Hallo allerseits, ich würde gerne den Mischer SRA-1 simulieren, habe aber kein Modell. Da diese Mischer nicht sehr komplex sind, könnte ich mir das Modell auch selber machen, wenn man die Daten hätte. Mir fehlen Daten zu den Dioden und den Induktivitäten, soweit ich diese von aussen nicht selbst messen kann. Kann mir hier irgendjemand weiterhelfen? Danke Robert
Hallo Robert, willst Du S-Parameter bei festem Arbeitspunkt (festem LO-Pegel) simulieren? Dann müsste man schon einiges aus dem Datenblatt zur Modellerstellung verwenden können. Oder willst Du die Nichtlinearitäten simulieren, z.B. in Spice?
Hallo, ich will einen Empfangszug simulieren und habe bereits einen Vorverstärker in Spice erstellt, der das Antennen signal verstärken soll. Dahinter liegen dann der Mischer und ein Diplexer. Die einzelnen Einheiten sollen in eigene Module zusammengefasst werden. Ich habe erzeut als LO Ausgang einen AD9850 zur Hand, der durch einen (zu planenden ) Verstärker auf ca 7 dB verstärkt werden soll. Hinsichtlich des Diplexers sollte man auch Nichtlinearitäten erfassen könnnen, aber erstmal will ich ein einfaches Modell haben. Schottkydioden gibt es reichlich, aber die Daten des Transformators wären schon hilfreich.
Weshalb nicht einen fast idealen Transformator einsetzten ? Sollte nicht so drauf ankommen.
Ich überlege, verschiedene Trafos und Dioden einzusetzen, um Erfahrung zu sammeln. Villeicht ist es auch möglich, Eigenbaumischer zu realisieren.
R. F. schrieb: > ich will einen Empfangszug simulieren und habe bereits > einen Vorverstärker in Spice erstellt, der das Antennen > signal verstärken soll. Dahinter liegen dann der Mischer > und ein Diplexer. > > Die einzelnen Einheiten sollen in eigene Module > zusammengefasst werden. > > Ich habe erzeut als LO Ausgang einen AD9850 zur Hand, der > durch einen (zu planenden ) Verstärker auf ca 7 dB > verstärkt werden soll. Schön. > Hinsichtlich des Diplexers sollte man auch > Nichtlinearitäten erfassen könnnen, ??? > aber erstmal will ich ein einfaches Modell haben. > Schottkydioden gibt es reichlich, aber die Daten > des Transformators wären schon hilfreich. Naja, es fragt sich, was Du sehen willst. Wenn's Dir nur um die grundsätzliche Entstehung der Seitenbänder geht: Idealer Schaltermischer mit idealen Trafos. Der hat eine minimale Mischdämpfung von ungefähr 4dB, was sich daraus erklärt, dass er die RF-Energie auf zwei Seitenbänder und ein paar Oberwellen verteilt. Wenn man bei den Dioden die Sperrschichtkapazität und den Bahnwiderstand berücksichtigt, geht die Mischdämpfung hoch, weil zusätzliche Verluste modelliert werden, die ja in der Realität auch auftreten. Die reale Feinstruktur in der Mischerkennlinie wirst Du kaum abbilden können, weil Du die parasitären Reaktanzen nicht kennst. Das prinzipielle Verhalten (Einfluss des LO-Pegels, Kompressionspunkt etc.) wird man auch mit einem sehr einfachen Modell schon sehen können.
R. F. schrieb: > Ich überlege, verschiedene Trafos und Dioden einzusetzen, > um Erfahrung zu sammeln. In Detlef Lechner, "Kurzwellenempfänger" (Militärverlag?) stehen nützliche Details. > Villeicht ist es auch möglich, Eigenbaumischer zu > realisieren. Vielleicht hast Du mehr Glück als ich :) Mein Schuss in's Blaue (4 Stk. 1N4148, zwei unbekannte Ringkerne) ging klassisch in die Hose...
Possetitjel schrieb: > Vielleicht hast Du mehr Glück als ich :) Mein Schuss in's Blaue (4 Stk. > 1N4148, zwei unbekannte Ringkerne) ging klassisch in die Hose... inwiefern? welche Frequenz? ich hab sowohl mit Schweinenasen als auch Ringkernen unbekannter Art schon Mischer gebaut, sogar ohne die Dioden zu selektieren. Mit 1N4148 geht es aber in der Tat deutlich schlechter als mit Schottky, zB. BAT81. Bei den Übertragern habe ich dreifach verdrillte Kupferdrähte benutzt - damit konnte ich gute k-Werte der Übertrager erzielen, wenngleich die Impedanz der verdrillten Drähte nicht genau stimmt.
Tobias P. schrieb: > Mit 1N4148 geht es aber in der Tat deutlich schlechter > als mit Schottky, zB. BAT81. naja.. Also für nen Eigenbau-Ringmischer würde ich nach sowas wie einer HSMS2829 gucken. Gibt's gelegentlich bei Zdravko Hoefler (Ebay) Aber warum eigentlich immer nur der Drang nach Dioden-Ringmischern? Weil alle davon reden? Weil die angeblich ja sooo gut sind? Immerhin sind es Schaltmischer - und die brauchen richtig Leistung vom LO. Mal abgesehen davon ist der AD9850 aus meiner Sicht eher eine Krücke: zu geringe Bitbreite und zu geringe Taktfrequenz. Ich hab selber noch so einen Modul mit diesem Chip in der Bastelkiste. Da kann man die Unreinheit des Signals schon mit bloßem Oszilloskop sehen. Wenn überhaupt, dann nimm lieber einen AD9951. Der ist für 0..30 MHz in Ordnung. Selbst Yaesu benutzt den als LO (FTDX5000 Reihe). Guck dir doch mal die FET-Mischer von Peregrine (psemi.com) an, z.B. PE4140. Gibt's bei rfmw.com, Preisregion etwa 2.70 $, Versand..? W.S.
Ich habe Mischer und AD9850 hier rumliegen. Deshalb die Auswahl. Das Konzept ist so ausgelegt, dass man auch anderes einsetzen kann. Die von die beschriebenen Mischer sind hier sicher interessant.
Tobias P. schrieb: > Possetitjel schrieb: >> Vielleicht hast Du mehr Glück als ich :) Mein Schuss in's >> Blaue (4 Stk. 1N4148, zwei unbekannte Ringkerne) ging >> klassisch in die Hose... > > inwiefern? Wilde Beulen im Frequenzgang. Ich muss aber dazusagen, dass ich nur HF-Generator und Oszi zur Verfügung hatte, keinen NWA. > welche Frequenz? Ungefähr Kurzwelle, also 1...50MHz. > ich hab sowohl mit Schweinenasen als auch Ringkernen > unbekannter Art schon Mischer gebaut, sogar ohne die > Dioden zu selektieren. Mit 1N4148 geht es aber in der > Tat deutlich schlechter als mit Schottky, zB. BAT81. Naja, ich habe die Übertrager und den u.U. etwas zu weiträumigen Aufbau im Verdacht. > Bei den Übertragern habe ich dreifach verdrillte > Kupferdrähte benutzt - Das ist ja die allgemeine Empfehlung; das habe ich auch so gemacht. > damit konnte ich gute k-Werte der Übertrager erzielen, > wenngleich die Impedanz der verdrillten Drähte nicht > genau stimmt. Ich vermute, dass die Induktivitäten der Übertrager- wicklungen zu weit danebenlagen (zu hoch); vielleicht haben auch die Eigenresonanzen schon eine Rolle gespielt. Ich hätte wohl die Elemente erst einzeln charakerisieren müssen, aber da ich, wie erwähnt, keinen NWA hatte, wäre das eine rechte Sau-Arbeit geworden, die ich mir halt geschenkt habe. Die Strafe folgte auf dem Fuße...
R. F. schrieb: > Ich habe Mischer und AD9850 hier rumliegen. Deshalb > die Auswahl. > > Das Konzept ist so ausgelegt, dass man auch anderes > einsetzen kann. Naja, mir ist nicht klargeworden, was Du simulieren willst. Wenn Du fertige Mischer nimmst und nach Datenblatt betreibst (Oszillatorleistung, Imedanzen), leisten sie nach meiner Erfahrung auch das, was im Datenblatt steht. Wenn Du Mischer selber bauen willst, wirst viel messen und das Spice-Modell immer wieder anpassen müssen, weil es natürlich für Deinen selbergewickelten Übertrager kein fertiges Spicemodell gibt. Mir ist deswegen Deine Zielrichtung nicht klar.
R. F. schrieb: > Ich habe Mischer und AD9850 hier rumliegen. Deshalb die Auswahl. So ganz verstehe ich das Argument nicht. Ich hab auch ne Menge Zeugs aller Art rumliegen, aber normalerweise nimmt man sich ja ein Ziel vor und fängt dann an mit der Schaltung und der BE-Auswahl. OK, wenn man irgendwas nicht kriegt, muß man umdisponieren oder schlimmstenfalls das Projekt erden.. Aber so, wie du schreibst, klingt das nach purer Beschäftigung. W.S.
Angehängte Dateien:
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Ringmischer_HSMS2865.jpg
21 KB
> nach sowas wie einer HSMS2829 gucken
So ungefähr hab ich das auch schon mehrmals gemacht. Die Mischer
funktionieren, möglicherweise ist die LO-Unterdrückung mit 40-45 dB
etwas schlechter.
Z.B. mit dem Amidon-Ringkern FT37-43 habe ich gute Erfahrungen gemacht.
Allerdings bildet die Simulation die Kopplung der Übertrager nicht exakt
ab. Es findet ja eine Kopplung über den Kern und eine weitere über den
verdrillten Draht statt.
IMO macht es durchaus Sinn, einen Empfänger komplett zu simulieren. So
kann man auch Anpassungen der Stufen untereinander überprüfen und die
Großsignalfestigkeit im Voraus abschätzen.
.model HSMS2865 D(Is=5e-8 Ibv=1e-5 Rs=6 N=1.05 Cjo=0.18p M=.5 Eg=.69
Xti=2 Vj=0.65 Vpk=7 mfg=Agilent type=Schottky)
R. F. schrieb: > Ich habe Mischer und AD9850 Wobei man mit einen AD9850 als Localoszillator seine Erwartungen eher niedrig setzen sollte. Diese DDS Oszillatoren sind nämlich Rauschgeneratoren, welches die Empfängereigenschaften nicht gerade zuträglich sind. Stichwort reziproges mischen und Seitenbandrauschen. Aber das Problem haben auch heute noch viele KW-Amateurtransceiver. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Aber das Problem haben auch heute noch Naja, wenn man mal ein bissel tiefer schaut, dann sieht das so aus: a) PLL's mit eingebautem Oszillator a la ADF4351 haben zwar recht gute Rauscheigenschaften, sind aber erst ab etwa 30..40 MHz aufwärts benutzbar. b) DDS kommen spielend leicht herunter bis fast null Hz, liefern aber eben Samples, bei denen die Ausgangsqualität wesentlich vom Ausgangsfilter abhängt. Wer also einen Empfänger für < 30 MHz bauen will, muß sich bei... a) was einfallen lassen - zumeist eben eine hochliegende ZF, so daß er mit dem PLL-IC den Bereich von 0 bis 30 MHz überstreichen kann. Nachteil: man sucht heutzutage fast vergeblich nach brauchbaren Filtern für den Bereich 30..60 MHz. Ich hab auf der letzten Hamradio notgedrungen eine Handvoll 38 MHz Quarze(3.OT) mitgenommen, aber die sehen auf dem Wobbler nicht wirklich schön aus. b) seine Gedanken machen, was für einen DDS-Chip er benutzen will. Je höher der Takt und je größer die Bitbreite, also Amplitudenauflösung, desto besser. Wobei mir für den KW-Bereich die Bitbreite weitaus wichtiger erscheint als die Taktfrequenz. Den AD9850 kann man jedoch glat vergessen - wie gesagt, beidem sieht man die Unreinheiten sogar schon auf dem Oszi, und das will was heißen. btw: Bin grad beim Überlegen, ob man mit Keramikschwingern im 40 MHz Bereich noch ein einigermaßen brauchbares Filter hinbekommt. Bei Güten vermutlich so um die 800..1000 klingt das nach 50..?? kHz Bandbreite W.S.
Hallo, R. F. schrieb: > ich würde gerne den Mischer SRA-1 simulieren, habe aber kein Modell. So viel ich weiß gibt es auch keines dafür. > Da diese Mischer nicht sehr komplex sind, könnte ich mir das Modell auch > selber machen, wenn man die Daten hätte. Das Problem mit der Simulation der Mischer ist vielschichtig. 1. Mischer sind inhärent nichtlineare Bauteile - alle linearen Beschreibungen (z.B. mittels S-Parameter) sind somit nutzlos 2. IdR. hat man in der Simulation sowohl sehr hohe als auch sehr niedrige Frequenzen. Das führt in einer Time-Domain Simulation zu sehr langen Simulationszeiten. Daher möchte man eine Harmonic-Balance Simulation machen was aber IMHO nur von kommerziellen Programmen für relativ viel Geld unterstützt wird. (Wobei APLAC das auch kann ...) 3. Neben den Dioden möchte man noch das Verhalten der Ferrit-Übertrager mit erfassen. Dafür fehlen aber gute Modelle und konsolidierte Messverfahren. 4. Die Performance der Mischer ist auch von der Anpassung bei RF, LO, IF und den entsprechenden Mischprodukten/Oberwellen (n*RF+m*LO+o*IF) abhängig. Die Simulation der Umbeschaltung muss also diese Impedanzen korrekt modellieren. Bei den typischen Schaltungskonzepten hat man die Frequenz-/ und Amplitudenplanung jedoch so gewählt, dass man bezüglich Harmonischer/Intermodulationsprodukte und dem Conversion-Gain/Anpassung keine ganz strengen Anforderungen hat. Daher ist man oft schneller und besser, wenn man den Mischer einfach einbaut, beim LO Pegel noch ein bisschen Reserve einplant und ihn in der Schaltung nach den tatsächlich relevanten Parametern charakterisiert. Wenn ich einen Mischer simulieren muss mache ich das mit einem Behaviour-Modell dem ich als Parameter Conversion-Gain, Anpassung an LO/IF/RF und die Matrix mit den Intermodulationsprodukten füttere. Alle anderen Effekte vernachlässige ich. Was anderes ist es, wenn man den Mischer selber in einem MMIC/CMOS-Prozess entwickelt hat. Dann hat man ein sehr gutes nichtlineares Modell - allerdings ist dann die Simulationszeit hoch. Spätestens wenn man dort externe Baluns braucht hat man aber u.U. wieder die o.g. Probleme. Viele Grüße, Martin Laabs
> Ich habe Mischer und AD9850 > mit einen AD9850 ... Erwartungen eher niedrig setzen sollte. > PLL's mit eingebautem Oszillator a la ADF4351 Der Si5351 erfüllt die Anforderungen besser. Er kann zwei unabhängige Frequenzen im Bereich 2,5kHz bis 200MHz erzeugen und das Phasenrauschen ist deutlich geringer als beim AD9850. Außerdem hat man damit auch einen einstellbaren BFO. https://www.youtube.com/watch?v=791NupCbiWU
qucsstudio ist anscheinend der einzige frei verfügbare Simulator, der mit Harmonic Balance umgehen kann. http://dd6um.darc.de/QucsStudio/qucsstudio.html Es gibt ein Tutorial auf http://www.gunthard-kraus.de/ Für den Koppelfaktor in Spice nimmt man 0.9999 mit so vielen Neunen wie man Dekaden an Bandbreite erwartet ( Pi*Daumen) Gruß, Gerhard
B e r n d W. schrieb: > Der Si5351 erfüllt die Anforderungen besser. Ich hab zwar davon so einen China-Modul herumliegen, hab ihn aber noch nicht ausprobiert. Wie gut ist der denn, also: a) Sauberkeit der Signale. UND: er liefert ja Rechtecke, also was muß man da mit der Versorgung tun, damit die einem nicht alles versaut? b) Einstellgeschwindigkeit und Einstellverhalten. Macht er beim Frequenzwechsel KNACKS oder läßt er sich ne Ewigkeit Zeit? Mir ist nämlich auch schon mal so ein Frequenzfahrplan durch den Kopf gegangen: HF-> Ringmischer(1 Kanal SI5351 als LO)-> Filter bei 30..60 MHz-> a) geregelter ZF-Verstärker-> Mischer auf 2.ZF(2. Kanal des SI5351 als LO)-> 3. Kanal des SI5351 als BFO->NF b) geregelter ZF-Verstärker mit I/Q-Mischer am Ausgang (2. Kanal des SI5351 als LO*2)-> Stereo-ADC->µC 3. Kanal des SI5351 ggf. als Abgleichquelle für's ZF-Filter, damit sich das Ding selber ausmessen kann. Man weiß ja nie, was man heutzutage überhaupt noch an ZF-Filtern im 30..60 MHz Bereich ergattern kann. Das Ganze als Studien-Objekt, zunächst a) um überhaupt das Ding benutzbar zu kriegen, dann mit Version b) als Hardware für SDR-Entwicklung. Quasi als eine Art "QRP-Betty" a la "Lernbetty". Also schreib mal was über den SI. W.S.
Hallo W.S. Das Projekt ist als preisgünstiges Human-Interface und Frequenzaufbereitung für unterschiedlichste Sender, Empfänger oder Transceiver gedacht. Frequenzversatz/ZF-Ablage können per Parameter eingestellt werden. Beim Senden wird allerdings nur der Träger getastet, was für CW ausreicht. Man nehme einen Si5351 und ein Bluepill-Board, https://www.ebay.de/itm/STM32F103C8T6-STM32-Minimum-System-Development-Board-Module-For-Arduino-TE435/232742912052 einen Drehencoder und ein Touch Display. https://www.ebay.de/itm/2-8-TFT-LCD-Display-Touch-Panel-SPI-Serial-ILI9341-240-320-5V-3-3V-STM32/172726994916 Später soll eine Leiterplatte entwickelt werden, welche diese Teile und noch ein wenig Hühnerfutter aufnimmt. Die Software enthält schon einen primitiven CW-Keyer Mode A und kann den Si5351 ansteuern. Die 2. PLL wird für Senden und BFO verwendet. Die Umschaltung Tx/Rx reagiert ohne spürbare Zeitverzögerung, der Ton klingt auch sauber. Des weiteren soll die NF vom Empfänger per ADC eingelesen digital gefiltert und per PWM wieder ausgegeben werden. Ich befürchte, die Rechenleistung wird für ein IQ-Signal nicht reichen. Die Software ist momentan zusammengestückelt und war als Einstieg / Orientierung in die ARM-Programmierung gedacht. > Macht er beim Frequenzwechsel KNACKS Er erzeugt ein Rechtecksignal mit voller Amplitude. Das Signal ist entweder an oder aus, die Output-Enable-Time beträgt <10µs. Die Output Frequency Transition Time beträgt ebenso < 10µs, ich vermute, die meinen damit die Einschwingzeit. Dazu kommt noch die Übertragungszeit über den I2C-Bus (400kbps). Der Jitter ist um eine Größenordnung besser als beim AD9850, jedoch deutlich schlechter als beim Si570. Dies wird möglicherweise bei der Verwendung des VFOs für eine hochliegende ZF relevant, wäre aber einen Versuch wert. Es sind getrennte Steuersignale für Tx und für Rx geplant. Oszillatorausgänge, Steuersignale und Mute werden später mit einer State-Machine zeitversetzt geschaltet. Bernd
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OK, also ich schließe mal daraus folgendes: - für nen wirklich guten LO sollte man besser einen ADF4351 oder MAX2..? nehmen, denn deren Signalsauberkeit ist exzellent. Nachteil ist eben, daß man unbedingt mit hochliegender ZF arbeiten muß. - der SI5351 scheint also nicht so einen KNACKS zu geben wie der SI570, dafür ist er von der Signalqualität her wohl schlechter. Andererseits kann er dafür auch mit der Frequenz seines Ausgangssignals weit herunter. - beim SI5351 muß man wohl auch SEHR auf die Reinheit seiner Versorgungsspannung achten, denn die ist quasi AM aufmoduliert auf das Ausgangssignal, was bei einem LO deutlich stören dürfte. - dafür hat man beim SI5351 zwei PLL's drin und man hat drei relativ(!!) unabhängige Ausgangssignale, weil zwei davon sich eine PLL teilen müssen. richtig so? Ich werde mir mal das Signal so eines SI5351 anhören bzw. mit meinem RX mal aufnehmen und analysieren, sobald ich dazu komme. W.S.
nochwas: was um himmelswillen willst du denn mit dem gezeigten 2.8" Touchdisplay? 36x48mm klein. Sowas ist ja vielleicht gut für die Fingerchen von zierlichen Cinesinnen, aber doch nicht für unsereinen. Da ist mein Daumen ja fast so dick wie das ganze Dingens. Ich denke mal, man sollte sauber trennen zwischen irgendwelchen Bedien-Dingen und den eigentlichen HF-Baugruppen. Für Bedien-Dinge muß man sich zu allererst nach einem geeigneten Gehäuse umtun, damit das ganze am Schluß nicht als Steckbrett-Igel verendet, sondern zu etwas real benutzbarem wird. Da wird man also zuerts herum-eiern müssen zwischen den gesichteten Gehäusen und den beschaffbaren Anzeigen und bastelbaren Bedienknöpfen, bis das alles irgendwie unter einem Hut ist. ich hab für sowas noch ein paar "SANBUM"-Displays in der Kiste, das reicht mir als Anzeige völlig aus. Ist aber schon so groß, daß man nach passenden und billigen Plastikgehäusen suchen muß. Nochwas zu Drehgebern: Mir ist da noch ne Idee gekommen: Es gibt ja per ebay einiges an Magnetfeld-Sensor-Moduln für Arduino. Sind recht klein. Nunstell dir mal folgendes vor: - ein Plastik-Kugellager oder Dünnkugelager(6902/61902 oder so) - in die Mitte des Kugellagers ein Achsstempel, der auf seiner Oberseite so eine Magnetfeldsensor-LP aufgeklebt hat, Anschlußfdrähte durch Zentralbohrung im Achsstempel. - von unten an den Achsstempel eine Bodenplatte geschraubt (2x M2) - über das ganze eine gedrehte topfförmige Haube, die als Drehgriff dient und die auf den Außenring des Kugellagers geschoben wird. - innen in die Mitte dieser Haube ein würfelförmiger Neodym-Magnet (3x3x3mm) geklebt. - das ganze dann von Zeit zu Zeit per I2C abgefragt. W.S.
Hallo W:S:, würdest du die Ergebnisse deiner Untersuchung hier publizieren? Gruss RFr
> beim SI5351 muß man wohl auch SEHR auf die Reinheit seiner > Versorgungsspannung achten Der Si hat getrennte Versorgungsanschlüsse für den Digitalteil und die Treiberausgänge. Die Versorgung für die Treiber kann zusätzlich gefiltert und die Höhe des Ausgangssignal über die angelegte Spannung eingestellt werden. > mit dem gezeigten 2.8" Touchdisplay? Hab jetzt nochmal die Größe nachgerechnet, die Angabe ist falsch, diese Displays haben nur eine Diagonale von 2,4". Trotzdem, für ein kleines Gerätchen, welches auch mal in den Rucksack passen soll, wäre das für mich akzeptabel. Größere Displays werden nicht mehr per SPI angesteuert und würden zu viele Pins am Bluepill belegen. Ein größerer Controller würde schnell den Preis für das Einsteigerprojekt in die Höhe treiben. Ein Discovery-Board mit nem STM32F4 kostet schon 25€, wobei dann jedoch schon das Programmiergerät integriert wäre. Wem das Gerät zu klein ist, kann sich auch am mcHF-SDR als Quelle bedienen, der Preis steigt dann schnell auf 400-500 Euro an. http://www.m0nka.co.uk/ Offenbar gehen die Vorstellungen über die Ausstattung deutlich auseinander. Als Gemeinsamkeit würde ich jedoch eine Softwarebibliothek sehen. > Nochwas zu Drehgebern Alte Mäuse mit dieser eingebauten Kugel haben meist eine IQ-Lichtschranke eingebaut. Counter können teilweise dieses IQ-Signal direkt einlesen. Manche verwenden sogar einen Schrittmotor als Drehgeber. An der Stelle würde ich es dabei belassen, denn eigentlich geht es um die Simulation von Dioden-Ringmischern.
W.S. schrieb: > - der SI5351 scheint also nicht so einen KNACKS zu geben wie der SI570, > dafür ist er von der Signalqualität her wohl schlechter. Andererseits > kann er dafür auch mit der Frequenz seines Ausgangssignals weit > herunter. Ich habe vor einiger Zeit einen Kurzwellenempfänger realisiert, der einen Si5341 als LO verwendet. Das Ergebnis hatte ich hier publiziert: Beitrag "Kurzwellenempfänger" Der Si5341 ist in Sachen Phasenrauschen um einiges besser, sogar besser als der Si570. Ein paar Eckdaten: Power supply rejection um 100dB, output crosstalk -72dB, LVDS mode rise/falltime 100ps, jitter typ. 160fs. Damit erhält man lt. Datenblatt im Fractional Mode ein Phasenrauschen von ca. 135 dBc/Hz in 10 kHz Abstand vom Träger. Mit Knacken beim Abstimmen gibt es keinerlei Probleme. Der oben gezeigte Empfänger lässt sich mit dem Drehencoder und Steuerung des Si5341 über I2C butterweich Abstimmen. > - beim SI5351 muß man wohl auch SEHR auf die Reinheit seiner > Versorgungsspannung achten, denn die ist quasi AM aufmoduliert auf das > Ausgangssignal, was bei einem LO deutlich stören dürfte. Das stimmt. Wie schon von Bernd für den SI5351 erwähnt hat auch der Si5341 getrennte Versorgungsanschlüsse für die einzelnen Ausgangsstufen. Die muss man sehr gut voneinander entkoppeln (siehe den Schaltplan und das Layout, welche an das oben verlinkte Posting angehängt sind). Man sollte außerdem darauf achten, dass Ausgänge mit kleinem Frequenzabstand nicht nahe zusammen liegen. Insgesamt ist das Layout sehr kritisch und hat mich einen Fehlversuch gekostet. Ohne vier Lagen dürfte das grundsätzlich schwierig werden. > - dafür hat man beim SI5351 zwei PLL's drin und man hat drei relativ(!!) > unabhängige Ausgangssignale, weil zwei davon sich eine PLL teilen > müssen. Der Si5341 hat fünf PLLs (von Silabs Multisynth Unit genannt) und eine PLL, die auf die Referenz gelockt wird und die die Multisynths steuert. Insgesamt hat er 10 Ausgänge. Wenn man nur drei oder vier davon braucht, kann man ordentlich Platz zwischen den Ausgangspins lassen und so das Übersprechen minimieren. Ich bin momentan übrigens dabei, den gezeigten Empfänger zu reimplementieren. Anlass war der Ehrgeiz, ihm ein besseres und großsignalfesteres Frontend zu spendieren. Zum Einsatz soll ein sogenannter H-Mode-Mischer mit Analogschaltern kommen. Die Signalübertragung zischen Si5341 und Mischer erfolgt über LVDS (Mischer und Si5341 sitzen auf unterschiedlichen Platinen). Ein Versuchsaufbau des Mischers hat recht vielversprechende Messergebnisse geliefert. Ebenso soll in der ersten Gain Stage ein sehr rauscharmer MMIC zum Einsatz kommen. Und ich habe etwas Ausstattung hinzugefügt. Insgesamt ist das Projekt gut vorangeschritten und ich bin momentan beim Zusammenbau. Ein Schaltplan inkl. Blockdiagramm, der den gegenwärtigen Stand der Dinge beschreibt, ist beigefügt.
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Mein Respekt, schönes Projekt! Vielen Dank für die Hinweise zum VFO-Layout. Laut Datenblatt sieht der Si5341 richtig gut aus, der Preis bei Mouser ist mit 11..15€ auch ok. Mal sehen, wie man das Teil für zukünftige Projekte einplanen kann.
hoffentlich spuckt dir nicht die Signallaufzeit des AD8306 Limiters bei der IQ Demodulation in die Suppe. Hast du mal einen Pegelplan des kompletten HF Zuges gemacht, um mal Stufe für Stufe zu berechnen welchen IM-freien Dynamikbereich du am Ausgang erzielen kannst? Das wäre bei den vielen Stufen und Mischer mal interessant zu wissen. Ralph Berres
Mario H. schrieb: > der einen Si5341 als LO verwendet OK, das ist aber ein anderes Feld als der SI5351. Hab grad mal bei Ebay nachgeschaut: Preise sind grauenhaft. Diese Teile sind offenbar doch ziemliche Exoten im Gegensatz zum "Arduino-Typ" SI5351. Und SOO rosig sieht das bei Mouser auch nicht aus: SI5340A etwa 12.30€ dito B etwa 12€ dito C etwa 11€ dito D etwa 9.70€ SI5341A etwa 14.40€ dito B etwa 14.20€ dito D etwa 11.40€ und die billigsten SI5351A rangieren bei 0.98€ wohlgemerkt alles netto. Das hat schon seinen Sinn, sich darüber klar zu werden, wie gut oder mies die SI5351 denn so sind. W.S.
B e r n d W. schrieb: >> Ich habe Mischer und AD9850 >> mit einen AD9850 ... Erwartungen eher niedrig setzen sollte. >> PLL's mit eingebautem Oszillator a la ADF4351 > > Der Si5351 erfüllt die Anforderungen besser. Er kann zwei unabhängige > Frequenzen im Bereich 2,5kHz bis 200MHz erzeugen und das Phasenrauschen > ist deutlich geringer als beim AD9850. Außerdem hat man damit auch einen > einstellbaren BFO. > https://www.youtube.com/watch?v=791NupCbiWU Nichts könnte von der Wahrheit weiter entfernt sein als das. Der Si* ist ein Ringoszillator aus ganz vielen Invertern mit dem effektiven Q eines nassen Sandsacks und seine Referenz ist ein liebloser Gatteroszillator. Er ist für Telecom-Anwendungen gemacht und darf deswegen die ersten 12 KHz an Phasenrauschen ignorieren. Nur dadurch kommt die (relativ) kleine herbeigerechnete Zahl beim Jitter zustande. Der Löwenanteil, das ist das 1/f-Rauschen, wird überhaupt nicht berücksichtigt. Bei einem SSB-Empfänger sind das dann eben die 10 Nachbarkanäle, die sich munter reziprok mischen dürfen. Anders als hier ständig behauptet, hat ein DDS nicht notwendiger- weise ein schlechtes Phasenrauschen. Die meisten sind sogar excellent. DDSe haben allenfalls ein Nebenwellenproblem und das kann man mit einem VCO, der dem DDS 1:1 nachläuft schmerzlos beseitigen. In Trägernähe, das heißt im Passband der PLL kann man das überlegene Phasenrauschen des DDS auf den VCO übertragen. Bei fast allen ordentlichen Mess-Sendern kann man im Phasenoise- plot die Schulter sehen, die entsteht, wenn bei weiterer Annäherung an den Träger das Phasenrauschen des VCOs eben nicht mehr weiter ansteigt, sondern von der Referenz diktiert wird. Warum man heute noch versucht, Empfänger im Stil von vor 30 Jahren aufzubauen, das ist mir sowieso ein Rätsel. Und die Erkenntnisse, die damals allgemein bekannt waren, sind heute weitgehend vergessen. Z.B. die Notwendigkeit, die Mischer reflexionsFREI abzuschließen, also entweder mit einem Hochstrom-FET 50 Ohm reell am Mischer zu erzwingen, oder mit 90°-Hybriden und 2 parallelen 40 MHz-Quarzfiltern wie im E1700. Ein 100 MHz 16 Bit ADC hat um die 55 fs aperture-Jitter oder eine Rauschdichte von -155 dBc/rtHz, ganz einfach, weil er sonst kein 100 MHz 16 Bit ADC ist. Und das 1/f-Rauschen findet weit weg auf der Abtastfrequenz statt. SDR rulez. Gruß, Gerhard
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Gerhard H. schrieb: > Anders als hier ständig behauptet, hat ein DDS nicht notwendiger- > weise ein schlechtes Phasenrauschen. Die meisten sind sogar > excellent. Das kann ich aus eigener Erfahrung so nicht stehen lassen. Ich hatte mit einen DDS Synthesizer einen Schmalbandwobbler aufbauen wollen, um eben diese Quarzfilter wobbeln zu wollen. Resultat waren vollkommen bis fast zur Unkenntlichkeit verauschte Flanken. Erst als ich dann einen VCXO verwendet habe wurde es deutlich besser. Das DDS Chip war ein AD9854 Man konnte das Signal mit einen Messdemodulator sich anhören. Der Störhub war etwa knapp 300Hz. Sowas wollte ich nicht als Localoszillator in einen KW Empfänger haben. Nicht umsonst wird auch heute noch der IC202 bzw IC402 von Icom als Nachsetzer für SSB Empfang im 3cm Band verwendet. Dessen LO besteht nämlich aus einen gezogenen Quarz. Die heutigen KW Empfänger klotzen mit einen intermodulationsfreien Dynamikbereich von angeblich 100db und mehr. Wenn da bloss nicht das reziproge Mischen wäre. Ralph Berres
Ich hab mir auf dem Oszilloskop bisher nur den AD9850/51 und den Si5351 angeschaut. Beim Ersteren ist im ungünstigen Fall ohne nachgeschaltetes, schmalbandiges Filter kaum noch eine zusammenhängende Schwingung zu erkennen. Beim Si5351-Signal kann man dagegen gerade noch ein minimales Zappeln erahnen. Dies passt auch zu den Angaben im Datenblatt mit typisch 300ns und 40ns Jitter. Subjektiv war der Unterschied eher größer.
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Welche der Chips sind denn als VCO für einen Empfänger besser geeignet? Gruss Robert
Gerhard H. schrieb: > SDR rulez. Gerhard, bedenke mal was anderes: Erstens: auf LMK geht SDR ja, dazu braucht man eben ADC's mit > 80MHz Samplerate und > 14 Bit Auflösung. Aber das reicht nicht. Dazu die passenden OpV's davor UND das passende FPGA dahinter. Ob dort dahinter dann ein 100 MHz Cortex M4F ausreicht, oder ob da doch ein besserer DSP sein sollte, hängt vom Einsatzfall ab. Sowas kostet nicht nur Geld, sondern auch Betriebsstrom. Ist also was für teurere Geräte, die am Stromnetz betrieben werden. Ausdrücklich nicht für QRP-Zeugs. Mit halb-digitalen Architekturen geht das wesentlich bastlerfreundlicher: Analog bis ins Basisband, dort mit nem billigen Stereo-ADC ins Digitale. Sowas kann man als Bastler noch stemmen. Zweitens: Für alles oberhalb der KW sieht es mit ADC+FPGA ganz anders aus. Da muss eine analoge Umsetzung her. Mit kommt da grad HRPT bei 1698..1707 MHz in den Sinn, aber auch LRPT bei 137 MHz. Mit SDR, also Antenne-->ADC ist da nix zu machen (oder unbezahlbar). Für HRPT ist ebenso ein FPGA fällig, aber nicht zum Empfangen, sondern zum Demodulieren. Gilt ähnlich auch für LRPT wegen der 2 Bits pro Symbol. Kurzum, analoge Frontends haben nach wie vor ihre Bedeutung und man sollte diese Sache nicht so extrem sehen wie du. W.S.
Ralph B. schrieb: > hoffentlich spuckt dir nicht die Signallaufzeit des AD8306 Limiters bei > der IQ Demodulation in die Suppe. Das war auch meine Befürchtung, als ich die Schaltung ursprünglich entwickelt habe -- auch wenn das Oszillogramm in der Abbildung 15 des Datenblatts hoffnungsfroh stimmt. In der Praxis gab es aber bei dem Empfänger, den ich im oben verlinkten Posting beschrieben habe. Dieser verwendet den gleichen Limiter und I/Q-Mischer zur Trägerrekonstruktion. > Hast du mal einen Pegelplan des kompletten HF Zuges gemacht, um mal > Stufe für Stufe zu berechnen welchen IM-freien Dynamikbereich du am > Ausgang erzielen kannst? Ich habe mir natürlich Gedanken über den Dynamikbereich der einzelnen Stufen gemacht und versucht, entsprechend auszulegen. Der erste Mischer (mit breitbandigem Abschluss über 90°-Hybride) kommt jedenfalls auf einen IP3 von über 30 dBm. Einen höheren IP3 kann ich mit dem momentan hier vorhandenen Material nicht leicht messen, da ich die zwei Signalgeneratoren nicht hinreichend intermodulationsfrei überlagert bekomme (ich hatte einen Combiner ZFSC-2-6 von Mini-Circuits mit Abschwächern an den Eingängen zur Verbesserung Anpassung verwendet). Über den Mischer, die Hybride und das Roofing-Filter bekomme ich etwas über 12 dB Verlust, und die erste Gain Stage hat einen Rauschfaktor von ca. 0.8 dB. Es besteht also Hoffnung, dass der IM-freie Dynamikbereich ganz ordentlich ausfällt. Ich mache mir eher Sorgen um den linearen Dynamikbereich; ich glaube, dass ich vor dem 2. Mischer noch zu viel Gain habe. Die Praxis wird es zeigen...
B e r n d W. schrieb: > IMO in diser Reiehnfolge von gut nach schlecht: > > Si5341 > Si570 > AD9958 > Si5351 > AD9851 > AD9850 Eine Anmerkung noch dazu: Es wurde oben richtigerweise angemerkt, dass der Phase Jitter für die Si* für größer 12 kHz spezifiziert ist. Allerdings gibt das Datenblatt des Si5341 auch ein paar Phase Noise Plots bis 100 Hz an den Träger heran. Das sieht gar nicht so schlecht aus.
Man muss auch bedenken, die Oszillatoren schwingen irgendwo zwischen 1..2 GHz. Bei jedem Teilen /2 halbiert sich der Jitter.
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B e r n d W. schrieb: > Bei jedem Teilen /2 halbiert sich der Jitter. Ähem.. nee, es ist der Einfluß des Jitters. Also, der Jitter in Pikosekunden oder so bleibt wie er ist, aber da die Periode des Ausgangssignals beim Herunterteilen ja länger wird, wird der Einfluß auf's ganze damit geringer. Ich hab grad mal nachgeguckt (zu allem außer schierem Herumlümmeln ist es derzeit mir zu warm): ADF4351: 0.27 ps Jitter SI570: 0.62 ps Jitter (bei 10..160 MHz) SI5351: 50 .. 70 ps Jitter CDCE913: 50 .. 60 ps Jitter SI5340/41: hmm, die unterscheiden zwischen Einzelperioden und über 10k Perioden. 0.15 ps Einzel, 6.7 .. 7.4 ps über 10k Perioden. Ich kann verstehen, daß die Hersteller möglichst gut dastehen wollen, aber die Eierei bei dem SI5340/5341 ist mir etwas anrüchig. Der IC ist sicherlich gut, immerhin bezieht er seinen Takt aus einem 14 GHz Oszillator. Da darf man annehmen, daß der nicht mehr jittern kann als rund 1/4 seiner Periodendauer. Aber die Jungs von SI haben offenbar so ihre Probleme mit der internen PLL. Deswegen der verschämte Hinweis über den Jitter über 10k Perioden. Mir scheint der ADF wirklich am besten und auch am saubersten dokumentiert. Bei allen anderen Chips finde ich ein Haar in der Suppe. Der SI570 ist nicht besser als der ADF und er kann auch bloß ab 10 MHz aufwärts, zudem ist er teuer. Hab selber keinen, als ist nix mit Ausprobieren. Der SI5351 ist etwa so gut wie der CDCE913 und auch etwa genau so billig, eben die gleiche Liga. Hab mir eben mal den CDC auf 25.000 MHz angehört, klingt sauber. Auch wenn man ihn NF-mäßig ausnotcht, klingt es nicht nach Rauschteppich drumherum. OK, das ist noch lange kein professionelles Ausmessen, aber dafür hab ich ohnehin nicht das Equipment. Also scheint mir derzeit, daß sowohl der CDC913 als auch der SI5351 für einfachere bis mittelprächtigere Empfänger durchaus als Mischoszillator benutzbar sind. Als LO kann ich den CDC913 aber nicht empfehlen, denn das Suchen nach den geeigneten PLL-Werten ist bei dem ein Mißvergnügen. Da scheint mir das Berechnen der Faktoren beim SI5351 durchaus günstiger und damit schneller zu sein. Den SI5340/41 hab ich ebenfalls nicht, er sollte den Daten nach nicht sonderlich schlechter sein als der ADF - vorausgesetzt, die PLL beim ADF ist sauber berechnet! Das ist ne wichtige Sache, wo man viel versauen kann. W.S.
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W.S. schrieb: > Ich kann verstehen, daß die Hersteller möglichst gut dastehen wollen, > aber die Eierei bei dem SI5340/5341 ist mir etwas anrüchig. Der IC ist > sicherlich gut, immerhin bezieht er seinen Takt aus einem 14 GHz > Oszillator. Da darf man annehmen, daß der nicht mehr jittern kann als > rund 1/4 seiner Periodendauer. Aber die Jungs von SI haben offenbar so > ihre Probleme mit der internen PLL. Deswegen der verschämte Hinweis über > den Jitter über 10k Perioden. Das Datenblatt ist mir an der Stelle auch nicht ganz verständlich. Die 160 fs beziehen sich auf den Bereich 12 kHz bis 20 MHz. Das geht auch aus den Phase Noise Plots hervor, die offenbar mit einem Agilent E5052 o.ä. aufgenommen wurden, und die auch den von 12 kHz bis 20 MHz integrierten RMS-Jitter anzeigen. Die Messmethode, die hinter der Angabe mit den 10.000 Perioden steckt, geht nicht klar aus dem Datenblatt hervor ("Measured in the time domain. Performance is limited by the noise floor of the equipment."). Für mich sind daher die Phase Noise Plots noch am aussagekräftigsten. Anbei einmal ein Spektrum von meiner Si5341-Platine (LVDS-Ausgang bei 79,65 MHz) für die oben angesprochene Reimplementierung des Empfänger-Projekts. Sorry für das scheußliche Handy-Bild, das hatte ich vor zwei oder drei Wochen nur schnell beim Funktionstest der Platine gemacht. Sieht soweit ordentlich aus. Der leichte Anstieg des Rauschens ab ca. 400 Hz zum Träger hin kommt wahrscheinlich über die Betriebsspannung. Ich hatte auf die Schnelle Digital- und Analog-Versorgungsspannungen zusammen geklemmt. Außerdem war die Masseverbindung zum Labornetzteil schlecht (fliegender Aufbau), so dass die Spannungen über die Masse-Impedanz verkoppeln. Abschirmung war auch offen. Auf der Synthesizer-Platine sitzt auch noch ein Mikrocontroller und es hängt die Frontpanel-Platine daran, die gemultiplexte LED-Anzeigen hat; das ist bei dem fliegenden Aufbau natürlich ungünstig. Ordentlich aufgebaut und verdrahtet sollte das Rauschen am Träger flacher sein. Vielleicht teste ich das die Tage nochmal mit ordentlicherem Aufbau und etwas näher am Träger mit 1 Hz-Auflösebandbreite. Bei der Hitze ist jedenfalls erstmal Siesta angesagt.
Mario H. schrieb: > Si5341_LVDS.jpg > > 306 KB, 37 Downloads Also wenn ich das Foto richtig interpretiere, würde jeder Amateurfunk-KW-Transceiver sich glücklich schätzen dürfen, wenn er ein derart geringes Phasenrauschen hätte. Die Realität sieht aber leider um ein paar Größenordnungen schlechter aus. Ralph Berres
Mario H. schrieb: > Vielleicht teste ich das die Tage nochmal Hast du vielleicht auch so einen China-Modul mit dem SI5351 irgendwo herumfliegen? Du bist ja um Welten besser ausgestattet als unsereiner, da wäre es durchaus wünschenswert, in die Sache mal richtig Licht hineinzubringen. btw: sitzt du weit weg von Berlin? Ralph ist ja so etwa an der Mosel, das ist mir dediziert zu weit weg. W.S.
W.S. schrieb: > Ralph ist ja so etwa an der Mosel, > das ist mir dediziert zu weit weg. ja leider genaugenommen am A... der Welt. DR.Mario Hellmich wohnt in Salzgitter also nicht so extrem weit von dir weg. Ich wohne 16km von der luxembourger Grenze entfernt in Trier. Wie sage ich immer. Trier ist ein kleines verschlafenes Nest am Rande der Eifel mit etwa 106000 Einwohner. Oder Trier ist eine Stadt der Gebetbücher und Maulwürfe ( wegen der Archäologen ). Ralph Berres
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Mario H. schrieb: > Si5341_LVDS.jpg Ich habe mir das Bild noch mal genauer angeschaut. Mich würde mal interessieren, wie das aussieht wenn man mit 1KHz RBW in 10KHz Abstand messen würde. Das Grundrauschen des SAs müsste bei den üblichen Rauschzahlen von ca 30db bei 10 Hz RBW bei -135dbm liegen. Hier wurde ein RBW von 10Hz genommen und hat dabei ein Rauschteppisch von -115dbm Das dürfte von der Phasenrauschglocke stammen. Bei 1KHz RBW müssten es dann etwa -95dbm sein Jetzt sind wir aber sehr nah am Träger etwa 400Hz entfernt. Ob das in 10KHz Abstand wieder besser aussieht? Ich vermute das das Phasenrauschen nur etwas besser ist als der vom ADF 4351 Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Das Grundrauschen des SAs müsste bei den üblichen Rauschzahlen von ca > 30db bei 10 Hz RBW bei -135dbm liegen. > > Hier wurde ein RBW von 10Hz genommen und hat dabei ein Rauschteppisch > von -115dbm Das dürfte von der Phasenrauschglocke stammen. Bei 1KHz > RBW müssten es dann etwa -95dbm sein Jetzt sind wir aber sehr nah am > Träger etwa 400Hz entfernt. Ob das in 10KHz Abstand wieder besser > aussieht? Der Abschwächer ist aber um 20dB eingedreht, daher rutscht der Rauschteppich natürlich auch um 20dB nach oben. Was man rechts und links vom Peak sieht, sollte tatsächlich im wesentlichen das Rauschen vom Analyzer sein. An dieser Stelle kommt auch ein High End-Analyzer wie der FSEA 30 (der in den grundlegenden Parametern nicht viel schlechter als ein aktueller High End-Analyzer dasteht) langsam an seine Grenzen. Bei 1Hz-Bandbreite, 1Hz Videofilter, Zero Span und Trace-Mittelung kommt man mit dem FSEA auf einen Rauschteppich von vielleicht -158dBm (Datenblattwert -145dBm, glaube ich). Wenn man die im Bild gezeigte Messung verbessern will, kann man also nur noch die Auflösebandbreite verringern und mitteln. Eigentlich ist so eine Messung ein Fall für einen Phasenrauschmessplatz. Ich habe leider keinen. Weiter interessante Angabe zum FSEA: Leistungsaufnahme 180VA. Treibt bei diesem Wetter die Temperatur im Zimmer merklich nach oben. W.S. schrieb: > Hast du vielleicht auch so einen China-Modul mit dem SI5351 irgendwo > herumfliegen? Du bist ja um Welten besser ausgestattet als unsereiner, > da wäre es durchaus wünschenswert, in die Sache mal richtig Licht > hineinzubringen. Leider nicht. Was für eins meinst Du denn? Wenn der Chinamann es mir billig verkauft, kann ich mir ja mal eins im Namen der Wissenschaft anschaffen und vermessen. Ralph B. schrieb: > DR.Mario Hellmich wohnt in Salzgitter also nicht so extrem weit von dir > weg. > > Ich wohne 16km von der luxembourger Grenze entfernt in Trier. > > Wie sage ich immer. Trier ist ein kleines verschlafenes Nest am Rande > der Eifel mit etwa 106000 Einwohner. Oder Trier ist eine Stadt der > Gebetbücher und Maulwürfe ( wegen der Archäologen ). So ist es. Mitten auf dem niedersächsischen Acker. Eingeweihte sprechen auch von Salzghetto. :-)
Mario H. schrieb: > Was für eins meinst Du denn? Ach, die Chinesen haben wohl die Arduino-Jünger als Zielscheibe hergenommen, überall sprießen die kleinen Brettln mit dem Hinweis "für Arduino", so z.B. auch da: https://www.ebay.de/itm/25MHZ-Si5351A-I2C-Clock-Generator-Breakout-Board-8KHz-to-160MHz-for-Arduino/272918702125 Ich hatte vor einiger Zeit genau so eines mal gekauft - allerdings für weniger Geld und dafür ohne die SMA-Buchsen. Die Jungs sind kühn: sie legen die 3 Ausgangssignale ganz frech auf die Stiftleiste. Im Prinzip sind diese Chips schon interessant, da billig. Und wenn sie sich für LO-Zwecke ausreichend eignen sollten, dann wäre das gut. W.S.
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So, da man bei der Hitze ohnehin nichts sinnvolles machen kann, habe ich meine Si5341-Platine nochmal vermessen. Der Schaltplan der Platine wurde in Beitrag "Re: Simulation SRA-1" gepostet (Platine A2 - Controller). Das erste Bild zeigt den Teil mit dem Si5341. Der weiße Schmodder sind Flussmittelreste, die Platine wurde bisher nur grob gereinigt. Gemessen wird der als LVDS konfigurierte Ausgang 0 bei 79,65 MHz (entspricht einer Empfangsfrequenz von 7,2 MHz in meinem Empfänger-Projekt). Das zweite Bild zeigt ein Oszillogramm des LVDS-Signals (jeweils mit 50 Ohm terminiert). Die Spektren sind single-ended gemessen; das andere LVDS-Signal ist mit 50 Ohm terminiert. Im Gegensatz zum in Beitrag "Re: Simulation SRA-1" gezeigten Spektrum ist der Auto Peak-Detektor verwendet worden, außer beim Spektrum mit 5 kHz Span, auf dem die Phase-Noise-Marker sind. Der Auto Peak-Detektor zeichnet zu jedem Bildpunkt jeweils den größten und kleinsten vom A/D-Wandler gemessenen Wert auf und verbindet diese Punkte mit einer vertikalen Linie. Dadurch sieht der Rauschteppich etwas höher aus, aber man erkennt manche Details besser. Bei den Phase Noise Markern habe ich den Referenz-Marker nicht ganz auf den Peak bei 2,8dB gesetzt, sondern versehentlich daneben bei -2,37dB (wohl vergessen "Peak Search" zu drücken -- die Hitze). Die angezeigten Phasenrausch-Werte sind also etwas zu pessimistisch. Ich nehme das jetzt aber nicht nochmal auf. Der leichte Rauschanstieg zum Träger hin im Spektrum mit 500kHz Span kommt zum größten Teil wohl aus dem Analyzer, da der bei größeren Spans seine PLL-Bandbreite umschaltet. Auf den Spektren mit kleinerem Span ist dieser Anstieg nicht zu sehen. Insgesamt ist das Ding ein durchaus brauchbarer LO, würde ich sagen.
W.S. schrieb: > Ach, die Chinesen haben wohl die Arduino-Jünger als Zielscheibe > hergenommen, überall sprießen die kleinen Brettln mit dem Hinweis "für > Arduino" Mit dem Arduino habe ich mich nie beschäftigt, und habe auch keinen hier. Ebenso habe ich habe keine große Lust und vor allem keine Zeit, damit anzufangen. Es gibt aber hier https://www.qrp-labs.com/vfo.html eine Si5351A-Platine, wo ein passend programmierter Controller und ein Display nebst Drehencoder schon dabei sind. Man muss nur noch ein bisschen Hühnerfutter dazu löten. Vielleicht schaffe ich mir das Teil zwecks Test des Si5351 mal an.
W.S. schrieb: > Gerhard H. schrieb: >> SDR rulez. > > Gerhard, bedenke mal was anderes: > > Erstens: auf LMK geht SDR ja, dazu braucht man eben ADC's mit > 80MHz > Samplerate und > 14 Bit Auflösung. Aber das reicht nicht. Dazu die > passenden OpV's davor UND das passende FPGA dahinter. Ob dort dahinter > dann ein 100 MHz Cortex M4F ausreicht, oder ob da doch ein besserer DSP > sein sollte, hängt vom Einsatzfall ab. > > Sowas kostet nicht nur Geld, sondern auch Betriebsstrom. Ist also was > für teurere Geräte, die am Stromnetz betrieben werden. Ausdrücklich > nicht für QRP-Zeugs. > > Mit halb-digitalen Architekturen geht das wesentlich > bastlerfreundlicher: Analog bis ins Basisband, dort mit nem billigen > Stereo-ADC ins Digitale. Sowas kann man als Bastler noch stemmen. > > Zweitens: Für alles oberhalb der KW sieht es mit ADC+FPGA ganz anders > aus. Da muss eine analoge Umsetzung her. Mit kommt da grad HRPT bei > 1698..1707 MHz in den Sinn, aber auch LRPT bei 137 MHz. Mit SDR, also > Antenne-->ADC ist da nix zu machen (oder unbezahlbar). > Für HRPT ist ebenso ein FPGA fällig, aber nicht zum Empfangen, sondern > zum Demodulieren. Gilt ähnlich auch für LRPT wegen der 2 Bits pro > Symbol. > > Kurzum, analoge Frontends haben nach wie vor ihre Bedeutung und man > sollte diese Sache nicht so extrem sehen wie du. Ich sehe das gar nicht extrem. Ein SDR ist nicht, wenn man die Antenne in den ADC stöpselt. SDR ist aber auch nicht, wenn man einen 10KHz-Batzen in eine Soundcard einspeist. Ich denke, mit dem Red Pitaya z.B. hat man eine recht gute, bezahlbare Lösung, vor allem, wenn man sieht was das Ding noch so nebenbei alles kann, wie s-Parameter oder Bodeplots messen. Der RP hat 2 125 MHz 14 Bit-ADCs und zwei 125 MHz DACs, ein Xilinx ZYNC mit FPGA der 7er-Generation und DualCore ARM Cortex-9 CPU, Ethernet, USB und Linux. Er läuft freudig mit dem bisschen Strom, das eine USB-Schnittstelle hergibt. Und ich bastele gerade an einer 70cm-Motorrad-Portabel-Station mit dem RP. 432 MHZ - (100MHz *4) = 32 MHz für den RedPitaya. oder 144 - 100MHz = 44 MHz für den RP. Und plötzlich passen 100 MHz-VCXOs von Citizen, kein Getue mit Anschwingen, garantiertes Phasenrauschen, die Abtastfrequenz ist so weit weg, dass 1/f keine Rolle mehr spielt. Die Ringmischer sind MABAES0061 oder CX2074NL oder CX2047-Trafos, die Dioden die üblichen Verdächtigen von Avago. Die wurden neulich abgekündigt, nachdem Broadcom Avago gekauft hat. Gibt's aber alles bei DigiKey. 100 MHz, weil man es simpel an ein externes Frequenznormal anbinden kann. Wenn man das nicht braucht reicht auch was man an Quarzen eben da hat. Wenn die 1. ZF 5 MHz woanders ist, ist das auch nicht weiter schlimm. Das ändert nur eine Zahl für den Red Pitaya. Wenn ich daran denke, dass ich mal eine ganze Bank von XF9B C E gekauft habe für WIMRE 140 DM/Stück, dann ist der RP ein echtes Schnäppchen. Gruß aus St.Wendel im gewittrigen Saarland, HF-Diaspora. Gerhard
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@W.S.: mit einem 16Khz breiten 70Mhz Quarzfilter kann ich Dir sicher für Portokosten helfen: https://www.tiffe.de/robotron/Bausteinuebersicht/MQF.pdf Diese Teile waren in kommerziellen DDR Funkempfängern verbaut, 2. ZF dann mit 200Khz mechanischen Filtern je nach Bandbreite... Gib Laut falls es Dich interessiert. Gruß, Holm
Holm T. schrieb: > Gib Laut falls es Dich interessiert Besten Dank, aber mir ist das zu schmalbandig. Ich habe vor langer Zeit mal so ein 70.2 MHz Filter von jemandem bekommen, zusammen mir einer Schachtel MQF10.7-1800/1. Ich bin z.Z. auf dem Trip, mit meinem Wobbler, RFSim99 und Horst's DISHAL-Programm einige billige 48 MHz Keramikschwinger auszuprobieren. Das sieht auf dem PC erstmal ganz gut aus, man kann vermutlich ohne große Probleme Bandbreiten von 10..30 kHz erzielen. Dabei ist mir die Kurzwelle eigentlich eher ein Nebenschauplatz. Ach ja, noch ein Nebenprodukt: Die IC's "RF2411" und "RF2444" von RF Micro Devices haben sich als durchaus nett auch für KW Anwendungen gezeigt. In den Hersteller-PDF's werden nur Anwendungen im Bereich ab 850 MHz aufwärts berücksichtigt, aber da die IC's intern DC gekoppelt sind, kann man sie bis herunter in den NF-Bereich benutzen. Beide haben quasi einen MMIC mit ca. 1.6dB NF als LNA vor dem Mixer. Den RF2411 hab ich ausgemessen, er kann am LNA-Ausgang etwa 1.5 Vss (= ca. 0.5 Veff = ca. +7dBm) abgeben, ohne daß die Verzerrung durch die gekrümmte BE-Kennlinie des Eingangstransistors sich deutlich bemerkbar macht. Das macht am des LNA Eingang so etwa 56 mVeff = -12 dBm aus. Einen üblen Trick gibt es noch beim RF2444: Für die Verwendung bei niedrigen Frequenzen muß man in die Vcc Leitung des LNA eine Drossel und für ganz niedrige Frequenzen dazu noch einen Kollektorwiderstand (50 Ohm oder so) einfügen - also die übliche Schaltung wie bei allen MMIC's. Damit geht der Chip auch für LMK+VHF zu benutzen. W.S.
W.S. schrieb: > Ich bin z.Z. auf dem Trip, mit meinem Wobbler, RFSim99 und Horst's > DISHAL-Programm einige billige 48 MHz Keramikschwinger auszuprobieren. > Das sieht auf dem PC erstmal ganz gut aus, man kann vermutlich ohne > große Probleme Bandbreiten von 10..30 kHz erzielen. Wie sehen denn die Ergebnisse aus? Hast Du auch schon Messergebnisse? Bekommt man mit damit eine gute Sperrdämpfung hin? Ich hatte bei meinem Empfänger SAW-Filter mit 86,85 MHz Mittenfrequenz und 25 kHz Bandbreite verwendet (gibt es von Murata, Vectron, etc.). Die haben den Nachteil, dass die Sperrdämpfung nur ca. 60 dB beträgt, also weniger als bei guten Quarzfiltern. Die 86,85 MHz SAW-Filter werden kommerziell in amerikanischen D-AMPS-Telefonen in der ZF eingesetzt. Da D-AMPS mittlerweile obsolet ist, werden die Filter in der näheren Zukunft sicher auch abgekündigt.
Holm T. schrieb: > @W.S.: mit einem 16Khz breiten 70Mhz Quarzfilter kann ich Dir sicher für > Portokosten helfen: könnte mich eventuell interessieren. Einfach zum experimentieren. Wieviel könntest du entbehren? Ralph Berres
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Mario H. schrieb: > Wie sehen denn die Ergebnisse aus? Naja, einiges habe ich bereits. Allerdings steht das echte Ausprobieren auf einer gut gerouteten LP noch aus. Die Dinger sind ja grad mal 2.5x2.0.1.5 mm groß. So, zum Bild: Ich hatte mit ner Dämpfung am Generator von 20 dB gearbeitet und die Filter auch vorn+hinten mit 50 Ohm abgeschlossen. Filter sind von AEL Crystals, C48M000000S002 (Farnell 144-8151). Hatte wohl die letzten 10 Stück von denen gekauft (Farnell gefällt mir von Jahr zu Jahr immer weniger). Aber bei Mouser wird man mit ähnlichen Filtern fündig. Grundsätzlich: Solche Keramikschwinger haben per se gleich die gegen Masse gehenden Kondensatoren vorn und hinten eingebaut. Das muß man berücksichtigen, denn es ist im eigentlichen Schwinger quasi eingebaut. Soweit ich das herausgemessen habe, sind die Daten etwa so: Cs = 50 fF L = 218 µH Rs = 40 Ohm Cp = 9 pF Damit kannst du in Dishal erstmal arbeiten und dir dort deine Wunschkonfiguration einstellen. Aber als finales Filter habe ich mir das nicht gedacht. Mein Plan im Groben geht etwa so: KW-Version, klassisch: - 45 MHz Tiefpass - RF2411-LNA - 45 MHz Tiefpass - RF2411-Mischer - TC4-1 (bal-->unbal und Impedanz 4:1 runter) - besagte Keramikfilter auf 48 MHz als 1. ZF - TK10931V Mischer - 455 kHz Filter-Satz/Sätze als 2. ZF (evtl. 4 Sätze mit div. Bandbreiten, per FST3253 umschaltbar) - TK10931V ZF (AM+FM) + Demodulator/BFO und die z.Z. nur erstmal grob angedachte Versuchs-Version dazu: - 45 MHz Tiefpass - RF2411-LNA - 45 MHz Tiefpass - RF2411-Mischer - TC4-1 (bal-->unbal und Impedanz 4:1 runter) - besagte Keramikfilter auf 48 MHz als 1. ZF - RF2667 oder AD8348 oder LT5506 als ZF-Amp und I/Q-Demodulator - 24 Bit Stereo-ADC - weiter digital per Cortex M4F Und die angezielte Kür kommt später, dann aber für > 30 MHz. Aber das ist noch fern. W.S.
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Hallo, um die Erwartungshaltung zu kalibrieren, habe ich einmal die Daten der Keramikschwinger genommen und damit via Dishal ein 4-Polfilter berechnet und mit LT-SpiceIV simuliert (Dishal v2052 erzeugt automatisch Netlists u.a. für LT-Spice). Dabei habe ich Rs etwas optimistischer mit 30 Ohm (Qu=2200) angenommen und Cp auf 7pF statt 9pF gesetzt, um dss gezeigte delta fp-fs von ca. 175khz zu erreichen. Wie das Bild zeigt, ist selbst bei einer Design-Bandbreite von 50kHz die Verrundung und die Dämpfung durch die relativ geringe Güte recht deutlich. (keine Ahnung, ob die erwähnten "eingebauten Koppel-Cs" kleiner als die mit Dishal errechneten sind) Übrigens, 45MHz-Tiefpässe bei einer ZF von 48MHz erscheinen sehr ehrgeizig (zumindest mit LC-Filtern). Evtl. kann man einen oder zwei der 48MHz Keramikschwinger als Notchfilter integrieren. Viel Spaß, Horst
Hm. Der RF2411 ist bei Qorvo abgekündigt, und wenn man sich's überlegt ist es nicht unbedingt schade. -8 dBm input IP3 bei 2.5 dB Rauschzahl ist jetzt wirklich nix, was man haben will, das wirft einen 40 Jahre zurück. Und das Ding ist GaAs HBT, da kann die 1/f-Rausch-Ecke gerne mal bei 50 MHz sein. Muss die Tiefpass-Ecke wirklich 45 MHz sein? Offiziell ist Kurzwelle bei 30MHz zu Ende, darüber ist noch ein bisschen Militär. Das würde das Design des Tiefpasses ganz wesentlich bezgl. Dämpfung, erzielbarer Abschwächung vereinfachen.. 35 MHz? Das 1. ZF-Filter muss nicht überall außerhalb des Passbands abschwächen bis ins Rauschen. Eigentlich muss es nur den 2. Mischer um, sagen wir, 30 dB entlasten. Auf der 2. Spiegelfrequenz muss es natürlich dicht sein. Wenn man breitbandige Filter mit Quarz-artigen Strukturen bauen will, dann bieten sich Brückenfilter an. Das ist ein Trafo mit Gegentaktausgang, Mittelanzapf geerdet. An den beiden 180°-verschobenen Ausgängen hängt je ein Quarz in Serie. Die Ausgänge der Quarze werden aufaddiert. Wenn man die Eingangsfrequenz über die Serienresonanz der Quarze schiebt, kippt die Phase um 180°. Bei diesem Filter haben die Quarze unterschiedliche Serienresonanzen, und das sind später die Eckfrequenzen. Wenn man weit unterhalb des Passbands ist, haben beide Zweige 0° Verschiebung (sagen wir mal, als Referenz). Die Summe ist dann 0, wegen des Gegentakttrafos. Weit oberhalb des Passbandes haben beide Zweige 180°, die Summe ist auch 0. In dem Frequenzbereich zwischen den Resonanzen der Quarze hat der eine schon 180°, der andere noch 0° -> es gibt ein Ausgangssignal. Die Bäume wachsen auch hier nicht in den Himmel wegen Parasitics, aber man kommt weiter als mit simplen Resonanzen oder Ladderfiltern. Das geht natürlich auch mit Keramik-Resonatoren. Das Datenblatt der Farnell-Dinger ist aber etwa so umfangreich wie ein Kochbuch aus der Sahel-Zone. K.A., ob man mit Serien-C oder -L die Resonanzen nennenswert beeinflussen kann. Für die AGC bietet sich ein Pin-Dioden-Abschwächer an. Früher musste man wegen der Intermodulation die Mittel/Langwelle von den Pindioden fernhalten, aber heute ist dort ja nichts mehr los. Gruß, Gerhard
Gerhard H. schrieb: > Für die AGC bietet sich ein Pin-Dioden-Abschwächer an. Früher musste man > wegen der Intermodulation die Mittel/Langwelle von den Pindioden > fernhalten Pindioden haben eigentlich noch die geringsten Intermodulationsverzerrungen, weil sie sich wie reelle Widerstände benehmen. Man muss allerdings dafür sorgen das Signale dessen Frequenz unter dem Wert liegen, bei welcher die Pindiode, auf Grund seiner Speicherzeit in der Sperrschicht, noch als reeller Widerstand funktioniert, ausreichend durch einen Hochpas unterdrückt werden. Es gibt glaube ich auch Pindioden, welche für MW geeignet sind. Alle anderen Form von Stellglieder in der ALC Regelung, wie z.B. Dualgatemosfets dessen zweiter Gate zur Verstärkungsregelung eingesetzt wird, sind von den Intermodulationswerten weit schlechter. Ralph Berres
HST schrieb: > Dabei habe ich Rs etwas optimistischer mit 30 Ohm > (Qu=2200) angenommen und Cp auf 7pF statt 9pF gesetzt, um dss gezeigte > delta fp-fs von ca. 175khz zu erreichen. Ah... du bist also endlich wieder zurück. Aber - sag mal - ist 00.30 nicht etwas ZU ungewöhnlich? (alles weitere --> 600 Ohm) Nun, zu den Piezofiltern sei gesagt, daß ich versucht habe, nicht allzu optimistische Werte anzunehmen. Die PDF's bei den Händlern sind sehr 'minimalistisch', da kann man außer den eher schöngeredeten 30 Ohm nix wirklich entnehmen. Nominell werden solche Piezofilter mit 2x 5 pF oder 2x 30 pF gefertigt, soweit ich das aus Vergleichsangaben entnommen habe. Die Güten liegen durchschnittlich zwischen 800 und 1200 (da halte ich 2200 für sehr optimistisch) und die Kapazitäten sind schlichtweg die Kapazität des Teils des Piezos, der zwischen der jeweiligen Erreger-Bedampfung und GND-Bedampfung liegt:
1 | A-----| |-----B |
2 | ----- ----- |
3 | |------------------|
|
4 | | piezo | |
5 | |------------------|
|
6 | ----- ----- |
7 | GND---|----------| |
Insgesamt scheinen mir derartige Piezoschwinger heutzutage noch am ehesten eine Lösung für die 1. ZF, denn man kann sowas NOCH kaufen und das zu erträglichem Preis, was für Quarzfilter eigentlich nicht mehr wirklich gilt. Dazu liegen m.E. die erzielbaren Bandbreiten im 10..30 kHz Bereich. Und das ist gut genug für eine hochliegende 1.ZF. Aber erstmal sehen, was man tatsächlich an Filtern mit diesen Keramikdingern hinkriegt. Rechnen ist das eine, ein tatsächlich funktionierender HF-Trakt bis zur NF was anderes. Kostet "bloß" Test-Leiterplatten, die es auch nicht umsonst gibt. Ich mache mir auch wegen der RF2411 keine Sorgen, die Dinger sind billig zu haben und soweit ich den LNA des Chips ausgemessen habe, auch ausreichend großsignalfest auf niedrigen Frequenzen. So etwa 56 mV am Antenneneingang sind nicht nur etwa -12 dBm, sondern eben auch nominell etwa S9+60dB. Das sollte man beim Hecheln nach Großsignalfestigkeit auch mal bedenken. Ich will hier nicht den Hilberling übertrumpfen. Und die 45 MHz als Tiefpaß ist einigermaßen ernst gemeint. Bei meinem AOR7030 kann ich z.B. wirklich bis an die 32 MHz heran abstimmen und dessen 1. ZF ist 32 MHz. Wichtig ist ja nur, daß die Spiegelfrequenz ausreichend unterdrückt wird und daß der RF-Durchschlag auf die ZF überschaubar bleibt. Schöne Grüße W.S.
Ein IP3 von -8 dBm bedeutet nicht, dass man bei diesem Pegel noch irgend etwas Sinnvolles mit dem Ding anstellen kann. Er bedeutet, dass die Intermodulation 3. Ordnung genauso stark wird wie die Eingangssignale. Der IP3 existiert nicht physikalisch, es ist ein reiner Rechenwert. Man misst ihn bei verschiedenen kleinen Pegeln und verlängert dann die Kurve der Messwerte für Eingangsleistung und Intermodulationsprodukte in dBm mit dem Lineal. Weil die Intermodulation wesentlich schneller steigt als der Eingangspegel, treffen sich die Kurven irgendwo, bei hoffentlich möglichst vielen dBm. (they intercept). Qualitaetsverstaerker würden verglühen wenn man den notwendigen Pegel tatsächlich anlegen würde. Der Telefunken E1700 hatte schon vor 40 Jahren +40 dBm IP3. Schon der Amateurfunk-Drake R7 hatte > 20m dB. -8 dBm ist schon so schlimm wie der Yeasu FT227/FT101, der damals als großer Rückschritt gegenüber seinen röhrenbestückten Vorgängern angesehen wurde. 10 dB mehr IP3, das macht 30 dB weniger Dreck; 10 dB weniger IP3 sind allerdings auch so drastisch in die unerwünschte Richtung. Gruß, Gerhard
Gerhard H. schrieb: > Der IP3 existiert nicht physikalisch, es ist ein reiner Rechenwert. Man > misst ihn bei verschiedenen kleinen Pegeln und verlängert dann die Kurve > der Messwerte für Eingangsleistung und Intermodulationsprodukte in dBm muss lauten: Man misst die Intermodulation bei verschiedenen....
Gerhard H. schrieb: > Ein IP3 von -8 dBm bedeutet nicht, dass man... Moment mal, worüber referierst du eigentlich? Ich habe den Chip quer über den KW-Bereich direkt ausgemessen. Und dabei festgestellt, daß man ihm etwa 50 mV effektiv am Eingang des LNA anbieten kann, ohne daß dadurch die Sinusform spürbar deformiert wird. Das ist NICHT der IP3, gelle? Es ist noch nicht mal der 1dB Kompressionspunkt. Auf der anderen Seite der Medaille steht ein Rauschmaß von 1.6 dB für den LNA, was ich jedoch erstmal dem Manual glauben muß, ohne es mit meinen Mitteln nachmessen zu können. Ich sag dir (und mir), daß dieser Chip ein durchaus faires Teil ist, soweit sich mir das derzeit darbietet. Er ist von Hause aus ein IC für 1..2 GHz, er kostet weniger als 1 Euro und er wird auch noch ausreichend gehandelt. Alle diese Bedenken, die du äußerst, kommen wohl eher aus dem Betrieb von Empfängern innerhalb einer DX-Expedition oder wenigstens eines Camps wie z.B. während der Hamradio, wo man empfangen will, während 5 Meter nebenan jemand mit 600 Watt grad sendet. Für solche Situationen gelten andere Konditionen, das ist mir klar. Aber das ist nicht der Alltag. Mein AR7030 verträgt auch keine 10 Watt HF an seinem Eingang. Und dein Red Pitaya vermutlich auch nicht. Also bleiben wir doch lieber mal auf dem Teppich - und das heißt, schauen, was man mit dem Verfügbaren erreichen kann - und nicht, zuerst turmhohe Forderungen aufzustellen und dann zu schauen, ob sich das überhaupt mit den eigenen Mitteln realisieren läßt. W.S.
Gerhard H. schrieb: > Der Telefunken E1700 hatte schon vor 40 > Jahren +40 dBm IP3. Schon der Amateurfunk-Drake R7 hatte > 20m dB. Heute kann man aber froh sein wenn man überhaupt ein Afunk-TRX findet welches einen Eingangs-IP3 von mehr als +20dbm hat. Bei UKW/UHF Allmode-TRX sieht es noch viel schlechter aus. Es gibt heute nur sehr wenige KW-TRX welche mit +40dbm IP3 am Eingang aufwarten können. Der Hilperling ist sicher einer, der darunter fällt. Ansonsten haben sich die Empfänger mit analogen Signalverarbeitung bis runter auf die letzte ZF demnächst erledigt. Icom hat mit dem IC7300 als Einstiegsklasse und dem IC7610 momentan die Nase vorne. Ob die Konkurenz den Vorsprung noch verkleinern kann, muss sich zeigen. Yeasu versucht es wenigstens. Kenwood fürchte ich wird sich vom Markt der KW Afunkgeräte irgendwann zurückziehen. Ralph Berres
Hallo IP3 Experten, ich finde Eure Diskussion hier ganz interessant. Lese schon eine Weile mit und finde den Beitrag aufschlussreich. Ich selber besitze einen TS480, der noch aus der Vor-SDR Zeit stammte, zumindest im Consumer Bereich, und der hat einen IP3 knapp unter den genannte 20dBm. Wurder damals mit dem AD831 im FE bestückt. Hat aller- dings eine Rauschmaß im zweistelligem Bereich. Demgegenüber habe ich mal einen QRP TRX, den mcHF des OV's I40, gegenübergestellt, der hat einen einfachen BFR93A als Eingangstransistor mit 50mA Strom und einen Schaltmischer FST3253 dahinter. Dessen Rauschmaß mit dem QSD am Eingang als Mischer liegt aber unterhalb der 3dB. Das Ding ist sauempfindlich und man kann 5kHz neben der Empfangsfrequenz S9+10dB Signale haben und hört noch ein S3 CW Ton bei 500Hz Filterbandbreite. Das schafft der TS480 nicht. Als Referenz ziehe ich immer meinen R&S EK085 mit einem mitlaufendem Vorfilter zum Vergleich heran, der mit allen Filtern bestückt ist. Dem kann man auch +10dBm am Eingang reinblasen, ohne daß er ganz taub wird. Allerdings kann man nicht zu nah an die Empfangsfrequenz mit dem Störer herangehen, da das Mitlauffilter nicht so schmalbandig ist, daß man einen 5kHz entfernten Störer damit wegblenden könnte. Markus
Markus W. schrieb: > Demgegenüber habe ich mal einen QRP TRX, den mcHF > des OV's I40, gegenübergestellt, der hat einen einfachen > BFR93A als Eingangstransistor mit 50mA Strom und einen > Schaltmischer FST3253 dahinter. Dessen Rauschmaß mit dem > QSD am Eingang als Mischer liegt aber unterhalb der 3dB. Da unter 30 MHz das externe Rauschen bei weitem dominiert, sind Rauschmaße unter 10dB bei einem KW Empfänger nicht sonderlich sinnvoll. Sie begrenzen unnötig den nutzbaren Dynamikbereich. Ein 20dB Abschwächer ist wichtiger als unnötige Empfindlichkeit, die weit unter dem Außenrauschen liegt. Denn jedes dB an Rauschmaß das unter dem Rauschmaß des externen Rauschens liegt, ist ein verschenktes dB, das man besser "oben" brauchen könnte.
@Marc, das besagt die Theorie, die mir auch bekannt ist. Wird ja einem seit Beginn so eingebläut. Ich hatte aber die kleine Kiste im Vergleich mit dem K3 an eine 15m (21MHz Band) drei El. Dipol dran. Der mcHF hat Signale gut aufgenommen, die beim K3 knapp an der Rauschgränze lagen und nur zu erahnen waren. Es handelte sich um CW Bandbreiten und eben solche Signale. Deine Aussage mag besser für Signale im 160m oder 80m Band zutreffen, aber das relativiert sich bei Standorten die ruhiger gelegen sind als unsere Elektrosmog verseuchten Stadt bzw. Stadt-nahen Standorte. Markus
Marc Oni schrieb: > Da unter 30 MHz das externe Rauschen bei weitem dominiert, sind > Rauschmaße unter 10dB bei einem KW Empfänger nicht sonderlich sinnvoll. > Sie begrenzen unnötig den nutzbaren Dynamikbereich. so sehe ich das prinziepiell auch. Allerdings gilt das für jemanden der eine gute Antenne hat. Wenn jemand einen HF-Wedel unter dem Teppich betreiben muss, weil er Antennengeschädigt ist ( Mietwohnung im sozialen Wohnungsbau ) so hilft im eine hohe Empfindlichkeit in diesem Fall doch etwas. Wenn er auch die Stationen die er hört nicht erreichen kann, weil die ihn nicht hören, so kann er sich aber wenigstens als SWL betätigen. Aber an einer normalen Antenne würde ich vermutlich auch den Abschwächer statt den Vorverstärker einschalten, wenn man nicht gerader auf dem 10m Band unterwegs ist. Ralph Berres
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Ralph B. schrieb: > Allerdings gilt das für jemanden der eine gute Antenne hat. Darum schrieb ich ja: jedes dB an Rauschmaß das über dem externen Rauschmaß von der Antenne liegt, ist ein verschenktes dB. Das deckt alle Situationen ab. Es gibt besonders "ruhige" Antennenformen, die einen hohen negativen Gewinn aufweisen und die wegen ihrer ausgeprägten Richtcharakteristig weniger externes Rauschen aufnehmen. So mag bei einer Beverage ein besseres Rauschmaß de Empfängers von Nutzen sein. Das ist aber die Ausnahme In aller Regel ist aber bei den vorherrschende exteren Rauschmaßen (Grafik) das Hauptproblem eines KW Empfängers heute das Zuviel an Empfindlichkeit. Und der zuschaltbare Abschwächer das wichtigste Accessoire.
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W.S. schrieb: > Gerhard H. schrieb: >> Ein IP3 von -8 dBm bedeutet nicht, dass man... > > Moment mal, worüber referierst du eigentlich? Über die Werte, die im Datenblatt stehen? > Ich habe den Chip quer über den KW-Bereich direkt ausgemessen. Und dabei > festgestellt, daß man ihm etwa 50 mV effektiv am Eingang des LNA > anbieten kann, ohne daß dadurch die Sinusform spürbar deformiert wird. > Das ist NICHT der IP3, gelle? Es ist noch nicht mal der 1dB > Kompressionspunkt. Gestatten, dass ich das an2fele. Das ist aber immerhin noch ein paar dB unter den abs.max. Ratings, wo das Ding überhaupt den Löffel abgeben darf. Bei 50 mVeff rein = -13 dBm und 27 dB typ. Gesamtverstärkung müssten 14 dBm rauskommen oder 3Vpp - und das bei 5V Versorgungsspannung, ohne 1 dB Kompression und mit einem 8:1 Abwärtstrafo am Ausgang. Und die Gesamt-DC-Leistungsaufnahme ist 5V*20 mA = 20 dBm, für beide Verstärker und den Mischer zusammen. Übrigens verlässt S22 des Mischers gelegentlich den passiven Teil des Smith-Diagramms. Vorsehen von Dämpfungswiderständen kann da nicht schaden.
Marc Oni schrieb: > Da unter 30 MHz das externe Rauschen bei weitem dominiert, sind > Rauschmaße unter 10dB bei einem KW Empfänger nicht sonderlich sinnvoll. > Sie begrenzen unnötig den nutzbaren Dynamikbereich. Ein 20dB Abschwächer > ist wichtiger als unnötige Empfindlichkeit, die weit unter dem > Außenrauschen liegt. > > Denn jedes dB an Rauschmaß das unter dem Rauschmaß des externen > Rauschens liegt, ist ein verschenktes dB, das man besser "oben" brauchen > könnte. Völlig richtig. Grundsätzlich 14 dB Vorverstärkung, um die 11 dB Rauschzahl des Mischers zu übertünchen ist jedenfalls nicht der richtige Weg. Die falsche Maßnahme gegen ein Nicht-Problem. Gruß, Gerhard, DK4XP BTW, 50 mA für einen BFR93 in SOT-23 (weiter oben) ist schon etwas herzlos. :-)
@Gerhard das ist nun mal der statische AP bei diesem TRX. Siehe Seite #6, sofern ich mich überschlagsweise nicht verrechnet habe. Sind ja nur 220mW DC Leistung (bei 4,5V Uce / 50mA) Wo ist da das Problem bei SOT-23? Markus
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Herzlos bedeutet nicht "funktioniert nicht". Mit 4.5V mag's gehen, aber die 300mW abs max. gelten für 20° Gehäusetemperatur oder so. Meine ADA4898-2 mit 2*8 mA bei +/-5V = 160 mW werden doch schon recht unangenehm warm; ich würde mich nicht trauen, das Thermopad nicht anzulöten; das macht ganz schön was aus. Ich liebe diese neuen HF-Transistoren in SOT-89. Soo viel größer sind sie nicht als sot-23/SC-70, können aber thermisch das 5-fache.
@Gerhard, es ist halt ein Unterschied, ob Du Dir bei einem Bastellprojekt einen Transistor bei Mouser oder sonst wo bestellst, dann kannst Du natürlich ein Optimum wählen, sofern vorrätig, oder ob Du in Deine Bastell- kiste mit Transistoren greifst und einen daraus einsetzen tust. Zur Not kann man ja testweise zwei Typen parallel schalten, wenn mehr Leistung benötigt wird, wobei ich mit mehr immer noch von kleinen Signalen spreche. Eine thermische Kopplung ist in diesem Fall wohl noch nicht notwendig. Was sich der Entwickler im einzelnen bei dem o.g. Schaltplan vom mchf überlegt/gedacht hat ist mir aber nicht bekannt. Ich weiß nur, daß man in diversen Foren beanstandet, daß bei dieser Eingangsstufe der LO zu sehr auf die Empfangsantenne durch schlägt, d.h. diese eine zu geringe Rückwärts-Isolation hat. Markus
Markus W. schrieb: > Ich weiß nur, daß man in diversen Foren beanstandet, daß bei > dieser Eingangsstufe der LO zu sehr auf die Empfangsantenne > durch schlägt, d.h. diese eine zu geringe Rückwärts-Isolation > hat. Ein weiterer Grund, warum das nix taugt, wenn der Eingangstiefpass unnötig breit ist. Ich kenne den TRX aber nicht weiter.
Markus W. schrieb: > Ich weiß nur, daß man in diversen Foren beanstandet, daß bei > dieser Eingangsstufe der LO zu sehr auf die Empfangsantenne > durch schlägt, d.h. diese eine zu geringe Rückwärts-Isolation > hat. Nun, dieser TRX hat im Empfangstrakt einen Schaltmischer aus CMOS-Gattern, konkret SN74CBT3253C, und der arbeitet für den I und den Q Kanal auf jeweils einen 22 nF Kondensator. Bei den etwa 4 Ohm der Schalter schlägt natürlich das LO-Signal recht niederohmig auf die Eingangsseite des Mischers, denn die 22 nF stellen bei KW-frequenzen auch bloß ein paar Ohm dar und die Schaltflanken sind steil. So ein extrem niederohmig gehaltener Schaltmischer ist wie ein periodischer Kurzschluß zwischen einer sehr steifen Last (22nF) und dem Antennensignal. Damit das etwas gemildert wird, sind zwischen Trafo und Schalter jeweils 100 Ohm eingefügt, die die Schaltspitzen abdämpfen. Aber eine wirkliche Rückwärtsisolation ist das nicht. Dazu hätte das Empfangssignal von vorn kommend dem Schalter sehr viel niederohmiger dargestellt werden müssen als die niederfrequente Last, so daß es von den Umladevorgängen hinter dem Schaltmischer wenig beeinflußt wird. Ist aber ne Schwierigkeit, weil man gerade bei kleinen Nutzspannungen und der Direktumsetzung auf ZF von null sofort Probleme mit NF-Störungen aller Art kriegt, wenn man hochohmiger wird als die Stufe davor. Da nun der ganze RX ein Direktmischer ist, liegt die LO-Frequenz auch mitten im Empfangsbereich, weswegen Gerd's Einwurf "Ein weiterer Grund, warum das nix taugt, wenn der Eingangstiefpass unnötig breit ist." hier eben nicht greifen kann. Noch ein Wort zu Gerhards Einwürfen bzgl. RF2411: Das begrenzende Teil bei diesem Chip ist - wenn du dir die Spec's mal genauer ansiehst - nicht der LNA, sondern der eigentliche Mischer. Die Lösung dieses scheinbaren Widerspruches ist, daß dort einfach ein paar dB an Verstärkung mehr eingebaut sind, die man zwischen LNA und Mischer gut gebrauchen kann für eine dort zwischengesetzte zweite Filterung. Dann ergibt sich natürlich auch nicht die werbewirksame Gesamt-Verstärkung, sondern ein Stück weniger und die jeweiligen Pegelbereiche passen plötzlich zueinander. Als nächstes muß man die OpenKollektor-Ausgänge des Mischers betrachten. Je hochohmiger die dortige Last, desto größer die Mischverstärkung. Aber das ist Sache der Anwendung und nicht des IC. Ich hatte eben dieses Problem schon früher beim altbekannten SA602 mal vor der Nase. Wenn man dessen mit ca. 2k5 abgeschlossene OpenKollektor-Ausgänge eben NICHT mit einem Abblock-C abschließt, sondern mit einem per Mittenanzapfung an Vcc angeschlossenen Parallelschwingkreis, dann verträgt der SA602 plötzlich doppelt so hohe Eingangspegel und er wird auch nicht mehr so sehr von nahen Störern beeinflußt, weil die nämlich auf einen je nach Ablage geringeren effektiven Lastwiderstand (durch den Schwingkreis) arbeiten und somit weniger Schaden anrichten können. HST schrieb: > Dabei habe ich Rs etwas optimistischer mit 30 Ohm > (Qu=2200) angenommen und Cp auf 7pF statt 9pF gesetzt Hab's heute nachgemessen: es sind tatsächlich um die 9 pF, gemessen zwischen dem mittleren Masseanschluß und den zwei äußeren Signalanschlüssen. Je nach Exemplar schwankt das von 8.5 pF bis 9.7 pF und das nicht nur zwischen verschiedenen Exemplaren, sondern auch innerhalb eines Exemplars, je nach Seite. So, nochwas: Wir sind hier ja thematisch schon sehr vom TO abgedriftet, so daß mir die innere Stimme sagt, daß alles Weitere wohl besser in einen separaten Thread kommen sollte. W.S.
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W.S. schrieb: > Da nun der ganze RX ein Direktmischer ist, liegt die LO-Frequenz auch > mitten im Empfangsbereich, weswegen Gerd's Einwurf "Ein weiterer Grund, > warum das nix taugt, wenn der Eingangstiefpass unnötig breit ist." hier > eben nicht greifen kann. Aus der thread-Historie ist ja wohl klar, das sich das auf >> Und die 45 MHz als Tiefpaß ist einigermaßen ernst gemeint. >> Bei meinem AOR7030 kann ich z.B. wirklich bis an die 32 MHz >> heran abstimmen und dessen 1. ZF ist 32 MHz. Wichtig ist ja >> nur, daß die Spiegelfrequenz ausreichend unterdrückt wird und # >> daß der RF-Durchschlag auf die ZF überschaubar bleibt. bezog. > So, nochwas: Wir sind hier ja thematisch schon sehr vom TO abgedriftet, > so daß mir die innere Stimme sagt, daß alles Weitere wohl besser in > einen separaten Thread kommen sollte. > > W.S. Der TO ist längstens weg. Brauchbare Schottky-Modelle sind schon in LTSpice, geeignete Fertigtrafos für unter 2€ habe ich auch genannt, ebenso wie einen Simulator, der mit HB, Schottkies und S-Parametern umgehen kann. (wenn man Simulationen will die LTspice halt nicht kann.) OK, noch nachgemessene Induktivitäten der Trafos @100 KHz, weil dort die 4274A am Ende ist: Typ Z-Ratio primär sekundär cx2049 1:8 CT 40uH 330uH CX2047 1:4 CT 93.5uH(50nH) 370uH(137nH) CX2041 1:1 CT 264uH(88.5nH) 263uH(87nH), über alles In Klammern Streuinduktivitaet mit kurzgeschlossener anderer Seite. Für Ringmischer der SRA-1-Klasse käme Z=1:4 infrage. MAcom MABAES0060 (1:1CT) und 61(1:4CT) sind auch OK. Die haben einen Keramiksockel den man kaum kaputtlöten kann. < https://www.digikey.de/product-detail/de/pulse-electronics-network/CX2047LANLT/553-2770-1-ND/5436707 > Ab 60€ Warenwert portofrei und in 2 Tagen da. Beim Amateurfunk-Höker in .de bezahlt man wesentlich mehr. An der Herstellung der Trafos ist mehr dran als es aussieht. Ich habe einige unter dem Mikroskop auf andere Verhältnisse umgewickelt, das war nicht sehr befriedigend. Der fertige Ringmischer kann dann aussehen wie in den Bildern. (Schnipsel zur Integration in größere Platinen im Altium-Designer.)
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Der TO liest hier mit und ist auch interessiert. Grüsse Robert
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An die Experten, sind die u.g. Übertarger, gabs mal bei Pollin, auch für den oben beschriebenen Zweck brauchbar? SMD Breitband-Übertrager NEOSID SM-T4 (00553210) SMD Breitband-Übertrager NEOSID SM-T4 (00553205) Habe sie noch nicht eingesetzt, sondern verräumt ;-) Markus
Habe mal selber gesucht und tatsächlich was gefunden. https://neosid.de/import-data/product-pdf/neoBreitbRichtkop_SMT4.pdf Produktinformationen "SM-T4 / 3x3 Wdg." 00553205 Technische Daten Typ: 5 Windungen Spule 1: 3 Windungen Spule 2: 3 Windungen Spule 3: 3 Gehäuse: SM-T4 Untere 3 dB-Grenzfrequenz [MHz]: 4,5 Obere 3 dB-Grenzfrequenz [MHz]: 600 bzw. https://neosid.de/import-data/product-pdf/neoBreitbRichtkop_SMT4.pdf Produktinformationen "SM-T4 / 4x2,5 Wdg." 00553210 Technische Daten Typ: 6 Windungen Spule 1: 2,5 Windungen Spule 2: 2,5 Windungen Spule 3: 2,5 Windungen Spule 4: 2,5 Gehäuse: SM-T4 Untere 3 dB-Grenzfrequenz [MHz]: 10 Obere 3 dB-Grenzfrequenz [MHz]: 1200 Markus PS.: den Type 00553205 kann Pollin noch liefern bei 100 Stück 0,2€ sonst 0,30€ Einzelstücke bzw 0,25€ für > 10 Stück < 100 https://www.pollin.de/p/smd-breitband-uebertrager-neosid-sm-t4-00553205-250533
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Was ist eigentlich der Unterschied beim >CX2041 1:1 CT 264uH(88.5nH) 263uH(87nH), über alles in der Variante ohne und mit NL Suffix? https://www.mouser.de/datasheet/2/336/pulse_CX2041-1199461.pdf https://www.mouser.de/datasheet/2/336/-310877.pdf Im Header des DB steht beim Ersteren 0.5-1500MHz und beim Letzteren 0.05-1900MHz als Bandbreite. In der Tabelle für die 3/2/1dB Bandbreite sind zwischen der Version CX2041 und CX2041NL kein Unterschied auszumachen. ??? Hat jemand von den o.g. Postern eine Erklärung - nur Marketing, für die, die nicht gründlich lesen. Eventuell sind die Löttemperaturen anders. Markus
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CX2041 ANLT ab 50 KHz. Der Unterschied scheint das aufgeklebte Hütchen für die Vakuum-Pipette und der 20 ct. günstigere Preis zu sein. Das hängt wohl auch von deren Einkaufspreis von mal zu mal ab. Ich hatte es auch schon bei Folienkondensatoren, dass 5% billiger war als 10%.
@Gerhard bitte die DB's auf die die Links zeigen, genauer betrachten. Vorallem die Tabelle mit den Dämpfungswerten 3/2/1dB. Markus
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???? Das sind jedenfalls die, die ich gemessen habe. Ich habe auch noch 1 Exemplar CX2041NLT / PN 553-2290-1-ND @ DK vermutlich extra bestellt zum Vergleich. Hat kein Hütchen. Aber die billigeren, mit Hütchen aus dem Bild haben das getan, was ich gebraucht habe.
Hallo Gerhard,
>CX2041 ANLT ab 50 KHz
Du schreibst, die NTL Variante geht ab 50kHz.
Ist daß aus Deinen Messungen hervorgegangen,
oder hast Du nur das DB zitiert.
Laut DB, steht einmal
Products from 0.5 to 1500MHz bandwidth
und einmal
Products from 0.05 to 1900 MHz bandwidth
was vermuten liese, das die NTL Variante
ein besseres Material oder bessere Wickel-
technik oder beides aufweist.
Aber beide Datenblätter haben dann weiter unten
für den 3/2/1dB "Bandwith" Parameter genau die
gleichen Werte und das ist das was mich irritiert.
Cut & Paset Error, wobei Variante #1 ja älter ist
und trotzdem auch 0.05MHz listet.
Darum ging es mir eigentlich, wie auch um den
Unterschied am oberen Frequenzende 1500 zu 1900 MHz.
Markus
Ich habe mal eine Frage: Wie berechnet man das? Ich würde gerne einen Trafo haben, der von 50 kHz bis 30 MHz überträgt, Transformation 1:6, auf Ferrit. Wie geht man vor? Gruss Robert
Robert, man rechnet für die unterste Frequenz eine Induktivität aus, deren Xl (Widersand) bei der fmin etwa 6-10 mal größer ist wie die anzupassende Impedanz (reel). Hilfreich dafür ist der mini-Ringkern-Rechner alias miniRK, der Dir für die jeweiligen Kerne die Wickeldaten berechnet. Leistungen musst Du auch berücksichtigen, da diese die benötigte Kerngröße bestimmen. Über die Wicklung und ihren Aufbau muss man auch Bescheid wissen - Stichpunkt Koppelfaktor. Gruß Markus.
R. F. schrieb: > Ich habe mal eine Frage: Wie berechnet man das? > Ich würde gerne einen Trafo haben, der von 50 kHz bis 30 MHz überträgt, > Transformation 1:6, auf Ferrit. > > Wie geht man vor? > > Gruss > > Robert 1:6 ist ein undankbares Verhältnis. Leicht gehen 1:1, 1:4. Noch gut gehen 1:9 (trifilar, alle in Serie, Anzapf unten) und 1:2, wenn man es mit (2/3)**2 annähert. Das wird im Wilkinson-Power divider so gemacht. Die beiden Ausgänge liegen praktisch parallel, ein 1:1-Balun und ein Widerstand erzwingen Gleichheit, aber die Last ist jetzt 25 Ohm. Mit einem trifilaren Trafo, alle Wicklungen in Serie und bei 2/3 angezapft kommt halbwegs auf 50 Ohm. Ich habe einige Trafos mit exotischen Impedanzverhältnissen gekauft & abgewickelt, aber nicht wirklich verstanden. Alle Lösungen, die einfach mit verschiedenen Windungszahlen über den Kern koppeln und nicht als Leitungstrafo ausgelegt sind, haben mehr Welligkeit und Resonanzen. Trotzdem sind die Kerne von Pulse Engineering, MACOM und MCL erstaunlich gut. Dass 50 KHz mit so einem popeligen Kern überhaupt geht, ist schon mal eine Ansage. http://www.qsl.net/kp4md/ruthroff.pdf http://www.parc.org.za/publications/Guanella%20Transformer.pdf http://k5tra.net/tech%20library/RF%20transformers/Transmission-Line%20Transformers.pdf 1:6 ist aber nirgendwo dabei. Gruß, Gerhard
Die Anwendungen sind ein Antennenanpasstrafo für einen Empfänger und einen Trafo, wie er als Ausgang IF des RF2411 im Datenblatt angegeben ist( eine Seite mit Mittelanzapf, eine ohne). Ich habe einfach keine Vorstellung davon, wie man sowas berechnet. Es geht übrigens immer noch um meinen Kuezwellenempfänger. Gruss Robert
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Für den KW-Bereich (1-30MHz) kann man ohne weiteres ordinäre Trafowicklungen nehmen. Hierfür haben sich die kleinen BN43-2402 Doppellochkerne bewährt (Draht CuL 0,1 bis 0,2mm). Hier bleibt die Dämpfung deutlich unter 1db - auch keine Resonanzerscheinungen. Als Autotrafos ausgeführt, ist die Dämpfung noch geringer. Messungen sind sehr einfach mit jeweils einem Trafopärchen "Back-to-Back" durchführbar. Anbei Beispiele aus einem anderen Zusammenhang (ü=50:~1250-1500 Ohm --> ü=ca.1:25-1:30). Für das angesprochene ü=1:6 würde ich entweder 5:12wdg (ü=5,76) oder 4:10wdg (ü=6,25) nehmen. Die Abweichungen sind für solche Anwendungen vernachlässigbar (VSWR <1,1). P.S. Bei Doppellochkernen kann man auch halbe Windungen realisieren (im Gegensatz zu Ringkernen).
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R. F. schrieb: > Ich habe einfach keine Vorstellung davon, wie man sowas berechnet. > Es geht übrigens immer noch um meinen Kuezwellenempfänger. Ja. Nun, das Berechnen ist nur die eine Seite der Medaille. Weitaus wichtiger ist, daß man sein berechnetes Zeugs dann auch tatsächlich nachmessen und ausprobieren muß, sonst landet man sonstwo, aber nicht dort, wo man hin will. Der RF2411 hat zwei im Gegentakt betriebene Open Kollektor Ausgänge. Angegeben sind etwa 4 kOhm als Ausgangswiderstand, aber das ist eher nur informativ, also kein wirklicher Wert zum Rechnen. Ich hatte mir auch schon vorgestellt, den RF2411 am Mischerausgang per RF-Trafo abzuschließen, also mit sowas wie TC4-1 oder TC1-1 von MiniCircuits - oder eben mit den Neosid-Trafos von Pollin (1:1:1). Das reizt, denn das sind fertige kleine Bauteile, die man bloß aufzulöten braucht. Aber innerlich bin ich davon wieder abgekommen, weil man es damit eher schwer hat, die richtige Anpassung an ein folgendes Quarz- oder Keramikfilter hinzubekommen. Siehe die beiden Bilder, die ich mit einem kommerziellen Quarzfilter von Telequarz (TQF331-01A) gemacht habe. Das ältere Bild war erstmal übersichtshalber mit den üblichen 50 Ohm rein wie raus am Wobbler. Das Filter war schließlich gebraucht&ausgelötet - und ich habe nur Unterlagen über ähnliche Filter, aber NICHT über exakt dieses eine. Für das andere Bild habe ich sowohl die Ansteuer- als auch die Lastimpedanz angepaßt. Ich habe dafür den bereits aufgebauten Testaufbau für den RF2411 hergenommen, wo ich bereits ein umgewickeltes Bandfilter eingesetzt hatte. Keine Angst, die Windungszahlen sind primär 2x 2 Windungen und sekundär 1 Windung - also easy, gelle? Ach ja, die Flterspulen hatte ich vor Jahren mal als "Sortiment" bei Pollin gekauft. Original-Induktivität ca. 800 nH. Primär ist das kein ordinärer Trafo, sondern ein Schwingkreis, den ich mit passendem SMD-Kondensator auf die richtige Frequenz gebracht habe. Den Feinabgleich macht man dann mit dem Spulenkern. Nachträglich ist mir klar geworden, daß ich besser 2 Windungen sekundär hätte wickeln sollen, denn mit 1 Wdg. ist der Ausgang zu niederohmig. Ich habe also noch so etwa 500 Ohm in die Leitung zum Filter einschleifen müssen. Auf der Sekundärseite habe ich dann einen hochohmigen Tastkopf benutzt und parallel gegen Masse einen 10k Einstellregler geschaltet, um zu sehen, wie niederohmig man werden kann, ohne die Durchlaßkurve gar zu sehr zu versauen. Ergebnis: so etwa 2..3 kOhm sind nötig, wenn weniger, dann degeneriert die Durchlaßkurve. Das trifft sich mit den Angaben bei vergleichbaren Filtern. Den absoluten Maßstab des Bildes darf man nicht berücksichtigen, denn die Filterkurve wurde durch den RF-->IF Durchschlag des RF2411 gewobbelt. Wie man sieht, ist beim Versuchsaufbau weder am Eingang noch zwischen LNA und Mischer ein Tiefpaßfilter vorgesehen. Lediglich eine BAR43S am Eingang gegen GND, um den Eingang zu schützen. Deshalb würde ich dir eher raten, für den ZF-Eingang bzw. Mischer-Ausgang von den breitbandigen RF-Transformatoren Abstand zu nehmen und dir eine Handvoll eingebecherter Spulen zu besorgen, wie z.B. die "Einstellbare Induktivität" von Pollin Nr.250462 und dir aus so etwas ein richtiges Bandfilter zu wickeln. Das einzige Problem ist der möglichst dünne Draht. Aber den kann man notfalls auch aus einem zweiten Bandfilter rückgewinnen. W.S.
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Transf_Ersatzschaltbild.png
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R. F. schrieb: > Ich habe mal eine Frage: Wie berechnet man das? > Ich würde gerne einen Trafo haben, der von 50 kHz bis 30 MHz überträgt, Generell kann man dabei von einem linearen Ersatzschaltbild des Transformators ausgehen, wie im Anhang. Das Bild stammt aus der Application Note "How RF Transformers Work" von Mini-Circuits, ist aber Standard. Dabei sind R_1 und R_2 die Wicklungswiderstände, L_1 und L_2 die Streuinduktivitäten aufgrund unvollständiger magnetischer Kopplung (Stichwort Kopplungsfaktor), und die Cs sind die Kapazitäten zwischen den Wicklungen. Der Widerstand R_c repräsentiert den Verlust im Kern, und L_p ist die Induktivität der Primärwicklung bei offener Sekundärwicklung. Die hängt von allem möglichen ab, z.B. Kernmaterial, Wicklungszahl, etc. Der Trafo innerhalb der gestrichelten Linie im Ersatzschaltbild ist ideal, d.h. er transformiert Impedanzen Z_p und Z_s, die an seiner Primär- bzw. Sekundärwicklung angeschlossen sind, gemäß
Insbesondere ist seine primärseitige Induktivität bei offener Sekundärseite gleich Null. Wenn ich recht verstehe, bist Du am Verhalten bei niedrigen Frequenzen interessiert. In dem Fall dominiert die Induktivität L_p. Zur Vereinfachung nehmen wir an, dass der Trafo verlustfrei ist, d.h. es gilt R_c=R_1=R_2=0. Wenn der reale Trafo (also der in dem Kasten mit den Klemmen nach außen) primärseitig einen Wirkwiderstand R_1 sieht, und auf der Sekundärseite einen Wirkwiderstand R_2, dann gilt bei Anpassung R_1=N^2R_2. Im diesem Fall kann man dann für die Reihenschaltung aus R_1 und der Parallelschaltung aus L_p und der transformierten Impedanz leicht die untere Grenzfrequenz (-3 dB) ausrechnen. Wenn ich mich auf die Schnelle nicht verrechnet habe, erhält man
Mag jemand mal nachrechnen? Die Formel gilt wohlgemerkt bei Anpassung und verlustfreiem Trafo. Ansonsten wird es eben etwas komplizierter (aber nicht wesentlich). Zur Ermittlung der unteren Grenzfrequenz reicht es also, die primärseitige Induktivität bei offener Sekundärseite zu messen und die Quellimpedanz in obige Formel einzusetzen. Diese Ganze Rechnerei geht aber von einem Modell des Trafos aus, enthält also Annahmen, die mehr oder weniger gut stimmen können. Daher kann ich W.S. nur zustimmen, dass Messen wichtig ist.
Ich habe neulich einen Artikel gelesen (nord- oder ostdeutsche Uni), wo der Autor darlegte, dass es keinen physikalischen Grund gibt, die Streuinduktivität auf beiden Seiten des Trafos vorzusehen. Völlig unmöglich, das auf die Schnelle wiederzufinden. Ich habe bei den beiden Trafos von Pulse Engineering weiter oben zwar die Streuinduktivität von beiden Seiten aus gemessen, aber ich denke, dass zum Rechnen der Wert auf einer Seite genügt.
Mario H. schrieb: > Der Trafo innerhalb der gestrichelten Linie im > Ersatzschaltbild ist ideal, d.h. er transformiert Impedanzen Z_p und > Z_s, die an seiner Primär- bzw. Sekundärwicklung angeschlossen sind, > gemäß >
> Insbesondere ist seine primärseitige Induktivität bei offener > Sekundärseite gleich Null. Korrektur: Der ideale Transformator im obigen Bild transformiert gemäß
und die primärseitige Induktivität bei offener Sekundärseite ist beim idealen Trafo unendlich (also nicht vorhanden). Gerhard H. schrieb: > Ich habe neulich einen Artikel gelesen (nord- oder ostdeutsche Uni), wo > der > Autor darlegte, dass es keinen physikalischen Grund gibt, die > Streuinduktivität auf beiden Seiten des Trafos vorzusehen. Völlig > unmöglich, das auf die Schnelle wiederzufinden. > > Ich habe bei den beiden Trafos von Pulse Engineering weiter oben zwar > die Streuinduktivität von beiden Seiten aus gemessen, aber ich denke, > dass zum Rechnen der Wert auf einer Seite genügt. Die Streuinduktivität liegt in Reihe mit den Ausgangsklemmen des Trafos, man kann sie daher natürlich jederzeit auch auf die andere Seite des idealen Trafos im obigen Ersatzschaltbild transformieren. Vernachlässigt man die Kapazitäten, dann gilt im obigen Ersatzschaltbild für die primärseitige Impedanz bei kurzgeschlossener Sekundärseite
wobei X_L die Blindwiderstände der jeweiligen Induktivitäten sind. Im verlustfreien Fall bei hohen Frequenzen (d.h. der Blindwiderstand von L_p ist gegenüber dem von L_1 und L_2 vernachlässigbar) gilt also für die primärseitige Induktivität bei kurzgeschlossenem Ausgang
und analog in die andere Richtung
Das ist dann ein lineares Gleichungssystem für die Induktivitäten L_1 und L_2, die man also aus einer Messung von L_pri und L_sek (jeweils bei Kurzschluss der anderen Seite) ermitteln kann. Nimmt man die Verlustwiderstände und die Hauptinduktivität L_p mit, wird die Sache natürlich aufwändiger. Diese Symmetrie des Ersatzschaltbildes findet man natürlich auch in der Physik des Trafos mit den Streuflüssen und dem verketteten Fluss der beiden Wicklungen wieder, zumindest wenn das Modell des Trafos nicht allzu kompliziert ist. Vielleicht meinte das der Autor des genannten Artikels?
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