Ringkern FT37-43 habe ich gute Erfahrungen gemacht. 
Allerdings bildet die Simulation die Kopplung der Übertrager nicht exakt 
ab. Es findet ja eine Kopplung über den Kern und eine weitere über den 
verdrillten Draht statt.

IMO macht es durchaus Sinn, einen Empfänger komplett zu simulieren. So 
kann man auch Anpassungen der Stufen untereinander überprüfen und die 
Großsignalfestigkeit im Voraus abschätzen.

.model HSMS2865 D(Is=5e-8 Ibv=1e-5 Rs=6 N=1.05 Cjo=0.18p M=.5 Eg=.69 
Xti=2 Vj=0.65 Vpk=7 mfg=Agilent type=Schottky)

Autor: Ralph B. (rberres)
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R. F. schrieb:
> Ich habe Mischer und AD9850

Wobei man mit einen AD9850 als Localoszillator seine Erwartungen eher 
niedrig setzen sollte.

Diese DDS Oszillatoren sind nämlich Rauschgeneratoren, welches die 
Empfängereigenschaften nicht gerade zuträglich sind. Stichwort 
reziproges mischen und Seitenbandrauschen.

Aber das Problem haben auch heute noch viele KW-Amateurtransceiver.

Ralph Berres

Autor: W.S. (Gast)
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Ralph B. schrieb:
> Aber das Problem haben auch heute noch

Naja, wenn man mal ein bissel tiefer schaut, dann sieht das so aus:
a) PLL's mit eingebautem Oszillator a la ADF4351 haben zwar recht gute 
Rauscheigenschaften, sind aber erst ab etwa 30..40 MHz aufwärts 
benutzbar.
b) DDS kommen spielend leicht herunter bis fast null Hz, liefern aber 
eben Samples, bei denen die Ausgangsqualität wesentlich vom 
Ausgangsfilter abhängt.

Wer also einen Empfänger für < 30 MHz bauen will, muß sich bei...

a) was einfallen lassen - zumeist eben eine hochliegende ZF, so daß er 
mit dem PLL-IC den Bereich von 0 bis 30 MHz überstreichen kann.
Nachteil: man sucht heutzutage fast vergeblich nach brauchbaren Filtern 
für den Bereich 30..60 MHz. Ich hab auf der letzten Hamradio 
notgedrungen eine Handvoll 38 MHz Quarze(3.OT) mitgenommen, aber die 
sehen auf dem Wobbler nicht wirklich schön aus.

b) seine Gedanken machen, was für einen DDS-Chip er benutzen will. Je 
höher der Takt und je größer die Bitbreite, also Amplitudenauflösung, 
desto besser. Wobei mir für den KW-Bereich die Bitbreite weitaus 
wichtiger erscheint als die Taktfrequenz. Den AD9850 kann man jedoch 
glat vergessen - wie gesagt, beidem sieht man die Unreinheiten sogar 
schon auf dem Oszi, und das will was heißen.

btw: Bin grad beim Überlegen, ob man mit Keramikschwingern im 40 MHz 
Bereich noch ein einigermaßen brauchbares Filter hinbekommt. Bei Güten 
vermutlich so um die 800..1000 klingt das nach 50..?? kHz Bandbreite

W.S.

Autor: Martin L. (mla)
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Hallo,

R. F. schrieb:

> ich würde gerne den Mischer SRA-1 simulieren, habe aber kein Modell.

So viel ich weiß gibt es auch keines dafür.

> Da diese Mischer nicht sehr komplex sind, könnte ich mir das Modell auch
> selber machen, wenn man die Daten hätte.


Das Problem mit der Simulation der Mischer ist vielschichtig.

1. Mischer sind inhärent nichtlineare Bauteile - alle linearen 
Beschreibungen (z.B. mittels S-Parameter) sind somit nutzlos

2. IdR. hat man in der Simulation sowohl sehr hohe als auch sehr 
niedrige Frequenzen. Das führt in einer Time-Domain Simulation zu sehr 
langen Simulationszeiten. Daher möchte man eine Harmonic-Balance 
Simulation machen was aber IMHO nur von kommerziellen Programmen für 
relativ viel Geld unterstützt wird. (Wobei APLAC das auch kann ...)

3. Neben den Dioden möchte man noch das Verhalten der Ferrit-Übertrager 
mit erfassen. Dafür fehlen aber gute Modelle und konsolidierte 
Messverfahren.


4. Die Performance der Mischer ist auch von der Anpassung bei RF, LO, IF 
und den entsprechenden Mischprodukten/Oberwellen (n*RF+m*LO+o*IF) 
abhängig. Die Simulation der Umbeschaltung muss also diese Impedanzen 
korrekt modellieren.

Bei den typischen Schaltungskonzepten hat man die Frequenz-/ und 
Amplitudenplanung jedoch so gewählt, dass man bezüglich 
Harmonischer/Intermodulationsprodukte und dem Conversion-Gain/Anpassung 
keine ganz strengen Anforderungen hat. Daher ist man oft schneller und 
besser, wenn man den Mischer einfach einbaut, beim LO Pegel noch ein 
bisschen Reserve einplant und ihn in der Schaltung nach den tatsächlich 
relevanten Parametern charakterisiert.

Wenn ich einen Mischer simulieren muss mache ich das mit einem 
Behaviour-Modell dem ich als Parameter Conversion-Gain, Anpassung an 
LO/IF/RF und die Matrix mit den Intermodulationsprodukten füttere. Alle 
anderen Effekte vernachlässige ich.

Was anderes ist es, wenn man den Mischer selber in einem 
MMIC/CMOS-Prozess entwickelt hat. Dann hat man ein sehr gutes 
nichtlineares Modell - allerdings ist dann die Simulationszeit hoch. 
Spätestens wenn man dort externe Baluns braucht hat man aber u.U. wieder 
die o.g. Probleme.

Viele Grüße,
 Martin  Laabs

Autor: B e r n d W. (smiley46)
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> Ich habe Mischer und AD9850
> mit einen AD9850 ... Erwartungen eher niedrig setzen sollte.
> PLL's mit eingebautem Oszillator a la ADF4351

Der Si5351 erfüllt die Anforderungen besser. Er kann zwei unabhängige 
Frequenzen im Bereich 2,5kHz bis 200MHz erzeugen und das Phasenrauschen 
ist deutlich geringer als beim AD9850. Außerdem hat man damit auch einen 
einstellbaren BFO.
Youtube-Video "NT7S Adafruit si5351 VFO/BFO"

Autor: gerhard (Gast)
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qucsstudio ist anscheinend der einzige frei verfügbare Simulator,
der mit Harmonic Balance umgehen kann.

http://dd6um.darc.de/QucsStudio/qucsstudio.html

Es gibt ein Tutorial auf   http://www.gunthard-kraus.de/

Für den Koppelfaktor in Spice nimmt man 0.9999 mit so vielen
Neunen wie man Dekaden an Bandbreite erwartet ( Pi*Daumen)

Gruß, Gerhard

Autor: W.S. (Gast)
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B e r n d W. schrieb:
> Der Si5351 erfüllt die Anforderungen besser.

Ich hab zwar davon so einen China-Modul herumliegen, hab ihn aber noch 
nicht ausprobiert.

Wie gut ist der denn, also:
a) Sauberkeit der Signale. UND: er liefert ja Rechtecke, also was muß 
man da mit der Versorgung tun, damit die einem nicht alles versaut?
b) Einstellgeschwindigkeit und Einstellverhalten. Macht er beim 
Frequenzwechsel KNACKS oder läßt er sich ne Ewigkeit Zeit?

Mir ist nämlich auch schon mal so ein Frequenzfahrplan durch den Kopf 
gegangen:
HF->
Ringmischer(1 Kanal SI5351 als LO)->
Filter bei 30..60 MHz->
a) geregelter ZF-Verstärker->
 Mischer auf 2.ZF(2. Kanal des SI5351 als LO)->
 3. Kanal des SI5351 als BFO->NF
b) geregelter ZF-Verstärker mit I/Q-Mischer am Ausgang
   (2. Kanal des SI5351 als LO*2)->
  Stereo-ADC->µC
  3. Kanal des SI5351 ggf. als Abgleichquelle für's ZF-Filter, damit 
sich das Ding selber ausmessen kann. Man weiß ja nie, was man heutzutage 
überhaupt noch an ZF-Filtern im 30..60 MHz Bereich ergattern kann.

Das Ganze als Studien-Objekt, zunächst a) um überhaupt das Ding 
benutzbar zu kriegen, dann mit Version b) als Hardware für 
SDR-Entwicklung. Quasi als eine Art "QRP-Betty" a la "Lernbetty".

Also schreib mal was über den SI.

W.S.

Autor: B e r n d W. (smiley46)
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Hallo W.S.

Das Projekt ist als preisgünstiges Human-Interface und 
Frequenzaufbereitung für unterschiedlichste Sender, Empfänger oder 
Transceiver gedacht. Frequenzversatz/ZF-Ablage können per Parameter 
eingestellt werden. Beim Senden wird allerdings nur der Träger getastet, 
was für CW ausreicht.

Man nehme einen Si5351 und ein Bluepill-Board,
Ebay-Artikel Nr. 232742912052

einen Drehencoder und ein Touch Display.
Ebay-Artikel Nr. 172726994916

Später soll eine Leiterplatte entwickelt werden, welche diese Teile und 
noch ein wenig Hühnerfutter aufnimmt. Die Software enthält schon einen 
primitiven CW-Keyer Mode A und kann den Si5351 ansteuern. Die 2. PLL 
wird für Senden und BFO verwendet. Die Umschaltung Tx/Rx reagiert ohne 
spürbare Zeitverzögerung, der Ton klingt auch sauber. Des weiteren soll 
die NF vom Empfänger per ADC eingelesen digital gefiltert und per PWM 
wieder ausgegeben werden. Ich befürchte, die Rechenleistung wird für ein 
IQ-Signal nicht reichen.

Die Software ist momentan zusammengestückelt und war als Einstieg / 
Orientierung in die ARM-Programmierung gedacht.

> Macht er beim Frequenzwechsel KNACKS

Er erzeugt ein Rechtecksignal mit voller Amplitude. Das Signal ist 
entweder an oder aus, die Output-Enable-Time beträgt <10µs. Die Output 
Frequency Transition Time beträgt ebenso < 10µs, ich vermute, die meinen 
damit die Einschwingzeit. Dazu kommt noch die Übertragungszeit über den 
I2C-Bus (400kbps). Der Jitter ist um eine Größenordnung besser als beim 
AD9850, jedoch deutlich schlechter als beim Si570. Dies wird 
möglicherweise bei der Verwendung des VFOs für eine hochliegende ZF 
relevant, wäre aber einen Versuch wert.

Es sind getrennte Steuersignale für Tx und für Rx geplant. 
Oszillatorausgänge, Steuersignale und Mute werden später mit einer 
State-Machine zeitversetzt geschaltet.

Bernd

: Bearbeitet durch User
Autor: W.S. (Gast)
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OK, also ich schließe mal daraus folgendes:

- für nen wirklich guten LO sollte man besser einen ADF4351 oder MAX2..? 
nehmen, denn deren Signalsauberkeit ist exzellent. Nachteil ist eben, 
daß man unbedingt mit hochliegender ZF arbeiten muß.

- der SI5351 scheint also nicht so einen KNACKS zu geben wie der SI570, 
dafür ist er von der Signalqualität her wohl schlechter. Andererseits 
kann er dafür auch mit der Frequenz seines Ausgangssignals weit 
herunter.

- beim SI5351 muß man wohl auch SEHR auf die Reinheit seiner 
Versorgungsspannung achten, denn die ist quasi AM aufmoduliert auf das 
Ausgangssignal, was bei einem LO deutlich stören dürfte.

- dafür hat man beim SI5351 zwei PLL's drin und man hat drei relativ(!!) 
unabhängige Ausgangssignale, weil zwei davon sich eine PLL teilen 
müssen.

richtig so?

Ich werde mir mal das Signal so eines SI5351 anhören bzw. mit meinem RX 
mal aufnehmen und analysieren, sobald ich dazu komme.

W.S.

Autor: W.S. (Gast)
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nochwas:

was um himmelswillen willst du denn mit dem gezeigten 2.8" Touchdisplay? 
36x48mm klein.

Sowas ist ja vielleicht gut für die Fingerchen von zierlichen 
Cinesinnen, aber doch nicht für unsereinen. Da ist mein Daumen ja fast 
so dick wie das ganze Dingens.

Ich denke mal, man sollte sauber trennen zwischen irgendwelchen 
Bedien-Dingen und den eigentlichen HF-Baugruppen. Für Bedien-Dinge muß 
man sich zu allererst nach einem geeigneten Gehäuse umtun, damit das 
ganze am Schluß nicht als Steckbrett-Igel verendet, sondern zu etwas 
real benutzbarem wird. Da wird man also zuerts herum-eiern müssen 
zwischen den gesichteten Gehäusen und den beschaffbaren Anzeigen und 
bastelbaren Bedienknöpfen, bis das alles irgendwie unter einem Hut ist.

ich hab für sowas noch ein paar "SANBUM"-Displays in der Kiste, das 
reicht mir als Anzeige völlig aus. Ist aber schon so groß, daß man nach 
passenden und billigen Plastikgehäusen suchen muß.

Nochwas zu Drehgebern: Mir ist da noch ne Idee gekommen: Es gibt ja per 
ebay einiges an Magnetfeld-Sensor-Moduln für Arduino. Sind recht klein. 
Nunstell dir mal folgendes vor:
- ein Plastik-Kugellager oder Dünnkugelager(6902/61902 oder so)
- in die Mitte des Kugellagers ein Achsstempel, der auf seiner Oberseite 
so eine Magnetfeldsensor-LP aufgeklebt hat, Anschlußfdrähte durch 
Zentralbohrung im Achsstempel.
- von unten an den Achsstempel eine Bodenplatte geschraubt (2x M2)
- über das ganze eine gedrehte topfförmige Haube, die als Drehgriff 
dient und die auf den Außenring des Kugellagers geschoben wird.
- innen in die Mitte dieser Haube ein würfelförmiger Neodym-Magnet 
(3x3x3mm) geklebt.
- das ganze dann von Zeit zu Zeit per I2C abgefragt.

W.S.

Autor: R. F. (rfr)
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Hallo W:S:, würdest du die Ergebnisse deiner Untersuchung hier 
publizieren?
Gruss

RFr

Autor: B e r n d W. (smiley46)
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> beim SI5351 muß man wohl auch SEHR auf die Reinheit seiner
> Versorgungsspannung achten

Der Si hat getrennte Versorgungsanschlüsse für den Digitalteil und die 
Treiberausgänge. Die Versorgung für die Treiber kann zusätzlich 
gefiltert und die Höhe des Ausgangssignal über die angelegte Spannung 
eingestellt werden.

> mit dem gezeigten 2.8" Touchdisplay?

Hab jetzt nochmal die Größe nachgerechnet, die Angabe ist falsch, diese 
Displays haben nur eine Diagonale von 2,4". Trotzdem, für ein kleines 
Gerätchen, welches auch mal in den Rucksack passen soll, wäre das für 
mich akzeptabel. Größere Displays werden nicht mehr per SPI angesteuert 
und würden zu viele Pins am Bluepill belegen. Ein größerer Controller 
würde schnell den Preis für das Einsteigerprojekt in die Höhe treiben. 
Ein Discovery-Board mit nem STM32F4 kostet schon 25€, wobei dann jedoch 
schon das Programmiergerät integriert wäre.

Wem das Gerät zu klein ist, kann sich auch am mcHF-SDR als Quelle 
bedienen, der Preis steigt dann schnell auf 400-500 Euro an.
http://www.m0nka.co.uk/

Offenbar gehen die Vorstellungen über die Ausstattung deutlich 
auseinander. Als Gemeinsamkeit würde ich jedoch eine Softwarebibliothek 
sehen.

> Nochwas zu Drehgebern

Alte Mäuse mit dieser eingebauten Kugel haben meist eine 
IQ-Lichtschranke eingebaut. Counter können teilweise dieses IQ-Signal 
direkt einlesen. Manche verwenden sogar einen Schrittmotor als 
Drehgeber.

An der Stelle würde ich es dabei belassen, denn eigentlich geht es um 
die Simulation von Dioden-Ringmischern.

Autor: Mario H. (rf-messkopf)
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W.S. schrieb:
> - der SI5351 scheint also nicht so einen KNACKS zu geben wie der SI570,
> dafür ist er von der Signalqualität her wohl schlechter. Andererseits
> kann er dafür auch mit der Frequenz seines Ausgangssignals weit
> herunter.

Ich habe vor einiger Zeit einen Kurzwellenempfänger realisiert, der 
einen Si5341 als LO verwendet. Das Ergebnis hatte ich hier publiziert: 
Beitrag "Kurzwellenempfänger"

Der Si5341 ist in Sachen Phasenrauschen um einiges besser, sogar besser 
als der Si570. Ein paar Eckdaten: Power supply rejection um 100dB, 
output crosstalk -72dB, LVDS mode rise/falltime 100ps, jitter typ. 
160fs. Damit erhält man lt. Datenblatt im Fractional Mode ein 
Phasenrauschen von ca. 135 dBc/Hz in 10 kHz Abstand vom Träger.

Mit Knacken beim Abstimmen gibt es keinerlei Probleme. Der oben gezeigte 
Empfänger lässt sich mit dem Drehencoder und Steuerung des Si5341 über 
I2C butterweich Abstimmen.

> - beim SI5351 muß man wohl auch SEHR auf die Reinheit seiner
> Versorgungsspannung achten, denn die ist quasi AM aufmoduliert auf das
> Ausgangssignal, was bei einem LO deutlich stören dürfte.

Das stimmt. Wie schon von Bernd für den SI5351 erwähnt hat auch der 
Si5341 getrennte Versorgungsanschlüsse für die einzelnen Ausgangsstufen. 
Die muss man sehr gut voneinander entkoppeln (siehe den Schaltplan und 
das Layout, welche an das oben verlinkte Posting angehängt sind). Man 
sollte außerdem darauf achten, dass Ausgänge mit kleinem Frequenzabstand 
nicht nahe zusammen liegen. Insgesamt ist das Layout sehr kritisch und 
hat mich einen Fehlversuch gekostet. Ohne vier Lagen dürfte das 
grundsätzlich schwierig werden.

> - dafür hat man beim SI5351 zwei PLL's drin und man hat drei relativ(!!)
> unabhängige Ausgangssignale, weil zwei davon sich eine PLL teilen
> müssen.

Der Si5341 hat fünf PLLs (von Silabs Multisynth Unit genannt) und eine 
PLL, die auf die Referenz gelockt wird und die die Multisynths steuert. 
Insgesamt hat er 10 Ausgänge. Wenn man nur drei oder vier davon braucht, 
kann man ordentlich Platz zwischen den Ausgangspins lassen und so das 
Übersprechen minimieren.

Ich bin momentan übrigens dabei, den gezeigten Empfänger zu 
reimplementieren. Anlass war der Ehrgeiz, ihm ein besseres und 
großsignalfesteres Frontend zu spendieren. Zum Einsatz soll ein 
sogenannter H-Mode-Mischer mit Analogschaltern kommen. Die 
Signalübertragung zischen Si5341 und Mischer erfolgt über LVDS (Mischer 
und Si5341 sitzen auf unterschiedlichen Platinen). Ein Versuchsaufbau 
des Mischers hat recht vielversprechende Messergebnisse geliefert. 
Ebenso soll in der ersten Gain Stage ein sehr rauscharmer MMIC zum 
Einsatz kommen. Und ich habe etwas Ausstattung hinzugefügt. Insgesamt 
ist das Projekt gut vorangeschritten und ich bin momentan beim 
Zusammenbau. Ein Schaltplan inkl. Blockdiagramm, der den gegenwärtigen 
Stand der Dinge beschreibt, ist beigefügt.

: Bearbeitet durch User
Autor: B e r n d W. (smiley46)
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Mein Respekt, schönes Projekt! Vielen Dank für die Hinweise zum 
VFO-Layout.

Laut Datenblatt sieht der Si5341 richtig gut aus, der Preis bei Mouser 
ist mit 11..15€ auch ok. Mal sehen, wie man das Teil für zukünftige 
Projekte einplanen kann.

Autor: Ralph B. (rberres)
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hoffentlich spuckt dir nicht die Signallaufzeit des AD8306 Limiters bei 
der IQ Demodulation in die Suppe.

Hast du mal einen Pegelplan des kompletten HF Zuges gemacht, um mal 
Stufe für Stufe zu berechnen welchen IM-freien Dynamikbereich du am 
Ausgang erzielen kannst?

Das wäre bei den vielen Stufen und Mischer mal interessant zu wissen.

Ralph Berres

Autor: W.S. (Gast)
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Mario H. schrieb:
> der einen Si5341 als LO verwendet

OK, das ist aber ein anderes Feld als der SI5351.

Hab grad mal bei Ebay nachgeschaut: Preise sind grauenhaft. Diese Teile 
sind offenbar doch ziemliche Exoten im Gegensatz zum "Arduino-Typ" 
SI5351.

Und SOO rosig sieht das bei Mouser auch nicht aus:

SI5340A etwa 12.30€
dito B etwa 12€
dito C etwa 11€
dito D etwa 9.70€

SI5341A etwa 14.40€
dito B etwa 14.20€
dito D etwa 11.40€

und die billigsten SI5351A rangieren bei 0.98€

wohlgemerkt alles netto.

Das hat schon seinen Sinn, sich darüber klar zu werden, wie gut oder 
mies die SI5351 denn so sind.

W.S.

Autor: Gerhard H. (ghf)
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B e r n d W. schrieb:
>> Ich habe Mischer und AD9850
>> mit einen AD9850 ... Erwartungen eher niedrig setzen sollte.
>> PLL's mit eingebautem Oszillator a la ADF4351
>
> Der Si5351 erfüllt die Anforderungen besser. Er kann zwei unabhängige
> Frequenzen im Bereich 2,5kHz bis 200MHz erzeugen und das Phasenrauschen
> ist deutlich geringer als beim AD9850. Außerdem hat man damit auch einen
> einstellbaren BFO.
> Youtube-Video "NT7S Adafruit si5351 VFO/BFO"

Nichts könnte von der Wahrheit weiter entfernt sein als das.
Der Si* ist ein Ringoszillator aus ganz vielen Invertern mit
dem effektiven Q eines nassen Sandsacks und seine Referenz
ist ein liebloser Gatteroszillator.

Er ist für Telecom-Anwendungen gemacht und darf deswegen die
ersten 12 KHz an Phasenrauschen ignorieren. Nur dadurch kommt
die (relativ) kleine herbeigerechnete Zahl beim Jitter zustande.
Der Löwenanteil, das ist das 1/f-Rauschen, wird überhaupt nicht
berücksichtigt.

Bei einem SSB-Empfänger sind das dann eben die 10 Nachbarkanäle,
die sich munter reziprok mischen dürfen.

Anders als hier ständig behauptet, hat ein DDS nicht notwendiger-
weise ein schlechtes Phasenrauschen. Die meisten sind sogar
excellent.

DDSe haben allenfalls ein Nebenwellenproblem und das kann man
mit einem VCO, der dem DDS 1:1 nachläuft schmerzlos beseitigen.

In Trägernähe, das heißt im Passband der PLL kann man das
überlegene Phasenrauschen des DDS auf den VCO übertragen.

Bei fast allen ordentlichen Mess-Sendern kann man im Phasenoise-
plot die Schulter sehen, die entsteht, wenn bei weiterer
Annäherung an den Träger das Phasenrauschen des VCOs eben nicht
mehr weiter ansteigt, sondern von der Referenz diktiert wird.

Warum man heute noch versucht, Empfänger im Stil von vor 30 Jahren
aufzubauen, das ist mir sowieso ein Rätsel. Und die Erkenntnisse,
die damals allgemein bekannt waren, sind heute weitgehend vergessen.
Z.B. die Notwendigkeit, die Mischer reflexionsFREI abzuschließen,
also entweder mit einem Hochstrom-FET 50 Ohm reell am Mischer zu
erzwingen, oder mit 90°-Hybriden und 2 parallelen 40 MHz-Quarzfiltern
wie im E1700.

Ein 100 MHz 16 Bit ADC hat um die 55 fs aperture-Jitter oder
eine Rauschdichte von -155 dBc/rtHz, ganz einfach, weil er sonst kein
100 MHz 16 Bit ADC ist. Und das 1/f-Rauschen findet weit weg
auf der Abtastfrequenz statt.

SDR rulez.

Gruß, Gerhard

: Bearbeitet durch User
Autor: Ralph B. (rberres)
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Gerhard H. schrieb:
> Anders als hier ständig behauptet, hat ein DDS nicht notwendiger-
> weise ein schlechtes Phasenrauschen. Die meisten sind sogar
> excellent.

Das kann ich aus eigener Erfahrung so nicht stehen lassen.

Ich hatte mit einen DDS Synthesizer einen Schmalbandwobbler aufbauen 
wollen, um eben diese Quarzfilter wobbeln zu wollen.

Resultat waren vollkommen bis fast zur Unkenntlichkeit verauschte 
Flanken.

Erst als ich dann einen VCXO verwendet habe wurde es deutlich besser.

Das DDS Chip war ein AD9854

Man konnte das Signal mit einen Messdemodulator sich anhören. Der 
Störhub war etwa knapp 300Hz.

Sowas wollte ich nicht als Localoszillator in einen KW Empfänger haben.

Nicht umsonst wird auch heute noch der IC202 bzw IC402 von Icom als 
Nachsetzer für SSB Empfang im 3cm Band verwendet. Dessen LO besteht 
nämlich aus einen gezogenen Quarz.

Die heutigen KW Empfänger klotzen mit einen intermodulationsfreien 
Dynamikbereich von angeblich 100db und mehr. Wenn da bloss nicht das 
reziproge Mischen wäre.



Ralph Berres

Autor: B e r n d W. (smiley46)
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Ich hab mir auf dem Oszilloskop bisher nur den AD9850/51 und den Si5351 
angeschaut. Beim Ersteren ist im ungünstigen Fall ohne nachgeschaltetes, 
schmalbandiges Filter kaum noch eine zusammenhängende Schwingung zu 
erkennen. Beim Si5351-Signal kann man dagegen gerade noch ein minimales 
Zappeln erahnen.

Dies passt auch zu den Angaben im Datenblatt mit typisch 300ns und 40ns 
Jitter. Subjektiv war der Unterschied eher größer.

: Bearbeitet durch User
Autor: R. F. (rfr)
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Welche der Chips sind denn als VCO für einen Empfänger besser geeignet?
Gruss

Robert

Autor: B e r n d W. (smiley46)
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IMO in diser Reiehnfolge von gut nach schlecht:

Si5341
Si570
AD9958
Si5351
AD9851
AD9850

Autor: W.S. (Gast)
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Gerhard H. schrieb:
> SDR rulez.

Gerhard, bedenke mal was anderes:

Erstens: auf LMK geht SDR ja, dazu braucht man eben ADC's mit > 80MHz 
Samplerate und > 14 Bit Auflösung. Aber das reicht nicht. Dazu die 
passenden OpV's davor UND das passende FPGA dahinter. Ob dort dahinter 
dann ein 100 MHz Cortex M4F ausreicht, oder ob da doch ein besserer DSP 
sein sollte, hängt vom Einsatzfall ab.

Sowas kostet nicht nur Geld, sondern auch Betriebsstrom. Ist also was 
für teurere Geräte, die am Stromnetz betrieben werden. Ausdrücklich 
nicht für QRP-Zeugs.

Mit halb-digitalen Architekturen geht das wesentlich 
bastlerfreundlicher: Analog bis ins Basisband, dort mit nem billigen 
Stereo-ADC ins Digitale. Sowas kann man als Bastler noch stemmen.

Zweitens: Für alles oberhalb der KW sieht es mit ADC+FPGA ganz anders 
aus. Da muss eine analoge Umsetzung her. Mit kommt da grad HRPT bei 
1698..1707 MHz in den Sinn, aber auch LRPT bei 137 MHz. Mit SDR, also 
Antenne-->ADC ist da nix zu machen (oder unbezahlbar).
Für HRPT ist ebenso ein FPGA fällig, aber nicht zum Empfangen, sondern 
zum Demodulieren. Gilt ähnlich auch für LRPT wegen der 2 Bits pro 
Symbol.

Kurzum, analoge Frontends haben nach wie vor ihre Bedeutung und man 
sollte diese Sache nicht so extrem sehen wie du.

W.S.

Autor: Mario H. (rf-messkopf)
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Ralph B. schrieb:
> hoffentlich spuckt dir nicht die Signallaufzeit des AD8306 Limiters bei
> der IQ Demodulation in die Suppe.

Das war auch meine Befürchtung, als ich die Schaltung ursprünglich 
entwickelt habe -- auch wenn das Oszillogramm in der Abbildung 15 des 
Datenblatts hoffnungsfroh stimmt. In der Praxis gab es aber bei dem 
Empfänger, den ich im oben verlinkten Posting beschrieben habe. Dieser 
verwendet den gleichen Limiter und I/Q-Mischer zur Trägerrekonstruktion.

> Hast du mal einen Pegelplan des kompletten HF Zuges gemacht, um mal
> Stufe für Stufe zu berechnen welchen IM-freien Dynamikbereich du am
> Ausgang erzielen kannst?

Ich habe mir natürlich Gedanken über den Dynamikbereich der einzelnen 
Stufen gemacht und versucht, entsprechend auszulegen. Der erste Mischer 
(mit breitbandigem Abschluss über 90°-Hybride) kommt jedenfalls auf 
einen IP3 von über 30 dBm. Einen höheren IP3 kann ich mit dem momentan 
hier vorhandenen Material nicht leicht messen, da ich die zwei 
Signalgeneratoren nicht hinreichend intermodulationsfrei überlagert 
bekomme (ich hatte einen Combiner ZFSC-2-6 von Mini-Circuits mit 
Abschwächern an den Eingängen zur Verbesserung Anpassung verwendet).

Über den Mischer, die Hybride und das Roofing-Filter bekomme ich etwas 
über 12 dB Verlust, und die erste Gain Stage hat einen Rauschfaktor von 
ca. 0.8 dB. Es besteht also Hoffnung, dass der IM-freie Dynamikbereich 
ganz ordentlich ausfällt. Ich mache mir eher Sorgen um den linearen 
Dynamikbereich; ich glaube, dass ich vor dem 2. Mischer noch zu viel 
Gain habe. Die Praxis wird es zeigen...

Autor: Mario H. (rf-messkopf)
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B e r n d W. schrieb:
> IMO in diser Reiehnfolge von gut nach schlecht:
>
> Si5341
> Si570
> AD9958
> Si5351
> AD9851
> AD9850

Eine Anmerkung noch dazu: Es wurde oben richtigerweise angemerkt, dass 
der Phase Jitter für die Si* für größer 12 kHz spezifiziert ist. 
Allerdings gibt das Datenblatt des Si5341 auch ein paar Phase Noise 
Plots bis 100 Hz an den Träger heran. Das sieht gar nicht so schlecht 
aus.

Autor: B e r n d W. (smiley46)
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Man muss auch bedenken, die Oszillatoren schwingen irgendwo zwischen 
1..2 GHz. Bei jedem Teilen /2 halbiert sich der Jitter.

: Bearbeitet durch User
Autor: W.S. (Gast)
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B e r n d W. schrieb:
> Bei jedem Teilen /2 halbiert sich der Jitter.

Ähem.. nee, es ist der Einfluß des Jitters. Also, der Jitter in 
Pikosekunden oder so bleibt wie er ist, aber da die Periode des 
Ausgangssignals beim Herunterteilen ja länger wird, wird der Einfluß 
auf's ganze damit geringer.

Ich hab grad mal nachgeguckt (zu allem außer schierem Herumlümmeln ist 
es derzeit mir zu warm):

ADF4351: 0.27 ps Jitter
SI570:   0.62 ps Jitter (bei 10..160 MHz)
SI5351:  50 .. 70 ps Jitter
CDCE913: 50 .. 60 ps Jitter
SI5340/41: hmm, die unterscheiden zwischen Einzelperioden und über 10k 
Perioden. 0.15 ps Einzel, 6.7 .. 7.4 ps über 10k Perioden.

Ich kann verstehen, daß die Hersteller möglichst gut dastehen wollen, 
aber die Eierei bei dem SI5340/5341 ist mir etwas anrüchig. Der IC ist 
sicherlich gut, immerhin bezieht er seinen Takt aus einem 14 GHz 
Oszillator. Da darf man annehmen, daß der nicht mehr jittern kann als 
rund 1/4 seiner Periodendauer. Aber die Jungs von SI haben offenbar so 
ihre Probleme mit der internen PLL. Deswegen der verschämte Hinweis über 
den Jitter über 10k Perioden.

Mir scheint der ADF wirklich am besten und auch am saubersten 
dokumentiert. Bei allen anderen Chips finde ich ein Haar in der Suppe.

Der SI570 ist nicht besser als der ADF und er kann auch bloß ab 10 MHz 
aufwärts, zudem ist er teuer. Hab selber keinen, als ist nix mit 
Ausprobieren.

Der SI5351 ist etwa so gut wie der CDCE913 und auch etwa genau so 
billig, eben die gleiche Liga. Hab mir eben mal den CDC auf 25.000 MHz 
angehört, klingt sauber. Auch wenn man ihn NF-mäßig ausnotcht, klingt es 
nicht nach Rauschteppich drumherum. OK, das ist noch lange kein 
professionelles Ausmessen, aber dafür hab ich ohnehin nicht das 
Equipment. Also scheint mir derzeit, daß sowohl der CDC913 als auch der 
SI5351 für einfachere bis mittelprächtigere Empfänger durchaus als 
Mischoszillator benutzbar sind. Als LO kann ich den CDC913 aber nicht 
empfehlen, denn das Suchen nach den geeigneten PLL-Werten ist bei dem 
ein Mißvergnügen. Da scheint mir das Berechnen der Faktoren beim SI5351 
durchaus günstiger und damit schneller zu sein.

Den SI5340/41 hab ich ebenfalls nicht, er sollte den Daten nach nicht 
sonderlich schlechter sein als der ADF - vorausgesetzt, die PLL beim ADF 
ist sauber berechnet! Das ist ne wichtige Sache, wo man viel versauen 
kann.

W.S.

Autor: Mario H. (rf-messkopf)
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W.S. schrieb:
> Ich kann verstehen, daß die Hersteller möglichst gut dastehen wollen,
> aber die Eierei bei dem SI5340/5341 ist mir etwas anrüchig. Der IC ist
> sicherlich gut, immerhin bezieht er seinen Takt aus einem 14 GHz
> Oszillator. Da darf man annehmen, daß der nicht mehr jittern kann als
> rund 1/4 seiner Periodendauer. Aber die Jungs von SI haben offenbar so
> ihre Probleme mit der internen PLL. Deswegen der verschämte Hinweis über
> den Jitter über 10k Perioden.

Das Datenblatt ist mir an der Stelle auch nicht ganz verständlich. Die 
160 fs beziehen sich auf den Bereich 12 kHz bis 20 MHz. Das geht auch 
aus den Phase Noise Plots hervor, die offenbar mit einem Agilent E5052 
o.ä. aufgenommen wurden, und die auch den von 12 kHz bis 20 MHz 
integrierten RMS-Jitter anzeigen. Die Messmethode, die hinter der Angabe 
mit den 10.000 Perioden steckt, geht nicht klar aus dem Datenblatt 
hervor ("Measured in the time domain. Performance is limited by the 
noise floor of the equipment."). Für mich sind daher die Phase Noise 
Plots noch am aussagekräftigsten.

Anbei einmal ein Spektrum von meiner Si5341-Platine (LVDS-Ausgang bei 
79,65 MHz) für die oben angesprochene Reimplementierung des 
Empfänger-Projekts. Sorry für das scheußliche Handy-Bild, das hatte ich 
vor zwei oder drei Wochen nur schnell beim Funktionstest der Platine 
gemacht.

Sieht soweit ordentlich aus. Der leichte Anstieg des Rauschens ab ca. 
400 Hz zum Träger hin kommt wahrscheinlich über die Betriebsspannung. 
Ich hatte auf die Schnelle Digital- und Analog-Versorgungsspannungen 
zusammen geklemmt. Außerdem war die Masseverbindung zum Labornetzteil 
schlecht (fliegender Aufbau), so dass die Spannungen über die 
Masse-Impedanz verkoppeln. Abschirmung war auch offen. Auf der 
Synthesizer-Platine sitzt auch noch ein Mikrocontroller und es hängt die 
Frontpanel-Platine daran, die gemultiplexte LED-Anzeigen hat; das ist 
bei dem fliegenden Aufbau natürlich ungünstig. Ordentlich aufgebaut und 
verdrahtet sollte das Rauschen am Träger flacher sein.

Vielleicht teste ich das die Tage nochmal mit ordentlicherem Aufbau und 
etwas näher am Träger mit 1 Hz-Auflösebandbreite. Bei der Hitze ist 
jedenfalls erstmal Siesta angesagt.

Autor: Ralph B. (rberres)
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Mario H. schrieb:
> Si5341_LVDS.jpg
>
>             306 KB, 37 Downloads

Also wenn ich das Foto richtig interpretiere, würde jeder 
Amateurfunk-KW-Transceiver sich glücklich schätzen dürfen, wenn er ein 
derart geringes Phasenrauschen hätte.

Die Realität sieht aber leider um ein paar Größenordnungen schlechter 
aus.

Ralph Berres

Autor: W.S. (Gast)
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Mario H. schrieb:
> Vielleicht teste ich das die Tage nochmal

Hast du vielleicht auch so einen China-Modul mit dem SI5351 irgendwo 
herumfliegen? Du bist ja um Welten besser ausgestattet als unsereiner, 
da wäre es durchaus wünschenswert, in die Sache mal richtig Licht 
hineinzubringen.

btw: sitzt du weit weg von Berlin? Ralph ist ja so etwa an der Mosel, 
das ist mir dediziert zu weit weg.

W.S.

Autor: Ralph B. (rberres)
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W.S. schrieb:
> Ralph ist ja so etwa an der Mosel,
> das ist mir dediziert zu weit weg.

ja leider  genaugenommen am A... der Welt.

DR.Mario Hellmich wohnt in Salzgitter also nicht so extrem weit von dir 
weg.

Ich wohne 16km von der luxembourger Grenze entfernt in Trier.

Wie sage ich immer. Trier ist ein kleines verschlafenes Nest am Rande 
der Eifel mit etwa 106000 Einwohner. Oder Trier ist eine Stadt der 
Gebetbücher und Maulwürfe ( wegen der Archäologen ).

Ralph Berres

: Bearbeitet durch User
Autor: Ralph B. (rberres)
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Mario H. schrieb:
> Si5341_LVDS.jpg

Ich habe mir das Bild noch mal genauer angeschaut.

Mich würde mal interessieren, wie das aussieht wenn man mit 1KHz RBW in 
10KHz Abstand messen würde.

Das Grundrauschen des SAs müsste bei den üblichen Rauschzahlen von ca 
30db bei 10 Hz RBW bei -135dbm liegen.

Hier wurde ein RBW von 10Hz genommen und hat dabei ein Rauschteppisch 
von -115dbm  Das dürfte von der Phasenrauschglocke stammen.  Bei 1KHz 
RBW müssten es dann etwa -95dbm sein Jetzt sind wir aber sehr nah am 
Träger etwa 400Hz entfernt. Ob das in 10KHz Abstand wieder besser 
aussieht?

Ich vermute das das Phasenrauschen nur etwas besser ist als der vom ADF 
4351

Ralph Berres

Autor: Mario H. (rf-messkopf)
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Ralph B. schrieb:
> Das Grundrauschen des SAs müsste bei den üblichen Rauschzahlen von ca
> 30db bei 10 Hz RBW bei -135dbm liegen.
>
> Hier wurde ein RBW von 10Hz genommen und hat dabei ein Rauschteppisch
> von -115dbm  Das dürfte von der Phasenrauschglocke stammen.  Bei 1KHz
> RBW müssten es dann etwa -95dbm sein Jetzt sind wir aber sehr nah am
> Träger etwa 400Hz entfernt. Ob das in 10KHz Abstand wieder besser
> aussieht?

Der Abschwächer ist aber um 20dB eingedreht, daher rutscht der 
Rauschteppich natürlich auch um 20dB nach oben. Was man rechts und links 
vom Peak sieht, sollte tatsächlich im wesentlichen das Rauschen vom 
Analyzer sein.

An dieser Stelle kommt auch ein High End-Analyzer wie der FSEA 30 (der 
in den grundlegenden Parametern nicht viel schlechter als ein aktueller 
High End-Analyzer dasteht) langsam an seine Grenzen. Bei 1Hz-Bandbreite, 
1Hz Videofilter, Zero Span und Trace-Mittelung kommt man mit dem FSEA 
auf einen Rauschteppich von vielleicht -158dBm (Datenblattwert -145dBm, 
glaube ich). Wenn man die im Bild gezeigte Messung verbessern will, kann 
man also nur noch die Auflösebandbreite verringern und mitteln.

Eigentlich ist so eine Messung ein Fall für einen Phasenrauschmessplatz. 
Ich habe leider keinen.

Weiter interessante Angabe zum FSEA: Leistungsaufnahme 180VA. Treibt bei 
diesem Wetter die Temperatur im Zimmer merklich nach oben.

W.S. schrieb:
> Hast du vielleicht auch so einen China-Modul mit dem SI5351 irgendwo
> herumfliegen? Du bist ja um Welten besser ausgestattet als unsereiner,
> da wäre es durchaus wünschenswert, in die Sache mal richtig Licht
> hineinzubringen.

Leider nicht. Was für eins meinst Du denn? Wenn der Chinamann es mir 
billig verkauft, kann ich mir ja mal eins im Namen der Wissenschaft 
anschaffen und vermessen.

Ralph B. schrieb:
> DR.Mario Hellmich wohnt in Salzgitter also nicht so extrem weit von dir
> weg.
>
> Ich wohne 16km von der luxembourger Grenze entfernt in Trier.
>
> Wie sage ich immer. Trier ist ein kleines verschlafenes Nest am Rande
> der Eifel mit etwa 106000 Einwohner. Oder Trier ist eine Stadt der
> Gebetbücher und Maulwürfe ( wegen der Archäologen ).

So ist es. Mitten auf dem niedersächsischen Acker. Eingeweihte sprechen 
auch von Salzghetto. :-)

Autor: W.S. (Gast)
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Mario H. schrieb:
> Was für eins meinst Du denn?

Ach, die Chinesen haben wohl die Arduino-Jünger als Zielscheibe 
hergenommen, überall sprießen die kleinen Brettln mit dem Hinweis "für 
Arduino", so z.B. auch da:

Ebay-Artikel Nr. 272918702125

Ich hatte vor einiger Zeit genau so eines mal gekauft - allerdings für 
weniger Geld und dafür ohne die SMA-Buchsen. Die Jungs sind kühn: sie 
legen die 3 Ausgangssignale ganz frech auf die Stiftleiste.

Im Prinzip sind diese Chips schon interessant, da billig. Und wenn sie 
sich für LO-Zwecke ausreichend eignen sollten, dann wäre das gut.

W.S.

Autor: Mario H. (rf-messkopf)
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So, da man bei der Hitze ohnehin nichts sinnvolles machen kann, habe ich 
meine Si5341-Platine nochmal vermessen.

Der Schaltplan der Platine wurde in 
Beitrag "Re: Simulation SRA-1" gepostet (Platine 
A2 - Controller). Das erste Bild zeigt den Teil mit dem Si5341. Der 
weiße Schmodder sind Flussmittelreste, die Platine wurde bisher nur grob 
gereinigt.

Gemessen wird der als LVDS konfigurierte Ausgang 0 bei 79,65 MHz 
(entspricht einer Empfangsfrequenz von 7,2 MHz in meinem 
Empfänger-Projekt).

Das zweite Bild zeigt ein Oszillogramm des LVDS-Signals (jeweils mit 50 
Ohm terminiert).

Die Spektren sind single-ended gemessen; das andere LVDS-Signal ist mit 
50 Ohm terminiert.

Im Gegensatz zum in Beitrag "Re: Simulation SRA-1" 
gezeigten Spektrum ist der Auto Peak-Detektor verwendet worden, außer 
beim Spektrum mit 5 kHz Span, auf dem die Phase-Noise-Marker sind. Der 
Auto Peak-Detektor zeichnet zu jedem Bildpunkt jeweils den größten und 
kleinsten vom A/D-Wandler gemessenen Wert auf und verbindet diese Punkte 
mit einer vertikalen Linie. Dadurch sieht der Rauschteppich etwas höher 
aus, aber man erkennt manche Details besser.

Bei den Phase Noise Markern habe ich den Referenz-Marker nicht ganz auf 
den Peak bei 2,8dB gesetzt, sondern versehentlich daneben bei -2,37dB 
(wohl vergessen "Peak Search" zu drücken -- die Hitze). Die angezeigten 
Phasenrausch-Werte sind also etwas zu pessimistisch. Ich nehme das jetzt 
aber nicht nochmal auf.

Der leichte Rauschanstieg zum Träger hin im Spektrum mit 500kHz Span 
kommt zum größten Teil wohl aus dem Analyzer, da der bei größeren Spans 
seine PLL-Bandbreite umschaltet. Auf den Spektren mit kleinerem Span ist 
dieser Anstieg nicht zu sehen.

Insgesamt ist das Ding ein durchaus brauchbarer LO, würde ich sagen.

Autor: Mario H. (rf-messkopf)
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W.S. schrieb:
> Ach, die Chinesen haben wohl die Arduino-Jünger als Zielscheibe
> hergenommen, überall sprießen die kleinen Brettln mit dem Hinweis "für
> Arduino"

Mit dem Arduino habe ich mich nie beschäftigt, und habe auch keinen 
hier. Ebenso habe ich habe keine große Lust und vor allem keine Zeit, 
damit anzufangen. Es gibt aber hier

https://www.qrp-labs.com/vfo.html

eine Si5351A-Platine, wo ein passend programmierter Controller und ein 
Display nebst Drehencoder schon dabei sind. Man muss nur noch ein 
bisschen Hühnerfutter dazu löten. Vielleicht schaffe ich mir das Teil 
zwecks Test des Si5351 mal an.

Autor: Gerhard H. (ghf)
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W.S. schrieb:
> Gerhard H. schrieb:
>> SDR rulez.
>
> Gerhard, bedenke mal was anderes:
>
> Erstens: auf LMK geht SDR ja, dazu braucht man eben ADC's mit > 80MHz
> Samplerate und > 14 Bit Auflösung. Aber das reicht nicht. Dazu die
> passenden OpV's davor UND das passende FPGA dahinter. Ob dort dahinter
> dann ein 100 MHz Cortex M4F ausreicht, oder ob da doch ein besserer DSP
> sein sollte, hängt vom Einsatzfall ab.
>
> Sowas kostet nicht nur Geld, sondern auch Betriebsstrom. Ist also was
> für teurere Geräte, die am Stromnetz betrieben werden. Ausdrücklich
> nicht für QRP-Zeugs.
>
> Mit halb-digitalen Architekturen geht das wesentlich
> bastlerfreundlicher: Analog bis ins Basisband, dort mit nem billigen
> Stereo-ADC ins Digitale. Sowas kann man als Bastler noch stemmen.
>
> Zweitens: Für alles oberhalb der KW sieht es mit ADC+FPGA ganz anders
> aus. Da muss eine analoge Umsetzung her. Mit kommt da grad HRPT bei
> 1698..1707 MHz in den Sinn, aber auch LRPT bei 137 MHz. Mit SDR, also
> Antenne-->ADC ist da nix zu machen (oder unbezahlbar).
> Für HRPT ist ebenso ein FPGA fällig, aber nicht zum Empfangen, sondern
> zum Demodulieren. Gilt ähnlich auch für LRPT wegen der 2 Bits pro
> Symbol.
>
> Kurzum, analoge Frontends haben nach wie vor ihre Bedeutung und man
> sollte diese Sache nicht so extrem sehen wie du.

Ich sehe das gar nicht extrem. Ein SDR ist nicht, wenn man die Antenne 
in den ADC stöpselt. SDR ist aber auch nicht, wenn man einen 
10KHz-Batzen
in eine Soundcard einspeist.

Ich denke, mit dem Red Pitaya z.B. hat man eine recht gute, bezahlbare 
Lösung, vor allem, wenn man sieht was das Ding noch so nebenbei alles 
kann, wie s-Parameter oder Bodeplots messen.

Der RP hat 2 125 MHz 14 Bit-ADCs und zwei 125 MHz DACs, ein Xilinx ZYNC 
mit FPGA der 7er-Generation und DualCore ARM Cortex-9 CPU, Ethernet, USB 
und Linux. Er läuft freudig mit dem bisschen Strom, das eine 
USB-Schnittstelle hergibt.

Und ich bastele gerade an einer 70cm-Motorrad-Portabel-Station mit dem 
RP.

432 MHZ - (100MHz *4) = 32 MHz für den RedPitaya.
oder 144 - 100MHz     = 44 MHz für den RP.

Und plötzlich passen 100 MHz-VCXOs von Citizen, kein Getue mit 
Anschwingen, garantiertes Phasenrauschen, die Abtastfrequenz ist so weit 
weg, dass 1/f keine Rolle mehr spielt. Die Ringmischer sind MABAES0061 
oder CX2074NL oder CX2047-Trafos, die Dioden die üblichen Verdächtigen 
von Avago. Die wurden neulich abgekündigt, nachdem Broadcom Avago 
gekauft hat. Gibt's aber alles bei DigiKey.

100 MHz, weil man es simpel an ein externes Frequenznormal anbinden 
kann. Wenn man das nicht braucht reicht auch was man an Quarzen eben da 
hat. Wenn die 1. ZF 5 MHz woanders ist, ist das auch nicht weiter 
schlimm. Das ändert nur eine Zahl für den Red Pitaya.

Wenn ich daran denke, dass ich mal eine ganze Bank von XF9B  C  E 
gekauft habe für WIMRE 140 DM/Stück, dann ist der RP ein echtes 
Schnäppchen.

Gruß aus St.Wendel im gewittrigen Saarland, HF-Diaspora.
Gerhard

: Bearbeitet durch User
Autor: Holm T. (holm)
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@W.S.: mit einem 16Khz breiten 70Mhz Quarzfilter kann ich Dir sicher für 
Portokosten helfen:

https://www.tiffe.de/robotron/Bausteinuebersicht/MQF.pdf

Diese Teile waren in kommerziellen DDR Funkempfängern verbaut, 2. ZF 
dann mit 200Khz mechanischen Filtern je nach Bandbreite...

Gib Laut falls es Dich interessiert.

Gruß,

Holm

Autor: W.S. (Gast)
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Holm T. schrieb:
> Gib Laut falls es Dich interessiert

Besten Dank, aber mir ist das zu schmalbandig. Ich habe vor langer Zeit 
mal so ein 70.2 MHz Filter von jemandem bekommen, zusammen mir einer 
Schachtel MQF10.7-1800/1.

Ich bin z.Z. auf dem Trip, mit meinem Wobbler, RFSim99 und Horst's 
DISHAL-Programm einige billige 48 MHz Keramikschwinger auszuprobieren. 
Das sieht auf dem PC erstmal ganz gut aus, man kann vermutlich ohne 
große Probleme Bandbreiten von 10..30 kHz erzielen. Dabei ist mir die 
Kurzwelle eigentlich eher ein Nebenschauplatz.

Ach ja, noch ein Nebenprodukt: Die IC's "RF2411" und "RF2444" von RF 
Micro Devices haben sich als durchaus nett auch für KW Anwendungen 
gezeigt. In den Hersteller-PDF's werden nur Anwendungen im Bereich ab 
850 MHz aufwärts berücksichtigt, aber da die IC's intern DC gekoppelt 
sind, kann man sie bis herunter in den NF-Bereich benutzen. Beide haben 
quasi einen MMIC mit ca. 1.6dB NF als LNA vor dem Mixer.

Den RF2411 hab ich ausgemessen, er kann am LNA-Ausgang etwa 1.5 Vss (= 
ca. 0.5 Veff = ca. +7dBm) abgeben, ohne daß die Verzerrung durch die 
gekrümmte BE-Kennlinie des Eingangstransistors sich deutlich bemerkbar 
macht. Das macht am des LNA Eingang so etwa 56 mVeff = -12 dBm aus.

Einen üblen Trick gibt es noch beim RF2444: Für die Verwendung bei 
niedrigen Frequenzen muß man in die Vcc Leitung des LNA eine Drossel und 
für ganz niedrige Frequenzen dazu noch einen Kollektorwiderstand (50 Ohm 
oder so) einfügen - also die übliche Schaltung wie bei allen MMIC's. 
Damit geht der Chip auch für LMK+VHF zu benutzen.

W.S.

Autor: Mario H. (rf-messkopf)
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W.S. schrieb:
> Ich bin z.Z. auf dem Trip, mit meinem Wobbler, RFSim99 und Horst's
> DISHAL-Programm einige billige 48 MHz Keramikschwinger auszuprobieren.
> Das sieht auf dem PC erstmal ganz gut aus, man kann vermutlich ohne
> große Probleme Bandbreiten von 10..30 kHz erzielen.

Wie sehen denn die Ergebnisse aus? Hast Du auch schon Messergebnisse? 
Bekommt man mit damit eine gute Sperrdämpfung hin?

Ich hatte bei meinem Empfänger SAW-Filter mit 86,85 MHz Mittenfrequenz 
und 25 kHz Bandbreite verwendet (gibt es von Murata, Vectron, etc.). Die 
haben den Nachteil, dass die Sperrdämpfung nur ca. 60 dB beträgt, also 
weniger als bei guten Quarzfiltern. Die 86,85 MHz SAW-Filter werden 
kommerziell in amerikanischen D-AMPS-Telefonen in der ZF eingesetzt. Da 
D-AMPS mittlerweile obsolet ist, werden die Filter in der näheren 
Zukunft sicher auch abgekündigt.

Autor: Ralph B. (rberres)
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Holm T. schrieb:
> @W.S.: mit einem 16Khz breiten 70Mhz Quarzfilter kann ich Dir sicher für
> Portokosten helfen:

könnte mich eventuell interessieren. Einfach zum experimentieren.

Wieviel könntest du entbehren?

Ralph Berres

Autor: W.S. (Gast)
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Mario H. schrieb:
> Wie sehen denn die Ergebnisse aus?

Naja, einiges habe ich bereits. Allerdings steht das echte 
Ausprobieren auf einer gut gerouteten LP noch aus. Die Dinger sind ja 
grad mal 2.5x2.0.1.5 mm groß.

So, zum Bild: Ich hatte mit ner Dämpfung am Generator von 20 dB 
gearbeitet und die Filter auch vorn+hinten mit 50 Ohm abgeschlossen. 
Filter sind von AEL Crystals, C48M000000S002 (Farnell 144-8151). Hatte 
wohl die letzten 10 Stück von denen gekauft (Farnell gefällt mir von 
Jahr zu Jahr immer weniger). Aber bei Mouser wird man mit ähnlichen 
Filtern fündig.

Grundsätzlich: Solche Keramikschwinger haben per se gleich die gegen 
Masse gehenden Kondensatoren vorn und hinten eingebaut. Das muß man 
berücksichtigen, denn es ist im eigentlichen Schwinger quasi eingebaut.

Soweit ich das herausgemessen habe, sind die Daten etwa so:
Cs = 50 fF
L  = 218 µH
Rs = 40 Ohm
Cp = 9 pF

Damit kannst du in Dishal erstmal arbeiten und dir dort deine 
Wunschkonfiguration einstellen.

Aber als finales Filter habe ich mir das nicht gedacht. Mein Plan im 
Groben geht etwa so:
KW-Version, klassisch:
- 45 MHz Tiefpass
- RF2411-LNA
- 45 MHz Tiefpass
- RF2411-Mischer
- TC4-1 (bal-->unbal und Impedanz 4:1 runter)
- besagte Keramikfilter auf 48 MHz als 1. ZF
- TK10931V Mischer
- 455 kHz Filter-Satz/Sätze als 2. ZF
  (evtl. 4 Sätze mit div. Bandbreiten, per FST3253 umschaltbar)
- TK10931V ZF (AM+FM) + Demodulator/BFO

und die z.Z. nur erstmal grob angedachte Versuchs-Version dazu:
- 45 MHz Tiefpass
- RF2411-LNA
- 45 MHz Tiefpass
- RF2411-Mischer
- TC4-1 (bal-->unbal und Impedanz 4:1 runter)
- besagte Keramikfilter auf 48 MHz als 1. ZF
- RF2667 oder AD8348 oder LT5506 als ZF-Amp
  und I/Q-Demodulator
- 24 Bit Stereo-ADC
- weiter digital per Cortex M4F

Und die angezielte Kür kommt später, dann aber für > 30 MHz. Aber das 
ist noch fern.

W.S.

Autor: HST (Gast)
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Hallo,

um die Erwartungshaltung zu kalibrieren, habe ich einmal die Daten der 
Keramikschwinger genommen und damit via Dishal ein 4-Polfilter berechnet 
und mit LT-SpiceIV simuliert (Dishal v2052 erzeugt automatisch Netlists 
u.a. für LT-Spice). Dabei habe ich Rs etwas optimistischer mit 30 Ohm 
(Qu=2200) angenommen und Cp auf 7pF statt 9pF gesetzt, um dss gezeigte 
delta fp-fs von ca. 175khz zu erreichen.

Wie das Bild zeigt, ist selbst bei einer Design-Bandbreite von 50kHz die 
Verrundung und die Dämpfung durch die relativ geringe Güte recht 
deutlich.
(keine Ahnung, ob die erwähnten "eingebauten Koppel-Cs" kleiner als die 
mit Dishal errechneten sind)

Übrigens, 45MHz-Tiefpässe bei einer ZF von 48MHz erscheinen sehr 
ehrgeizig (zumindest mit LC-Filtern). Evtl. kann man einen oder zwei der 
48MHz Keramikschwinger als Notchfilter integrieren.

Viel Spaß,  Horst

Autor: Gerhard H. (ghf)
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Hm.

Der RF2411 ist bei Qorvo abgekündigt, und wenn man sich's überlegt ist 
es nicht unbedingt schade. -8 dBm input IP3 bei 2.5 dB Rauschzahl ist 
jetzt wirklich nix, was man haben will, das wirft einen 40 Jahre zurück. 
Und das Ding ist GaAs HBT, da kann die 1/f-Rausch-Ecke gerne mal bei 50 
MHz sein.

Muss die Tiefpass-Ecke wirklich 45 MHz sein? Offiziell ist Kurzwelle bei 
30MHz zu Ende, darüber ist noch ein bisschen Militär. Das würde das 
Design des Tiefpasses ganz wesentlich bezgl. Dämpfung, erzielbarer 
Abschwächung vereinfachen..  35 MHz?

Das 1. ZF-Filter muss nicht überall außerhalb des Passbands abschwächen 
bis ins Rauschen. Eigentlich muss es nur den 2. Mischer um, sagen wir, 
30 dB entlasten. Auf der 2. Spiegelfrequenz muss es natürlich dicht 
sein.

Wenn man breitbandige Filter mit Quarz-artigen Strukturen bauen will, 
dann bieten sich Brückenfilter an. Das ist ein Trafo mit 
Gegentaktausgang, Mittelanzapf geerdet. An den beiden 180°-verschobenen 
Ausgängen hängt je ein Quarz in Serie. Die Ausgänge der Quarze werden 
aufaddiert.

Wenn man die Eingangsfrequenz über die Serienresonanz der Quarze 
schiebt, kippt die Phase um 180°. Bei diesem Filter haben die Quarze 
unterschiedliche Serienresonanzen, und das sind später die 
Eckfrequenzen.

Wenn man weit unterhalb des Passbands ist, haben beide Zweige 0° 
Verschiebung (sagen wir mal, als Referenz). Die Summe ist dann 0, wegen 
des Gegentakttrafos. Weit oberhalb des Passbandes haben beide Zweige 
180°, die Summe ist auch 0.

In dem Frequenzbereich zwischen den Resonanzen der Quarze hat der eine 
schon 180°, der andere noch 0° -> es gibt ein Ausgangssignal. Die Bäume 
wachsen auch hier nicht in den Himmel wegen Parasitics, aber man kommt 
weiter als mit simplen Resonanzen oder Ladderfiltern. Das geht natürlich 
auch mit Keramik-Resonatoren.

Das Datenblatt der Farnell-Dinger ist aber etwa so umfangreich wie ein 
Kochbuch aus der Sahel-Zone. K.A., ob man mit Serien-C oder -L die 
Resonanzen nennenswert beeinflussen kann.

Für die AGC bietet sich ein Pin-Dioden-Abschwächer an. Früher musste man 
wegen der Intermodulation die Mittel/Langwelle von den Pindioden 
fernhalten, aber heute ist dort ja nichts mehr los.

Gruß, Gerhard

Autor: Ralph B. (rberres)
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Gerhard H. schrieb:
> Für die AGC bietet sich ein Pin-Dioden-Abschwächer an. Früher musste man
> wegen der Intermodulation die Mittel/Langwelle von den Pindioden
> fernhalten

Pindioden haben eigentlich noch die geringsten 
Intermodulationsverzerrungen, weil sie sich wie reelle Widerstände 
benehmen.

Man muss allerdings dafür sorgen das Signale dessen Frequenz unter dem 
Wert liegen, bei welcher die Pindiode, auf Grund seiner Speicherzeit in 
der Sperrschicht, noch als reeller Widerstand funktioniert, ausreichend 
durch einen Hochpas unterdrückt werden.

Es gibt glaube ich auch Pindioden, welche für MW geeignet sind.

Alle anderen Form von Stellglieder in der ALC Regelung, wie z.B. 
Dualgatemosfets dessen zweiter Gate zur Verstärkungsregelung eingesetzt 
wird,
sind von den Intermodulationswerten weit schlechter.

Ralph Berres

Autor: W.S. (Gast)
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HST schrieb:
> Dabei habe ich Rs etwas optimistischer mit 30 Ohm
> (Qu=2200) angenommen und Cp auf 7pF statt 9pF gesetzt, um dss gezeigte
> delta fp-fs von ca. 175khz zu erreichen.

Ah... du bist also endlich wieder zurück. Aber - sag mal -  ist 00.30 
nicht etwas ZU ungewöhnlich? (alles weitere --> 600 Ohm)

Nun, zu den Piezofiltern sei gesagt, daß ich versucht habe, nicht allzu 
optimistische Werte anzunehmen. Die PDF's bei den Händlern sind sehr 
'minimalistisch', da kann man außer den eher schöngeredeten 30 Ohm nix 
wirklich entnehmen. Nominell werden solche Piezofilter mit 2x 5 pF oder 
2x 30 pF gefertigt, soweit ich das aus Vergleichsangaben entnommen habe. 
Die Güten liegen durchschnittlich zwischen 800 und 1200 (da halte ich 
2200 für sehr optimistisch) und die Kapazitäten sind schlichtweg die 
Kapazität des Teils des Piezos, der zwischen der jeweiligen 
Erreger-Bedampfung und GND-Bedampfung liegt:
A-----|          |-----B
    -----      -----
  |------------------|
  |    piezo         |
  |------------------|
    -----      -----
GND---|----------|

Insgesamt scheinen mir derartige Piezoschwinger heutzutage noch am 
ehesten eine Lösung für die 1. ZF, denn man kann sowas NOCH kaufen und 
das zu erträglichem Preis, was für Quarzfilter eigentlich nicht mehr 
wirklich gilt.

Dazu liegen m.E. die erzielbaren Bandbreiten im 10..30 kHz Bereich. Und 
das ist gut genug für eine hochliegende 1.ZF. Aber erstmal sehen, was 
man tatsächlich an Filtern mit diesen Keramikdingern hinkriegt. Rechnen 
ist das eine, ein tatsächlich funktionierender HF-Trakt bis zur NF was 
anderes. Kostet "bloß" Test-Leiterplatten, die es auch nicht umsonst 
gibt.

Ich mache mir auch wegen der RF2411 keine Sorgen, die Dinger sind billig 
zu haben und soweit ich den LNA des Chips ausgemessen habe, auch 
ausreichend großsignalfest auf niedrigen Frequenzen. So etwa 56 mV am 
Antenneneingang sind nicht nur etwa -12 dBm, sondern eben auch nominell 
etwa S9+60dB. Das sollte man beim Hecheln nach Großsignalfestigkeit auch 
mal bedenken. Ich will hier nicht den Hilberling übertrumpfen.

Und die 45 MHz als Tiefpaß ist einigermaßen ernst gemeint. Bei meinem 
AOR7030 kann ich z.B. wirklich bis an die 32 MHz heran abstimmen und 
dessen 1. ZF ist 32 MHz. Wichtig ist ja nur, daß die Spiegelfrequenz 
ausreichend unterdrückt wird und daß der RF-Durchschlag auf die ZF 
überschaubar bleibt.

Schöne Grüße
W.S.

Autor: Gerhard H. (ghf)
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Ein IP3 von -8 dBm bedeutet nicht, dass man bei diesem Pegel noch irgend 
etwas Sinnvolles mit dem Ding anstellen kann. Er bedeutet, dass die 
Intermodulation 3. Ordnung genauso stark wird wie die Eingangssignale.

Der IP3 existiert nicht physikalisch, es ist ein reiner Rechenwert. Man 
misst ihn bei verschiedenen kleinen Pegeln und verlängert dann die Kurve 
der Messwerte für Eingangsleistung und Intermodulationsprodukte in dBm 
mit dem Lineal. Weil die Intermodulation wesentlich schneller steigt als 
der Eingangspegel, treffen sich die Kurven irgendwo, bei hoffentlich 
möglichst vielen dBm. (they intercept).

Qualitaetsverstaerker würden verglühen wenn man den notwendigen Pegel 
tatsächlich anlegen würde. Der Telefunken E1700 hatte schon vor 40 
Jahren +40 dBm IP3. Schon der Amateurfunk-Drake R7 hatte > 20m dB.

-8 dBm ist schon so schlimm wie der Yeasu FT227/FT101, der damals als 
großer Rückschritt gegenüber seinen röhrenbestückten Vorgängern 
angesehen wurde. 10 dB mehr IP3, das macht 30 dB weniger Dreck; 10 dB 
weniger IP3  sind allerdings auch so drastisch in die unerwünschte 
Richtung.

Gruß, Gerhard

Autor: Gerhard H. (ghf)
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Gerhard H. schrieb:

> Der IP3 existiert nicht physikalisch, es ist ein reiner Rechenwert. Man
> misst ihn bei verschiedenen kleinen Pegeln und verlängert dann die Kurve
> der Messwerte für Eingangsleistung und Intermodulationsprodukte in dBm

muss lauten:

Man misst die Intermodulation bei verschiedenen....

Autor: W.S. (Gast)
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Gerhard H. schrieb:
> Ein IP3 von -8 dBm bedeutet nicht, dass man...

Moment mal, worüber referierst du eigentlich?

Ich habe den Chip quer über den KW-Bereich direkt ausgemessen. Und dabei 
festgestellt, daß man ihm etwa 50 mV effektiv am Eingang des LNA 
anbieten kann, ohne daß dadurch die Sinusform spürbar deformiert wird. 
Das ist NICHT der IP3, gelle? Es ist noch nicht mal der 1dB 
Kompressionspunkt.

Auf der anderen Seite der Medaille steht ein Rauschmaß von 1.6 dB für 
den LNA, was ich jedoch erstmal dem Manual glauben muß, ohne es mit 
meinen Mitteln nachmessen zu können.

Ich sag dir (und mir), daß dieser Chip ein durchaus faires Teil ist, 
soweit sich mir das derzeit darbietet. Er ist von Hause aus ein IC für 
1..2 GHz, er kostet weniger als 1 Euro und er wird auch noch ausreichend 
gehandelt.

Alle diese Bedenken, die du äußerst, kommen wohl eher aus dem Betrieb 
von Empfängern innerhalb einer DX-Expedition oder wenigstens eines Camps 
wie z.B. während der Hamradio, wo man empfangen will, während 5 Meter 
nebenan jemand mit 600 Watt grad sendet. Für solche Situationen gelten 
andere Konditionen, das ist mir klar. Aber das ist nicht der Alltag. 
Mein AR7030 verträgt auch keine 10 Watt HF an seinem Eingang. Und dein 
Red Pitaya vermutlich auch nicht. Also bleiben wir doch lieber mal auf 
dem Teppich - und das heißt, schauen, was man mit dem Verfügbaren 
erreichen kann - und nicht, zuerst turmhohe Forderungen aufzustellen und 
dann zu schauen, ob sich das überhaupt mit den eigenen Mitteln 
realisieren läßt.

W.S.

Autor: Ralph B. (rberres)
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Gerhard H. schrieb:
> Der Telefunken E1700 hatte schon vor 40
> Jahren +40 dBm IP3. Schon der Amateurfunk-Drake R7 hatte > 20m dB.

Heute kann man aber froh sein wenn man überhaupt ein Afunk-TRX findet 
welches einen Eingangs-IP3 von mehr als +20dbm hat. Bei UKW/UHF 
Allmode-TRX sieht es noch viel schlechter aus.

Es gibt heute nur sehr wenige KW-TRX welche mit +40dbm IP3 am Eingang 
aufwarten können. Der Hilperling ist sicher einer, der darunter fällt.

Ansonsten haben sich die Empfänger mit analogen Signalverarbeitung bis 
runter auf die letzte ZF demnächst erledigt.

Icom hat mit dem IC7300 als Einstiegsklasse und dem IC7610 momentan die 
Nase vorne. Ob die Konkurenz den Vorsprung noch verkleinern kann, muss 
sich zeigen. Yeasu versucht es wenigstens. Kenwood fürchte ich wird sich 
vom Markt der KW Afunkgeräte irgendwann zurückziehen.

Ralph Berres

Autor: Markus W. (dl8mby)
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Hallo IP3 Experten,

ich finde Eure Diskussion hier ganz interessant.
Lese schon eine Weile mit und finde den Beitrag
aufschlussreich.

Ich selber besitze einen TS480, der noch aus der
Vor-SDR Zeit stammte, zumindest im Consumer Bereich,
und der hat einen IP3 knapp unter den genannte 20dBm.
Wurder damals mit dem AD831 im FE bestückt. Hat aller-
dings eine Rauschmaß im zweistelligem Bereich.

Demgegenüber habe ich mal einen QRP TRX, den mcHF
des OV's I40, gegenübergestellt, der hat einen einfachen
BFR93A als Eingangstransistor mit 50mA Strom und einen
Schaltmischer FST3253 dahinter. Dessen Rauschmaß mit dem
QSD am Eingang als Mischer liegt aber unterhalb der 3dB.

Das Ding ist sauempfindlich und man kann 5kHz neben der
Empfangsfrequenz S9+10dB Signale haben und hört noch ein S3
CW Ton bei 500Hz Filterbandbreite. Das schafft der TS480
nicht.

Als Referenz ziehe ich immer meinen R&S EK085 mit einem
mitlaufendem Vorfilter zum Vergleich heran, der mit allen
Filtern bestückt ist. Dem kann man auch +10dBm am Eingang
reinblasen, ohne daß er ganz taub wird.
Allerdings kann man nicht zu nah an die Empfangsfrequenz
mit dem Störer herangehen, da das Mitlauffilter nicht so
schmalbandig ist, daß man einen 5kHz entfernten Störer damit
wegblenden könnte.

Markus

Autor: Marc Oni (Gast)
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Markus W. schrieb:
> Demgegenüber habe ich mal einen QRP TRX, den mcHF
> des OV's I40, gegenübergestellt, der hat einen einfachen
> BFR93A als Eingangstransistor mit 50mA Strom und einen
> Schaltmischer FST3253 dahinter. Dessen Rauschmaß mit dem
> QSD am Eingang als Mischer liegt aber unterhalb der 3dB.

Da unter 30 MHz das externe Rauschen bei weitem dominiert,  sind 
Rauschmaße unter 10dB bei einem KW Empfänger nicht sonderlich sinnvoll. 
Sie begrenzen unnötig den nutzbaren Dynamikbereich. Ein 20dB Abschwächer 
ist wichtiger als unnötige Empfindlichkeit, die weit unter dem 
Außenrauschen liegt.

Denn jedes dB an Rauschmaß das unter dem Rauschmaß des externen 
Rauschens liegt, ist ein verschenktes dB, das man besser "oben" brauchen 
könnte.

Autor: Markus W. (dl8mby)
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@Marc,

das besagt die Theorie, die mir auch bekannt ist.
Wird ja einem seit Beginn so eingebläut.
Ich hatte aber die kleine Kiste im Vergleich mit dem
K3 an eine 15m (21MHz Band) drei El. Dipol dran.
Der mcHF hat Signale gut aufgenommen, die beim K3
knapp an der Rauschgränze lagen und nur zu erahnen waren.
Es handelte sich um CW Bandbreiten und eben solche Signale.
Deine Aussage mag besser für Signale im 160m oder 80m Band
zutreffen, aber das relativiert sich bei Standorten die
ruhiger gelegen sind als unsere Elektrosmog verseuchten
Stadt bzw. Stadt-nahen Standorte.

Markus

Autor: Ralph B. (rberres)
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Marc Oni schrieb:
> Da unter 30 MHz das externe Rauschen bei weitem dominiert,  sind
> Rauschmaße unter 10dB bei einem KW Empfänger nicht sonderlich sinnvoll.
> Sie begrenzen unnötig den nutzbaren Dynamikbereich.

so sehe ich das prinziepiell auch.

Allerdings gilt das für jemanden der eine gute Antenne hat.

Wenn jemand einen HF-Wedel unter dem Teppich betreiben muss, weil er 
Antennengeschädigt ist ( Mietwohnung im sozialen Wohnungsbau )

so hilft im eine hohe Empfindlichkeit in diesem Fall doch etwas.

Wenn er auch die Stationen die er hört nicht erreichen kann, weil die 
ihn nicht hören, so kann er sich aber wenigstens als SWL betätigen.

Aber an einer normalen Antenne würde ich vermutlich auch den Abschwächer 
statt den Vorverstärker einschalten, wenn man nicht gerader auf dem 10m 
Band unterwegs ist.

Ralph Berres

Autor: Marc Oni (Gast)
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Ralph B. schrieb:
> Allerdings gilt das für jemanden der eine gute Antenne hat.

Darum schrieb ich ja:

jedes dB an Rauschmaß das über dem externen Rauschmaß von der Antenne 
liegt, ist ein verschenktes dB. Das deckt alle Situationen ab.


Es gibt besonders  "ruhige" Antennenformen, die einen hohen negativen 
Gewinn aufweisen und die wegen ihrer ausgeprägten Richtcharakteristig 
weniger externes Rauschen aufnehmen. So mag bei einer Beverage ein 
besseres Rauschmaß de Empfängers von Nutzen sein. Das ist aber die 
Ausnahme

In aller Regel ist aber bei den vorherrschende exteren Rauschmaßen 
(Grafik) das Hauptproblem eines KW Empfängers heute das Zuviel an 
Empfindlichkeit. Und der zuschaltbare Abschwächer das wichtigste 
Accessoire.

Autor: Gerhard H. (ghf)
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W.S. schrieb:
> Gerhard H. schrieb:
>> Ein IP3 von -8 dBm bedeutet nicht, dass man...
>
> Moment mal, worüber referierst du eigentlich?


Über die Werte, die im Datenblatt stehen?



> Ich habe den Chip quer über den KW-Bereich direkt ausgemessen. Und dabei
> festgestellt, daß man ihm etwa 50 mV effektiv am Eingang des LNA
> anbieten kann, ohne daß dadurch die Sinusform spürbar deformiert wird.
> Das ist NICHT der IP3, gelle? Es ist noch nicht mal der 1dB
> Kompressionspunkt.


Gestatten, dass ich das an2fele. Das ist aber immerhin noch ein paar dB 
unter den abs.max. Ratings, wo das Ding überhaupt den Löffel abgeben 
darf.

Bei 50 mVeff rein = -13 dBm und 27 dB typ. Gesamtverstärkung müssten 14 
dBm rauskommen oder 3Vpp  -  und das bei 5V Versorgungsspannung, ohne 1 
dB Kompression und mit einem 8:1 Abwärtstrafo am Ausgang.

Und die Gesamt-DC-Leistungsaufnahme ist 5V*20 mA = 20 dBm, für
beide Verstärker und den Mischer zusammen.


Übrigens verlässt S22 des Mischers gelegentlich den passiven Teil des 
Smith-Diagramms. Vorsehen von Dämpfungswiderständen kann da nicht 
schaden.

Autor: Gerhard H. (ghf)
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Marc Oni schrieb:

> Da unter 30 MHz das externe Rauschen bei weitem dominiert,  sind
> Rauschmaße unter 10dB bei einem KW Empfänger nicht sonderlich sinnvoll.
> Sie begrenzen unnötig den nutzbaren Dynamikbereich. Ein 20dB Abschwächer
> ist wichtiger als unnötige Empfindlichkeit, die weit unter dem
> Außenrauschen liegt.
>
> Denn jedes dB an Rauschmaß das unter dem Rauschmaß des externen
> Rauschens liegt, ist ein verschenktes dB, das man besser "oben" brauchen
> könnte.

Völlig richtig.

Grundsätzlich 14 dB Vorverstärkung, um die 11 dB Rauschzahl des Mischers 
zu übertünchen ist jedenfalls nicht der richtige Weg.
Die falsche Maßnahme gegen ein Nicht-Problem.

Gruß, Gerhard, DK4XP


BTW, 50 mA für einen BFR93 in SOT-23 (weiter oben) ist schon etwas 
herzlos.  :-)

Autor: Markus W. (dl8mby)
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@Gerhard

das ist nun mal der statische AP bei diesem TRX.
Siehe Seite #6, sofern ich mich überschlagsweise
nicht verrechnet habe.

Sind ja nur 220mW DC Leistung (bei 4,5V Uce / 50mA)
Wo ist da das Problem bei SOT-23?

Markus

: Bearbeitet durch User
Autor: Gerhard H. (ghf)
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Herzlos bedeutet nicht "funktioniert nicht".
Mit 4.5V mag's gehen, aber die 300mW abs max. gelten für
20° Gehäusetemperatur oder so.

Meine ADA4898-2 mit 2*8 mA bei +/-5V  = 160 mW werden doch schon
recht unangenehm warm; ich würde mich nicht trauen, das Thermopad
nicht anzulöten; das macht ganz schön was aus.

Ich liebe diese neuen HF-Transistoren in SOT-89. Soo viel größer sind
sie nicht als sot-23/SC-70, können aber thermisch das 5-fache.

Autor: Markus W. (dl8mby)
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@Gerhard,

es ist halt ein Unterschied, ob Du Dir bei einem
Bastellprojekt einen Transistor bei Mouser oder sonst
wo bestellst, dann kannst Du natürlich ein Optimum
wählen, sofern vorrätig, oder ob Du in Deine Bastell-
kiste mit Transistoren greifst und einen daraus einsetzen
tust. Zur Not kann man ja testweise zwei Typen parallel
schalten, wenn mehr Leistung benötigt wird, wobei ich
mit mehr immer noch von kleinen Signalen spreche.
Eine thermische Kopplung ist in diesem Fall wohl noch
nicht notwendig.


Was sich der Entwickler im einzelnen bei dem o.g. Schaltplan
vom mchf überlegt/gedacht hat ist mir aber nicht bekannt.

Ich weiß nur, daß man in diversen Foren beanstandet, daß bei
dieser Eingangsstufe der LO zu sehr auf die Empfangsantenne
durch schlägt, d.h. diese eine zu geringe Rückwärts-Isolation
hat.


Markus

Autor: Gerhard H. (ghf)
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Markus W. schrieb:
> Ich weiß nur, daß man in diversen Foren beanstandet, daß bei
> dieser Eingangsstufe der LO zu sehr auf die Empfangsantenne
> durch schlägt, d.h. diese eine zu geringe Rückwärts-Isolation
> hat.

Ein weiterer Grund, warum das nix taugt, wenn der Eingangstiefpass
unnötig breit ist.

Ich kenne den TRX aber nicht weiter.

Autor: W.S. (Gast)
Datum:

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Markus W. schrieb:
> Ich weiß nur, daß man in diversen Foren beanstandet, daß bei
> dieser Eingangsstufe der LO zu sehr auf die Empfangsantenne
> durch schlägt, d.h. diese eine zu geringe Rückwärts-Isolation
> hat.

Nun, dieser TRX hat im Empfangstrakt einen Schaltmischer aus 
CMOS-Gattern, konkret SN74CBT3253C, und der arbeitet für den I und den Q 
Kanal auf jeweils einen 22 nF Kondensator. Bei den etwa 4 Ohm der 
Schalter schlägt natürlich das LO-Signal recht niederohmig auf die 
Eingangsseite des Mischers, denn die 22 nF stellen bei KW-frequenzen 
auch bloß ein paar Ohm dar und die Schaltflanken sind steil. So ein 
extrem niederohmig gehaltener Schaltmischer ist wie ein periodischer 
Kurzschluß zwischen einer sehr steifen Last (22nF) und dem 
Antennensignal.

Damit das etwas gemildert wird, sind zwischen Trafo und Schalter jeweils 
100 Ohm eingefügt, die die Schaltspitzen abdämpfen. Aber eine wirkliche 
Rückwärtsisolation ist das nicht. Dazu hätte das Empfangssignal von vorn 
kommend dem Schalter sehr viel niederohmiger dargestellt werden müssen 
als die niederfrequente Last, so daß es von den Umladevorgängen hinter 
dem Schaltmischer wenig beeinflußt wird. Ist aber ne Schwierigkeit, weil 
man gerade bei kleinen Nutzspannungen und der Direktumsetzung auf ZF von 
null sofort Probleme mit NF-Störungen aller Art kriegt, wenn man 
hochohmiger wird als die Stufe davor.

Da nun der ganze RX ein Direktmischer ist, liegt die LO-Frequenz auch 
mitten im Empfangsbereich, weswegen Gerd's Einwurf "Ein weiterer Grund, 
warum das nix taugt, wenn der Eingangstiefpass unnötig breit ist." hier 
eben nicht greifen kann.

Noch ein Wort zu Gerhards Einwürfen bzgl. RF2411: Das begrenzende Teil 
bei diesem Chip ist - wenn du dir die Spec's mal genauer ansiehst - 
nicht der LNA, sondern der eigentliche Mischer. Die Lösung dieses 
scheinbaren Widerspruches ist, daß dort einfach ein paar dB an 
Verstärkung mehr eingebaut sind, die man zwischen LNA und Mischer gut 
gebrauchen kann für eine dort zwischengesetzte zweite Filterung. Dann 
ergibt sich natürlich auch nicht die werbewirksame Gesamt-Verstärkung, 
sondern ein Stück weniger und die jeweiligen Pegelbereiche passen 
plötzlich zueinander.

Als nächstes muß man die OpenKollektor-Ausgänge des Mischers betrachten. 
Je hochohmiger die dortige Last, desto größer die Mischverstärkung. Aber 
das ist Sache der Anwendung und nicht des IC. Ich hatte eben dieses 
Problem schon früher beim altbekannten SA602 mal vor der Nase. Wenn man 
dessen mit ca. 2k5 abgeschlossene OpenKollektor-Ausgänge eben NICHT mit 
einem Abblock-C abschließt, sondern mit einem per Mittenanzapfung an Vcc 
angeschlossenen Parallelschwingkreis, dann verträgt der SA602 plötzlich 
doppelt so hohe Eingangspegel und er wird auch nicht mehr so sehr von 
nahen Störern beeinflußt, weil die nämlich auf einen je nach Ablage 
geringeren effektiven Lastwiderstand (durch den Schwingkreis) arbeiten 
und somit weniger Schaden anrichten können.




HST schrieb:
> Dabei habe ich Rs etwas optimistischer mit 30 Ohm
> (Qu=2200) angenommen und Cp auf 7pF statt 9pF gesetzt
Hab's heute nachgemessen: es sind tatsächlich um die 9 pF, gemessen 
zwischen dem mittleren Masseanschluß und den zwei äußeren 
Signalanschlüssen.

Je nach Exemplar schwankt das von 8.5 pF bis 9.7 pF und das nicht nur 
zwischen verschiedenen Exemplaren, sondern auch innerhalb eines 
Exemplars, je nach Seite.



So, nochwas: Wir sind hier ja thematisch schon sehr vom TO abgedriftet, 
so daß mir die innere Stimme sagt, daß alles Weitere wohl besser in 
einen separaten Thread kommen sollte.

W.S.

Autor: Gerhard H. (ghf)
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W.S. schrieb:

> Da nun der ganze RX ein Direktmischer ist, liegt die LO-Frequenz auch
> mitten im Empfangsbereich, weswegen Gerd's Einwurf "Ein weiterer Grund,
> warum das nix taugt, wenn der Eingangstiefpass unnötig breit ist." hier
> eben nicht greifen kann.

Aus der thread-Historie ist ja wohl klar, das sich das auf

>> Und die 45 MHz als Tiefpaß ist einigermaßen ernst gemeint.
>> Bei meinem AOR7030 kann ich z.B. wirklich bis an die 32 MHz
>> heran abstimmen und dessen 1. ZF ist 32 MHz. Wichtig ist ja
>> nur, daß die Spiegelfrequenz ausreichend unterdrückt wird und #
>> daß der RF-Durchschlag auf die ZF überschaubar bleibt.
 bezog.


> So, nochwas: Wir sind hier ja thematisch schon sehr vom TO abgedriftet,
> so daß mir die innere Stimme sagt, daß alles Weitere wohl besser in
> einen separaten Thread kommen sollte.
>
> W.S.

Der TO ist längstens weg. Brauchbare Schottky-Modelle sind schon in 
LTSpice, geeignete Fertigtrafos für unter 2€ habe ich auch genannt,
ebenso wie einen Simulator, der mit HB, Schottkies und S-Parametern
umgehen kann. (wenn man Simulationen will die LTspice halt nicht kann.)

OK, noch nachgemessene Induktivitäten der Trafos @100 KHz, weil dort die
4274A am Ende ist:

Typ    Z-Ratio    primär        sekundär

cx2049  1:8 CT    40uH          330uH
CX2047  1:4 CT    93.5uH(50nH)  370uH(137nH)
CX2041  1:1 CT    264uH(88.5nH) 263uH(87nH), über alles

In Klammern Streuinduktivitaet mit kurzgeschlossener anderer Seite.
Für Ringmischer der SRA-1-Klasse käme Z=1:4 infrage.

MAcom MABAES0060 (1:1CT) und 61(1:4CT) sind auch OK. Die haben einen
Keramiksockel den man kaum kaputtlöten kann.

< 
https://www.digikey.de/product-detail/de/pulse-electronics-network/CX2047LANLT/553-2770-1-ND/5436707 
>

Ab 60€ Warenwert portofrei und in 2 Tagen da. Beim Amateurfunk-Höker
in .de bezahlt man wesentlich mehr.

An der Herstellung der Trafos ist mehr dran als es aussieht. Ich habe
einige unter dem Mikroskop auf andere Verhältnisse umgewickelt, das war
nicht sehr befriedigend.

Der fertige Ringmischer kann dann aussehen wie in den Bildern.
(Schnipsel zur Integration in größere Platinen im Altium-Designer.)

: Bearbeitet durch User
Autor: R. F. (rfr)
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Der TO liest hier mit und ist auch interessiert.
Grüsse
Robert

: Bearbeitet durch User
Autor: Markus W. (dl8mby)
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An die Experten,


sind die u.g. Übertarger, gabs mal bei Pollin,
auch für den oben beschriebenen Zweck brauchbar?

SMD Breitband-Übertrager NEOSID SM-T4 (00553210)
SMD Breitband-Übertrager NEOSID SM-T4 (00553205)

Habe sie noch nicht eingesetzt, sondern verräumt ;-)

Markus

Autor: Markus W. (dl8mby)
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Habe mal selber gesucht und tatsächlich was gefunden.

https://neosid.de/import-data/product-pdf/neoBreitbRichtkop_SMT4.pdf

Produktinformationen "SM-T4 / 3x3 Wdg." 00553205
Technische Daten
Typ:  5
Windungen Spule 1:  3
Windungen Spule 2:  3
Windungen Spule 3:  3
Gehäuse:  SM-T4
Untere 3 dB-Grenzfrequenz [MHz]: 4,5
Obere 3 dB-Grenzfrequenz [MHz]:  600

bzw.

https://neosid.de/import-data/product-pdf/neoBreitbRichtkop_SMT4.pdf

Produktinformationen "SM-T4 / 4x2,5 Wdg." 00553210
Technische Daten
Typ:  6
Windungen Spule 1:  2,5
Windungen Spule 2:  2,5
Windungen Spule 3:  2,5
Windungen Spule 4:  2,5
Gehäuse:  SM-T4
Untere 3 dB-Grenzfrequenz [MHz]: 10
Obere 3 dB-Grenzfrequenz [MHz]:  1200

Markus


PS.: den Type 00553205 kann Pollin noch liefern bei 100 Stück
0,2€ sonst 0,30€ Einzelstücke bzw 0,25€ für > 10 Stück < 100

https://www.pollin.de/p/smd-breitband-uebertrager-neosid-sm-t4-00553205-250533

: Bearbeitet durch User
Autor: Markus W. (dl8mby)
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Was ist eigentlich der Unterschied beim

>CX2041  1:1 CT    264uH(88.5nH) 263uH(87nH), über alles

in der Variante ohne und mit NL Suffix?

https://www.mouser.de/datasheet/2/336/pulse_CX2041-1199461.pdf

https://www.mouser.de/datasheet/2/336/-310877.pdf

Im Header des DB steht beim Ersteren 0.5-1500MHz und beim Letzteren
0.05-1900MHz als Bandbreite.

In der Tabelle für die 3/2/1dB Bandbreite sind zwischen der Version
CX2041 und CX2041NL kein Unterschied auszumachen. ???

Hat jemand von den o.g. Postern eine Erklärung - nur Marketing,
für die, die nicht gründlich lesen. Eventuell sind die Löttemperaturen
anders.

Markus

: Bearbeitet durch User
Autor: Gerhard H. (ghf)
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CX2041 ANLT ab 50 KHz. Der Unterschied scheint das aufgeklebte
Hütchen für die Vakuum-Pipette und der 20 ct. günstigere Preis zu sein.

Das hängt wohl auch von deren Einkaufspreis von mal zu mal ab.
Ich hatte es auch schon bei Folienkondensatoren, dass 5% billiger
war als 10%.

Autor: Markus W. (dl8mby)
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@Gerhard

bitte die DB's auf die die Links zeigen,
genauer betrachten. Vorallem die Tabelle
mit den Dämpfungswerten 3/2/1dB.

Markus

Autor: Gerhard H. (ghf)
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????

Das sind jedenfalls die, die ich gemessen habe.

Ich habe auch noch 1 Exemplar CX2041NLT  / PN 553-2290-1-ND @ DK
vermutlich extra bestellt zum Vergleich. Hat kein Hütchen.

Aber die billigeren, mit Hütchen aus dem Bild haben das getan, was ich 
gebraucht habe.

Autor: Markus W. (dl8mby)
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Hallo Gerhard,

>CX2041 ANLT ab 50 KHz

Du schreibst, die NTL Variante geht ab 50kHz.
Ist daß aus Deinen Messungen hervorgegangen,
oder hast Du nur das DB zitiert.

Laut DB, steht einmal

Products from 0.5 to 1500MHz bandwidth

und einmal

Products from 0.05 to 1900 MHz bandwidth

was vermuten liese, das die NTL Variante
ein besseres Material oder bessere Wickel-
technik oder beides aufweist.

Aber beide Datenblätter haben dann weiter unten
für den 3/2/1dB "Bandwith" Parameter genau die
gleichen Werte und das ist das was mich irritiert.

Cut & Paset Error, wobei Variante #1 ja älter ist
und trotzdem auch 0.05MHz listet.

Darum ging es mir eigentlich, wie auch um den
Unterschied am oberen Frequenzende 1500 zu 1900 MHz.

Markus

Autor: R. F. (rfr)
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Ich habe mal eine Frage: Wie berechnet man das?
Ich würde gerne einen Trafo haben, der von 50 kHz bis 30 MHz überträgt, 
Transformation 1:6, auf Ferrit.

Wie geht man vor?

Gruss

Robert

Autor: Markus W. (dl8mby)
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Robert,

man rechnet für die unterste Frequenz
eine Induktivität aus, deren Xl (Widersand)
bei der fmin etwa 6-10 mal größer ist wie
die anzupassende Impedanz (reel).

Hilfreich dafür ist der mini-Ringkern-Rechner
alias miniRK, der Dir für die jeweiligen Kerne
die Wickeldaten berechnet.

Leistungen musst Du auch berücksichtigen, da diese
die benötigte Kerngröße bestimmen.

Über die Wicklung und ihren Aufbau muss man auch
Bescheid wissen - Stichpunkt Koppelfaktor.

Gruß
Markus.

Autor: Gerhard H. (ghf)
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R. F. schrieb:
> Ich habe mal eine Frage: Wie berechnet man das?
> Ich würde gerne einen Trafo haben, der von 50 kHz bis 30 MHz überträgt,
> Transformation 1:6, auf Ferrit.
>
> Wie geht man vor?
>
> Gruss
>
> Robert


1:6 ist ein undankbares Verhältnis.

Leicht gehen 1:1, 1:4.
Noch gut gehen 1:9 (trifilar, alle in Serie, Anzapf unten)
und 1:2, wenn man es mit (2/3)**2 annähert.

Das wird im Wilkinson-Power divider so gemacht. Die beiden
Ausgänge liegen praktisch parallel, ein 1:1-Balun und ein
Widerstand erzwingen Gleichheit, aber die Last ist jetzt
25 Ohm. Mit einem trifilaren Trafo, alle Wicklungen in Serie
und bei 2/3 angezapft kommt halbwegs auf 50 Ohm.

Ich habe einige Trafos mit exotischen Impedanzverhältnissen
gekauft & abgewickelt, aber nicht wirklich verstanden.

Alle Lösungen, die einfach mit verschiedenen Windungszahlen
über den Kern koppeln und nicht als Leitungstrafo ausgelegt sind,
haben mehr Welligkeit und Resonanzen.

Trotzdem sind die Kerne von Pulse Engineering, MACOM und MCL
erstaunlich gut. Dass 50 KHz mit so einem popeligen Kern
überhaupt geht, ist schon mal eine Ansage.

http://www.qsl.net/kp4md/ruthroff.pdf

http://www.parc.org.za/publications/Guanella%20Transformer.pdf

http://k5tra.net/tech%20library/RF%20transformers/Transmission-Line%20Transformers.pdf

1:6 ist aber nirgendwo dabei.

Gruß, Gerhard

Autor: R. F. (rfr)
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Die Anwendungen sind ein Antennenanpasstrafo für einen Empfänger und 
einen Trafo, wie er als Ausgang IF des RF2411 im Datenblatt angegeben 
ist( eine Seite mit Mittelanzapf, eine ohne).

Ich habe einfach keine Vorstellung davon, wie man sowas berechnet.

Es geht übrigens immer noch um meinen Kuezwellenempfänger.


Gruss

Robert

Autor: HST (Gast)
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Für den KW-Bereich (1-30MHz) kann man ohne weiteres ordinäre 
Trafowicklungen nehmen. Hierfür haben sich die kleinen BN43-2402 
Doppellochkerne bewährt (Draht CuL 0,1 bis 0,2mm). Hier bleibt die 
Dämpfung deutlich unter 1db - auch keine Resonanzerscheinungen. Als 
Autotrafos ausgeführt, ist die Dämpfung noch geringer.
Messungen sind sehr einfach mit jeweils einem Trafopärchen 
"Back-to-Back" durchführbar.

Anbei Beispiele aus einem anderen Zusammenhang (ü=50:~1250-1500 Ohm --> 
ü=ca.1:25-1:30).

Für das angesprochene ü=1:6 würde ich entweder 5:12wdg (ü=5,76) oder 
4:10wdg (ü=6,25) nehmen. Die Abweichungen sind für solche Anwendungen 
vernachlässigbar (VSWR <1,1).

P.S. Bei Doppellochkernen kann man auch halbe Windungen realisieren (im 
Gegensatz zu Ringkernen).

Autor: W.S. (Gast)
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R. F. schrieb:
> Ich habe einfach keine Vorstellung davon, wie man sowas berechnet.
> Es geht übrigens immer noch um meinen Kuezwellenempfänger.

Ja.

Nun, das Berechnen ist nur die eine Seite der Medaille. Weitaus 
wichtiger ist, daß man sein berechnetes Zeugs dann auch tatsächlich 
nachmessen und ausprobieren muß, sonst landet man sonstwo, aber nicht 
dort, wo man hin will.

Der RF2411 hat zwei im Gegentakt betriebene Open Kollektor Ausgänge. 
Angegeben sind etwa 4 kOhm als Ausgangswiderstand, aber das ist eher nur 
informativ, also kein wirklicher Wert zum Rechnen.

Ich hatte mir auch schon vorgestellt, den RF2411 am Mischerausgang per 
RF-Trafo abzuschließen, also mit sowas wie TC4-1 oder TC1-1 von 
MiniCircuits - oder eben mit den Neosid-Trafos von Pollin (1:1:1).

Das reizt, denn das sind fertige kleine Bauteile, die man bloß 
aufzulöten braucht. Aber innerlich bin ich davon wieder abgekommen, weil 
man es damit eher schwer hat, die richtige Anpassung an ein folgendes 
Quarz- oder Keramikfilter hinzubekommen.

Siehe die beiden Bilder, die ich mit einem kommerziellen Quarzfilter von 
Telequarz (TQF331-01A) gemacht habe. Das ältere Bild war erstmal 
übersichtshalber mit den üblichen 50 Ohm rein wie raus am Wobbler. Das 
Filter war schließlich gebraucht&ausgelötet - und ich habe nur 
Unterlagen über ähnliche Filter, aber NICHT über exakt dieses eine.

Für das andere Bild habe ich sowohl die Ansteuer- als auch die 
Lastimpedanz angepaßt. Ich habe dafür den bereits aufgebauten Testaufbau 
für den RF2411 hergenommen, wo ich bereits ein umgewickeltes Bandfilter 
eingesetzt hatte. Keine Angst, die Windungszahlen sind primär 2x 2 
Windungen und sekundär 1 Windung - also easy, gelle? Ach ja, die 
Flterspulen hatte ich vor Jahren mal als "Sortiment" bei Pollin gekauft. 
Original-Induktivität ca. 800 nH.

Primär ist das kein ordinärer Trafo, sondern ein Schwingkreis, den ich 
mit passendem SMD-Kondensator auf die richtige Frequenz gebracht habe. 
Den Feinabgleich macht man dann mit dem Spulenkern. Nachträglich ist mir 
klar geworden, daß ich besser 2 Windungen sekundär hätte wickeln sollen, 
denn mit 1 Wdg. ist der Ausgang zu niederohmig. Ich habe also noch so 
etwa 500 Ohm in die Leitung zum Filter einschleifen müssen. Auf der 
Sekundärseite habe ich dann einen hochohmigen Tastkopf benutzt und 
parallel gegen Masse einen 10k Einstellregler geschaltet, um zu sehen, 
wie niederohmig man werden kann, ohne die Durchlaßkurve gar zu sehr zu 
versauen. Ergebnis: so etwa 2..3 kOhm sind nötig, wenn weniger, dann 
degeneriert die Durchlaßkurve. Das trifft sich mit den Angaben bei 
vergleichbaren Filtern.

Den absoluten Maßstab des Bildes darf man nicht berücksichtigen, denn 
die Filterkurve wurde durch den RF-->IF Durchschlag des RF2411 
gewobbelt. Wie man sieht, ist beim Versuchsaufbau weder am Eingang noch 
zwischen LNA und Mischer ein Tiefpaßfilter vorgesehen. Lediglich eine 
BAR43S am Eingang gegen GND, um den Eingang zu schützen.

Deshalb würde ich dir eher raten, für den ZF-Eingang bzw. 
Mischer-Ausgang von den breitbandigen RF-Transformatoren Abstand zu 
nehmen und dir eine Handvoll eingebecherter Spulen zu besorgen, wie z.B. 
die "Einstellbare Induktivität" von Pollin Nr.250462 und dir aus so 
etwas ein richtiges Bandfilter zu wickeln. Das einzige Problem ist der 
möglichst dünne Draht. Aber den kann man notfalls auch aus einem zweiten 
Bandfilter rückgewinnen.

W.S.

Autor: Mario H. (rf-messkopf)
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R. F. schrieb:
> Ich habe mal eine Frage: Wie berechnet man das?
> Ich würde gerne einen Trafo haben, der von 50 kHz bis 30 MHz überträgt,

Generell kann man dabei von einem linearen Ersatzschaltbild des 
Transformators ausgehen, wie im Anhang. Das Bild stammt aus der 
Application Note "How RF Transformers Work" von Mini-Circuits, ist aber 
Standard.

Dabei sind R_1 und R_2 die Wicklungswiderstände, L_1 und L_2 die 
Streuinduktivitäten aufgrund unvollständiger magnetischer Kopplung 
(Stichwort Kopplungsfaktor), und die Cs sind die Kapazitäten zwischen 
den Wicklungen. Der Widerstand R_c repräsentiert den Verlust im Kern, 
und L_p ist die Induktivität der Primärwicklung bei offener 
Sekundärwicklung. Die hängt von allem möglichen ab, z.B. Kernmaterial, 
Wicklungszahl, etc. Der Trafo innerhalb der gestrichelten Linie im 
Ersatzschaltbild ist ideal, d.h. er transformiert Impedanzen Z_p und 
Z_s, die an seiner Primär- bzw. Sekundärwicklung angeschlossen sind, 
gemäß
Insbesondere ist seine primärseitige Induktivität bei offener 
Sekundärseite gleich Null.

Wenn ich recht verstehe, bist Du am Verhalten bei niedrigen Frequenzen 
interessiert. In dem Fall dominiert die Induktivität L_p. Zur 
Vereinfachung nehmen wir an, dass der Trafo verlustfrei ist, d.h. es 
gilt R_c=R_1=R_2=0.

Wenn der reale Trafo (also der in dem Kasten mit den Klemmen nach außen) 
primärseitig einen Wirkwiderstand R_1 sieht, und auf der Sekundärseite 
einen Wirkwiderstand R_2, dann gilt bei Anpassung R_1=N^2R_2. Im diesem 
Fall kann man dann für die Reihenschaltung aus R_1 und der 
Parallelschaltung aus L_p und der transformierten Impedanz leicht die 
untere Grenzfrequenz (-3 dB) ausrechnen. Wenn ich mich auf die Schnelle 
nicht verrechnet habe, erhält man
Mag jemand mal nachrechnen?

Die Formel gilt wohlgemerkt bei Anpassung und verlustfreiem Trafo. 
Ansonsten wird es eben etwas komplizierter (aber nicht wesentlich).

Zur Ermittlung der unteren Grenzfrequenz reicht es also, die 
primärseitige Induktivität bei offener Sekundärseite zu messen und die 
Quellimpedanz in obige Formel einzusetzen.

Diese Ganze Rechnerei geht aber von einem Modell des Trafos aus, enthält 
also Annahmen, die mehr oder weniger gut stimmen können. Daher kann ich 
W.S. nur zustimmen, dass Messen wichtig ist.

Autor: Gerhard H. (ghf)
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Ich habe neulich einen Artikel gelesen (nord- oder ostdeutsche Uni), wo 
der
Autor darlegte, dass es keinen physikalischen Grund gibt, die 
Streuinduktivität auf beiden Seiten des Trafos vorzusehen. Völlig
unmöglich, das auf die Schnelle wiederzufinden.

Ich habe bei den beiden Trafos von Pulse Engineering weiter oben zwar
die Streuinduktivität von beiden Seiten aus gemessen, aber ich denke,
dass zum Rechnen der Wert auf einer Seite genügt.

Autor: Mario H. (rf-messkopf)
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Mario H. schrieb:
> Der Trafo innerhalb der gestrichelten Linie im
> Ersatzschaltbild ist ideal, d.h. er transformiert Impedanzen Z_p und
> Z_s, die an seiner Primär- bzw. Sekundärwicklung angeschlossen sind,
> gemäß
>
> Insbesondere ist seine primärseitige Induktivität bei offener
> Sekundärseite gleich Null.

Korrektur: Der ideale Transformator im obigen Bild transformiert gemäß
und die primärseitige Induktivität bei offener Sekundärseite ist beim 
idealen Trafo unendlich (also nicht vorhanden).

Gerhard H. schrieb:
> Ich habe neulich einen Artikel gelesen (nord- oder ostdeutsche Uni), wo
> der
> Autor darlegte, dass es keinen physikalischen Grund gibt, die
> Streuinduktivität auf beiden Seiten des Trafos vorzusehen. Völlig
> unmöglich, das auf die Schnelle wiederzufinden.
>
> Ich habe bei den beiden Trafos von Pulse Engineering weiter oben zwar
> die Streuinduktivität von beiden Seiten aus gemessen, aber ich denke,
> dass zum Rechnen der Wert auf einer Seite genügt.

Die Streuinduktivität liegt in Reihe mit den Ausgangsklemmen des Trafos, 
man kann sie daher natürlich jederzeit auch auf die andere Seite des 
idealen Trafos im obigen Ersatzschaltbild transformieren.

Vernachlässigt man die Kapazitäten, dann gilt im obigen Ersatzschaltbild 
für die primärseitige Impedanz bei kurzgeschlossener Sekundärseite
wobei X_L die Blindwiderstände der jeweiligen Induktivitäten sind. Im 
verlustfreien Fall bei hohen Frequenzen (d.h. der Blindwiderstand von 
L_p ist gegenüber dem von L_1 und L_2 vernachlässigbar) gilt also für 
die primärseitige Induktivität bei kurzgeschlossenem Ausgang
und analog in die andere Richtung
Das ist dann ein lineares Gleichungssystem für die Induktivitäten L_1 
und L_2, die man also aus einer Messung von L_pri und L_sek (jeweils bei 
Kurzschluss der anderen Seite) ermitteln kann. Nimmt man die 
Verlustwiderstände und die Hauptinduktivität L_p mit, wird die Sache 
natürlich aufwändiger.

Diese Symmetrie des Ersatzschaltbildes findet man natürlich auch in der 
Physik des Trafos mit den Streuflüssen und dem verketteten Fluss der 
beiden Wicklungen wieder, zumindest wenn das Modell des Trafos nicht 
allzu kompliziert ist. Vielleicht meinte das der Autor des genannten 
Artikels?

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