Ich brauche eine Halbbrücke, um einen Ausgang jeweils auf VCC oder GND schalten zu können. Versorgung ist 60V. Wegen der zwingend notwendigen Shoot-Through Protection war meine Idee, einen Gate-Treiber zu nehmen: UCC27282 https://www.ti.com/lit/gpn/UCC27282 SQJA78EP https://www.mouser.de/datasheet/2/427/sqja78ep-1766589.pdf Jetzt hat der Gate Treiber eine VCC von 20V, und eine Highside-Spannung (HS) von 100V. Wäre dahingehend ideal. Der Mosfet (SQJA78EP) muss 10A liefern, braucht also eine Gate-Spannung von 3,5V-4V. Wie hoch ist da die Ausgangsspannung an LO? Und bezogen auf Masse braucht der High-Side Mosfet eine Gate-Spannung von HS + 3,5-4V. Welche Spannungen werden da aber wo durch den Bootstrap-Kondensator zwischen HB und HS erzeugt? Ich muss nur statisch schalten. Welche Frequenzen nimmt man dafür an (Formel auf Seite 19)? Irgendwie verstehe ich das nicht so ganz; vielleicht möchte mir das jemand ganz grob erklären. Vielen Dank.
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Martin S. schrieb: > Wie hoch ist da die Ausgangsspannung an LO? Und bezogen auf Masse > braucht der High-Side Mosfet eine Gate-Spannung von HS + 3,5-4V. An LO kommt Vdd / Vss raus. > Welche Spannungen werden da aber wo durch den Bootstrap-Kondensator > zwischen HB und HS erzeugt? Da kommt Vdd-0,7V raus, aber nur, wenn der untere externe Mosfet regelmäßig eingeschaltet wird. Dabei liegt HS auf Masse und HB wird über die interne Diode mit Vdd verbunden. > Ich muss nur statisch schalten. Welche Frequenzen nimmt man dafür an > (Formel auf Seite 19)? Das geht nicht, die Spannung am Bootstrap-Kondensator geht dabei langsam auf 0V und der obere externe Mosfet lässt sich nicht einschalten, bzw. geht irgendwann aus.
Hmm ok, danke für den Hinweis. Dann erzeugt er die Spannung also über den unteren Mosfet. Das wäre in die Binsen gegangen. Eine Idee, was es als adäquaten Ersatz gibt?
Martin S. schrieb: > Eine Idee, was es als adäquaten Ersatz gibt? Wenn du 100% Einschaltdauer auf der Highside brauchst, bleibt dir z.B. ein galv. getrennter DC/DC Wandler, der auf HS bezogen ist und die Boosterspannung für HB erzeugt. Damit kannst du den vorhandenen Treiber speisen oder z.B. einen GateDriver Optokoppler.
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Elliot schrieb: >> Ich muss nur statisch schalten. Welche Frequenzen nimmt man dafür an >> (Formel auf Seite 19)? > > Das geht nicht, die Spannung am Bootstrap-Kondensator geht dabei langsam > auf 0V und der obere externe Mosfet lässt sich nicht einschalten, bzw. > geht irgendwann aus. Stimmt. Für sowas braucht man entweder einen DC/DC Wandler für den High Side Driver oder eine Ladungspumpe. Siehe Anhang, Seite 18 Oder man nimmt einen Gatetrafo mit passender, cleverer Ansteuerung. Beitrag "Re: +-150V mit 1kHz schalten" Beitrag "Re: 8x NMOS galvanisch getrennt schalten"
Matthias S. schrieb: > Martin S. schrieb: >> Eine Idee, was es als adäquaten Ersatz gibt? > > Wenn du 100% Einschaltdauer auf der Highside brauchst, bleibt dir z.B. > ein galv. getrennter DC/DC Wandler, der auf HS bezogen ist und die > Boosterspannung für HB erzeugt. Damit kannst du den vorhandenen Treiber > speisen oder z.B. einen GateDriver Optokoppler. Würde heißen, der UCC27282 bleibt drinnen? Der Vorteil von dem IC ist, dass die Logik schon drinnen ist. Ja, ich brauche eine 100% ED auf beiden Zweigen. Im Kern ist die (Teil-) Aufgabe ein DUT mit allen möglichen Anschlusskombinationen zu verpolen (5 an der Zahl).
Martin S. schrieb: > Würde heißen, der UCC27282 bleibt drinnen? Der Vorteil von dem IC ist, > dass die Logik schon drinnen ist. Ja. Allerdings muss Vdcdc = Vdd des UCC erfüllt sein. Der hat intern schon eine Bootstrap Diode. Ist die Spannung aus dem DC/DC niedriger als Vdd, fliesst Strom über die Diode in den DC/DC. Man kann ihn allerdings mit einer zweiten Diode davon entkoppeln. Verlass dich nicht nur auf die interne Verriegelung. Die externen MOSFet haben auch Verzögerungen, die zu Überschneidungen und Shoot-Through führen können.
Martin S. schrieb: > Wie hoch ist da die Ausgangsspannung an LO? Und bezogen auf Masse > braucht der High-Side Mosfet eine Gate-Spannung von HS + 3,5-4V. das mit den 10A @ Ugs=3-4V wird so nix. Du solltest das Datenblatt nochmals lesen - und verstehen.
MiWi schrieb: > das mit den 10A @ Ugs=3-4V wird so nix. Du solltest das Datenblatt > nochmals lesen - und verstehen. https://www.mikrocontroller.net/articles/FET#Gate-Source_Threshold_Voltage
Falk B. schrieb: > MiWi schrieb: >> das mit den 10A @ Ugs=3-4V wird so nix. Du solltest das Datenblatt >> nochmals lesen - und verstehen. > > https://www.mikrocontroller.net/articles/FET#Gate-Source_Threshold_Voltage Zitiere das dem TO und nicht mir.
Ich denke, dass die normale Bootstrap-Schaltung klappen müsste, wenn man zum Erhalt der Ladung im Dauer-High-Zustand einen speziellen Optokoppler, sozusagen als DC-DC-Wandler nimmt, der eine Ausgangsspannung von ca. 10 V erzeugt, die allerdings nur sehr gering belastbar ist. Aber belastbar genug, um die Gate-Spannung aufrecht zu erhalten.
Relativ preiswerte und von den Daten her günstige Spannungs-erzeugende Optokoppler scheinen mir die Toshiba TLP3906 und TLP3905, die erzeugen bei 10 mA ca. 9V im Leerlauf und 30µA im Kurzschluss. Teurer, aber je nach Beschaltung >10V oder >5V und mit höheren Strömen sind die Vishay VO1263AAC.
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MiWi schrieb: > Du solltest das Datenblatt > nochmals lesen Liest Du da jetzt mehr raus, als ich?
Matthias S. schrieb: > Verlass dich nicht nur auf die interne Verriegelung. Die externen MOSFet > haben auch Verzögerungen, die zu Überschneidungen und Shoot-Through > führen können. Ja stimmt. Das könnte durchaus auch Probleme machen. So wirklich befriedigend ist die Lösung nicht. Und bin auch nicht scharf darauf, jetzt auf Biegen und Brechen das IC einzusetzen. Wenn jemand einen anderen Vorschlag für einen anderen Gate Treiber hat, bin ich offen für Vorschläge.
MiWi schrieb: > Falk B. schrieb: >> MiWi schrieb: >>> das mit den 10A @ Ugs=3-4V wird so nix. Du solltest das Datenblatt >>> nochmals lesen - und verstehen. >> >> https://www.mikrocontroller.net/articles/FET#Gate-Source_Threshold_Voltage > > Zitiere das dem TO und nicht mir. Na ja, ein "An Martin:" dazwischen ist kein wirklicher Aufwand, da war Falk wohl nicht unbedingt im Übermaß fleißig gewesen. Martin S. schrieb: > MiWi schrieb: >> Du solltest das Datenblatt >> nochmals lesen > > Liest Du da jetzt mehr raus, als ich? Du siehst an der falschen Stelle nach. MiWi hat da Erfahrung und versteht es, im Gegensatz zu Dir. Offenbar ist Dir ebfs. o. g. Umstand nicht bewußt? Falks Link "was only for you". :) Dein Fet ist ein Standard-Fet, anzusteuern mit V_GS ca. 10VDC. Du willst schalten - nicht "Strom linear abschnüren" - oder? Dieser Wert ist -in jedem Fet-Datenblatt- aufzufinden als die sogenannte Meßbedingung für den Einschaltwiderstand (R_DS(ON)), steht also auch in genau dieser Zeile der statischen Parameter. Ich empfehle Dir angesichts Deiner mangelnden Kenntnisse, nicht mit Informationen zu geizen - nur so ist angemessene Hilfe drin.
> Dein Fet ist ein Standard-Fet, anzusteuern mit V_GS ca. 10VDC. > Du willst schalten - nicht "Strom linear abschnüren" - oder? Das eine schließt das Andere nicht aus. Wenn der FET mit Ugs = 10V getrieben wird, hat er einen Rdson von irgendwas um die 4 mOhm. Es macht natürlich keinen Sinn, die Gatespannung auf Kante zu nähen. Das ist mir durchaus klar. Aber - und so steht es auch im Diagramm für das Rdson reichen 4V, um das Teil zu schalten (typischerweise), und 10A durch zu jagen, obgleich der dann hohe Rdson die Verlustleistung ziemlich nach oben geht. Typischerweise geschaltet hat der Mosfet bei 6V, was für mindestens 30A Drainstrom reicht. Der Hersteller gibt hier halt konservativ 10V an, weil er nur das zusichert. Vielleicht hätte ich oben noch "mindestens" dazu schreiben müssen. Dann wäre klar geworden, dass ich mir der Tatsache durchaus bewusst bin. Aber das ist jetzt eigentlich nur ein Nebenschauplatz, den ich gar nicht weiter vertiefen möchte. Mir geht es explizit um die Thematik, dass ich eine Halbbrücke mit 60V Spannung ansteuern muss und im Dilemma stecke, dass ich das für statische Zustände brauche, und hier auf der Suche nach einer Lösung bin, die kein Bauteilgrab wird.
Martin S. schrieb: > Das eine schließt das Andere nicht aus. Wenn der FET mit Ugs = 10V > getrieben wird, hat er einen Rdson von irgendwas um die 4 mOhm. Es macht > natürlich keinen Sinn, die Gatespannung auf Kante zu nähen. Das ist mir > durchaus klar. Aber - und so steht es auch im Diagramm für das Rdson > reichen 4V, um das Teil zu schalten (typischerweise), Und genau HIER liegt der allseits verbreitete Denkfehler! Mit den TYPISCHEN Werten kann man keine solide Schaltung aufbauen! Bestenfalls als Einzelexemplar. Einfach mal den Text nochmal lesen und sacken lassen und nicht immer den Oberschlaumeier raushängen lassen. https://www.mikrocontroller.net/articles/FET#Gate-Source_Threshold_Voltage und 10A durch zu > jagen, obgleich der dann hohe Rdson die Verlustleistung ziemlich nach > oben geht. Ja eben! > Typischerweise geschaltet hat der Mosfet bei 6V, was für mindestens 30A > Drainstrom reicht. Der Hersteller gibt hier halt konservativ 10V an, > weil er nur das zusichert. Und genau DARUM geht es!
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Falk B. schrieb: > Und genau DARUM geht es! Ja und das ist mir auch vollkommen klar. Falk B. schrieb: > und 10A durch zu >> jagen, obgleich der dann hohe Rdson die Verlustleistung ziemlich nach >> oben geht. > > Ja eben! Wenn der höhere RDSon verkraftbar ist, dann ist es vollkommen legitim, ihn in einem ungünstigeren Arbeitspunkt zu betreiben. Ich sehe jetzt nicht, warum Du damit ein Problem hast. Falk B. schrieb: > Einfach mal den Text nochmal lesen und sacken lassen > und nicht immer den Oberschlaumeier raushängen lassen. Es gibt jetzt wirklich keinen Grund, beleidigend zu werden. Dein Einwand ist durchaus gerechtfertigt, weil viele denken, dass sie aus so nem Fet mit 3V 20A herauskitzen können. Aber Du kannst mir glauben, wenn ich Dir versichere, dass ich nicht der Ansicht bin. Ich habe 60V in der Schaltung zur Vefügung. Es gibt für meinen keinen Grund, mit der UGS so weit nach unten zu gehen. Falk B. schrieb: > Mit den > TYPISCHEN Werten Eben. Den typischen Werten. Das heißt, dass der Großteil der FETs diese Anforderung erfüllen. Das heißt nicht, dass alle diese Anforderung erfüllen. Aber das ist doch auch klar, oder?
Martin S. schrieb: > Wenn der höhere RDSon verkraftbar ist, dann ist es vollkommen legitim, > ihn in einem ungünstigeren Arbeitspunkt zu betreiben. Damit kommst du gleich nach den Leuten, die LEDs mit Konstantspannung betreiben wollen . . . >Ich sehe jetzt nicht, warum Du damit ein Problem hast. Weil es Humbug und reine Besserwisserei ist! >Ich habe 60V in der Schaltung zur Vefügung. Es gibt für meinen keinen >Grund, mit der UGS so weit nach unten zu gehen. Worüber diskutieren wir dann noch?
Falk B. schrieb: > Worüber diskutieren wir dann noch? Du unterstellt mir, ich würde mich verrennen. Ich habe mich im Eingangsbeitrag schlecht ausgedrückt; das ist richtig. Und darauf reiten wir beide halt jetzt herum. Bei den 4V für die GS Spannung ging es mir darum, welche Spannung das IC erzeugt über die Ladungspumpe, weil mir dies nicht so richtig klar ist. Es war kein Verweis darauf, dass ich der Überzeugung bin, man könnte einen Mosfet mit 4V voll durchsteuern, sondern eine Anmerkung darauf, dass die Spannung ja mindestens um 4V positiver sein muss, um überhaupt den Mosfet in einen Bereich zu bringen, an dem er schalten könnte. Die Frage wurde ja bereits geklärt: 2xVCC(ic).
Zum Bauteilegrab: Ich habe ja schon oben die Gatedriver Optokoppler erwähnt. Die werden mit 12-18V betrieben (z.B. HCPL-3180) und treiben direkt Gates. Speisen musst du den Highside Koppler von einem kleinen DC/DC Wandler und damit ist die Highside erledigt. Je nach verfügbarem Schaltpegel kann die Lowside direkt angetrieben werden (wenn du die 8-12V als Pegel nutzt), oder über einen kleinen Pegelwandler. Du musst mehr Gatestrom zur Verfügung stellen, je schneller getaktet wird.
Ja das hatte ich gelesen. Sehe aber das Problem, dass ich dann um die externe Logik nicht herum komme. Wenn ich davon ausgehe, dann kann ich auch die P/N Kombination nehmen; brauche halt dann in Summe drei Transistoren und die Logik zur Ansteuerung. Ansonsten schaue ich gerade, ob nicht eine Ladungspumpe, wie er LTC1263 geeignet wäre (12V fixed) um die Gatespannung für den UCC zu erzeugen (wurde oben ja auch schon vorgeschlagen).
Martin S. schrieb: > MiWi schrieb: >> Du solltest das Datenblatt >> nochmals lesen > > Liest Du da jetzt mehr raus, als ich? Ich lese anderes heraus als Du. Und - ich mag die Zeit nicht mit dem sinnlosen auslöten von FETs vertrödeln nur weil ich mich auf "typ. Werte" verlassen habe. Ist aber in der Zwischenzeit schon ausreichend geklärt worden in dem Zusammenhang eh wieder eine allgemeine Empfehlung: kauf und lese Art of electronics Vol 3, auch die X-Chapters sind das Geld wert..... nicht das es einem die Erfahrung erspart doch es hilft ungemein manches besser zu verstehen oder nicht mit Anlauf in die üblichen Fallen hineinzurennen und dann hier um Hilfe rufen zu müssen.
Ich kann mich meinen Vorrednern nur anschließen: MOSFET nur mit spezifizierter Vgs im Datenblatt verwenden! Vielleicht kann dich das hier überzeugen: http://www.ti.com/lit/pdf/slps484 Bitte mal Figur 3 Seite 4 betrachten. Nach deiner Annahme käme man mit Vgs=4,5V aus. Geht ja bis 100A damit. Das ist aber nicht der Fall. Auf Seite im Datenblatt ist Rdson vs Vgs zu sehen. Man sieht sofort, dass 4,5V nicht funktioniert: Der Rdson geht steil nach oben und der MOSFET brennt durch. Es hat schon seinen Grund, dass Vgs ab 6V spezifiziert ist. Übrigens wird dieser Typ im Datenblatt des UCC27282 genannt.
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Hier wäre mal ein Vorschlag mit Ladungspumpe. Der Festspannungsregler erzeugt 5V, die Pumpe macht daraus 10V. Wäre das prinzipiell so machbar?
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Bernd K. schrieb: > Nach deiner Annahme käme man mit Vgs=4,5V aus. Nö. Da landet man im Nivana der Kennlinie und damit nahe der Polstelle. Wäre ziemlich unglücklich, sich ausgerechnet dort seinen Arbeitspunkt zu suchen. Wenn man sich den von mir genannten Typ ansieht, ist man von der Polstelle noch recht weit entfernt. Aber, wie schon mehrfach festgestellt, ist es nicht sinnvoll, seinen AP hier hin zu legen, weil man Gefahr läuft, sehr schnell außerhalb der SOA zu sein.
Martin S. schrieb: > Nivana Wähle: Nivea oder Nirwana. (Das ist ein Unterschied.) Aber viel wichtiger: Polstelle? Arbeitspunkt? Wovon bitte sprichst Du? Das sind doch keine für Schaltbetrieb relevanten Begriffe! Du willst doch Deine Mosfets angeblich SCHALTEN ??? Dann benutze bitte die im Datenblatt spezifizierte V_GS. Oder was willst Du? Wie schon oben gefordert: Mehr INFOS. (VIEL mehr. Am besten alle, die Du auch hast. Dann weiß man wenigstens sicher, wann Du wovon genau redest - und wann Du schlicht etwas verwechselst oder sonstiges.)
Martin S. schrieb: > Wäre das prinzipiell so machbar? Da hast du ja doch wieder dein Bauteilegrab. Mir wäre es einfach zu heiss, im 60V Kreis so einen Aufwand zu betreiben. Schon der Spannungsregler muss ja 60V aushalten und ist deswegen ein Exot. Wie oft wird die Halbbrücke eigentlich umgeschaltet? Ein simpler galv. getrennte DC/DC wäre für mich die richtige Lösung. Die 12V hast du bereits und dafür gibt es Standard Wandler.
Martin S. schrieb: > Hier wäre mal ein Vorschlag mit Ladungspumpe.> > Der Festspannungsregler erzeugt 5V, die Pumpe macht daraus 10V.> > Wäre das prinzipiell so machbar? Warum nimmst du für die High-Side keinen P-Kanal-Mosfet. Den kann man auch mit so einem Treiber-IC schalten, wenn man den High-Side-Teil einfach auf Masse klemmt (Hs->Masse, HB->Vdd). Der schaltet dann einen kleinen N-Mosfet zum Pegelversatz, und der wiederum den High-Side-PMOS.
Matthias S. schrieb: > Da hast du ja doch wieder dein Bauteilegrab. Joa das war ja abzusehen :-) > Mir wäre es einfach zu > heiss, im 60V Kreis so einen Aufwand zu betreiben. Schon der > Spannungsregler muss ja 60V aushalten und ist deswegen ein Exot. Naja Exot vielleicht. Ist bei diesem Einzelstück aber egal. > Wie oft wird die Halbbrücke eigentlich umgeschaltet? Wenige Male pro Testzyklus. Man kann also von statischer Ansteuerung ausgehen. Am liebsten wären mir einfach High-Side Switches gewesen, aber die gibt's nur bis 60V max. rating und das ist mir persönlich auch zu heiß.
Elliot schrieb: > wenn man den High-Side-Teil > einfach auf Masse klemmt (Hs->Masse, HB->Vdd). Ehrlich gesagt kann ich mir da gerade nichts drunter vorstellen. Hast Du kurz Lust, das zu skizzieren? Muss ja nicht schön sein; nur das Prinzip.
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Martin S. schrieb: > ich mir da gerade nichts drunter vorstellen Geht mir genauso. Denn wenn ein P-Kanal in der Highside ist, muss ich sein Gate zum Abschalten ja auf +60V (also Sourcelevel) ziehen. Das schafft die Highsideansteuerung im UCC nicht, denn es ist weit jenseits seiner Maximum Ratings. Den P-Kanal kann man schon benutzen, aber es ist trotzdem nötig, seine Gatespannung auf Ugsmax zu begrenzen, und das sind so typisch -20V oder so. Wenn das alles so langsam umgeschaltet wird, tut es mit einem P-Kanal vermutlich eine einfache Schaltung mit 12V Z-Diode von Gate zur Source, ein Widerstand zwischen Gate und dem Emitter eines ansteuerenden NPN. Der zieht, wenn er angesteuert wird, das Gate gegen etwa 48V.
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Die von Dir im Bild gezeigte Schaltung ist mein Backup Plan. Dann muss ich die Shoot-Through-Logik allerdings selbst bauen. Davor wollte ich mich drücken. Komisch, dass man bei 60V schon soweit jenseits des Mainstream ist.
Matthias S. schrieb: > Martin S. schrieb: >> ich mir da gerade nichts drunter vorstellen > > Geht mir genauso. Denn wenn ein P-Kanal in der Highside ist, muss ich > sein Gate zum Abschalten ja auf +60V (also Sourcelevel) ziehen. Das > schafft die Highsideansteuerung im UCC nicht, denn es ist weit jenseits > seiner Maximum Ratings. > > Den P-Kanal kann man schon benutzen, aber es ist trotzdem nötig, seine > Gatespannung auf Ugsmax zu begrenzen, und das sind so typisch -20V oder > so. > Wenn das alles so langsam umgeschaltet wird, tut es mit einem P-Kanal > vermutlich eine einfache Schaltung mit 12V Z-Diode von Gate zur Source, > ein Widerstand zwischen Gate und dem Emitter eines ansteuerenden NPN. > Der zieht, wenn er angesteuert wird, das Gate gegen etwa 48V. Und damit das auch funktioniert wenn es mal nicht 60V sind.... macht man das nicht so sondern man klemmt einen Widerstand zw. dem Emitter und GND. Und der verursacht dann einen konstanten Strom wenn die Basis mit konstanter Spannung angesteuert wird. (Ub-0,6V)/Emitterwiderstand aus diesem Strom lassen sich dann die Werte oben beim PFET ableiten so daß Ugs nicht zu hoch wird. Denn die vorgestellte Schaltung hat einen großen Nachteil: bei +IN=24V oder so funktioniert sie nicht mehr weil Ugs zu gering wird. Wenn man da mit Stromsenken arbeitet ist Ugs relativ unabhängig von +IN.
PS der LMG5200 von TI könnte eine Lösung für Deine Bauteilvielfalt sein. ist aber ein bischen tricky zum Löten. Und - unbedingt die AP-Notes zu dem Teil lesen - und da die Layouthinweise verinnerlichen! GaN ist sauschnell und so zählt jedes nH das irgendwo im Strompfad herumlungert....
MiWi schrieb: > Denn die vorgestellte Schaltung hat einen großen Nachteil: bei +IN=24V > oder so funktioniert sie nicht mehr weil Ugs zu gering wird. Von 24V war aber nirgends die Rede - es ging vom Anfang an um 60V. Noch eine Randbemerkung, die o.a. Schaltung ist jetzt nicht für 60V durchgerechnet. Da muss man selbstverständlich nochmal ran, es geht nur ums Prinzip.
Matthias S. schrieb: > die o.a. Schaltung ist jetzt nicht für 60V > durchgerechnet Ja, das ist klar. Soweit ich weiß packt der BC schon gar nicht so viel Spannung. Matthias S. schrieb: > Von 24V war aber nirgends die Rede 24V sind zwar die Steuereingänge; die Endstufe läuft aber immer mit 60V. MiWi schrieb: > der LMG5200 von TI könnte eine Lösung für Deine Bauteilvielfalt sein. Kann der auch statisch schalten? Auch der hat nur eine Ladungspumpe drinnen. Ich konnte im DB jetzt so auf die ersten paar Blicke nichts finden. *** Was beim obigen Bauteilgrab natürlich ein Problem ist, sind die Startup-Zeiten (die mir echt Bauchschmerzen machen). Das Datenblatt der Ladungspumpe sagt, dass die Slew rate mindestens 100V/ms sein muss, wenn das IC mit Enable auf VCC gestartet wird. Das kann ich wohl nicht garantieren.
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Martin S. schrieb: > Elliot schrieb: >> wenn man den High-Side-Teil >> einfach auf Masse klemmt (Hs->Masse, HB->Vdd). > > Ehrlich gesagt kann ich mir da gerade nichts drunter vorstellen. Hast Du > kurz Lust, das zu skizzieren? Muss ja nicht schön sein; nur das Prinzip. Also die 2 Drähte, die die Pins HS mit Vdd bzw. HB mit Vss verbinden zeichne ich dir jetzt nicht ein. Aber den Rest muss ich wohl, da oben nur eine unsinnige Lösung gezeigt wurde, und selbst so eine einfache Sache nicht verstanden wird. Im angehängten Bild der Vergleich zwischen meinem Vorschlag (rechts im Bild, Kurve VF2) und dem Vorschlag von M.S. (links im Bild, Kurve VF1). VG1 ist der "tiefergelegte" High-Side-Treiberausgang des IC. Man sieht, das meine Schaltung nicht nur Faktor 100 schneller ist, sie ist auch noch einfacher und funktioniert ab 30V Versorgung aufwärts. Für den Mosfet nimmt man einen BS108 o.ä.. Falls die Geschwindigkeit nicht ausreicht um Querströme zu verhindern, kann man den PMOS oben mit einem normalen Gate-Treiber-IC ansteuern. Dessen Versorgung gewinnt man einfach DC-mäßig aus den 60V gegen Masse (also "herunterhängend"), man braucht keine Versorgung, die auf den 60V draufsitzt, also keine Ladungspumpe.
Elliot schrieb: > die Pins HS mit Vdd bzw. HB mit Vss verbinden meinte natürlich : "die Pins HB mit Vdd bzw. HS mit Vss verbinden"
Martin S. schrieb: > Meintest Du so? Fast. Was ist an: Elliot schrieb: > "die Pins HB mit Vdd bzw. HS mit Vss verbinden" so schwer zu verstehen? HB kommt nicht an die 60V!
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Ja stimmt, hab ich für die Skizze jetzt nicht groß drauf geachtet. Was ich allerdings noch nicht ganz verstehen kann, sind die Spannungspegel vom Treiber. Der UCC liefert VDD am Ausgang; also 12V. Solange der Treiber sperrt, liegt Source auf Ground-Potential (abgesehen von irgendwelchen Leckströmen). Wenn jetzt eine Gatespannung angelegt wird, ist das Gate erstmal positiver, als GND und der Transistor wird leitend. Jetzt hängt er aber in einem 1:1 Spannungsteiler, sodass mit steigendem Strom auch sein Potential immer weiter von GND ansteigt. Im Idealzustand wäre der Transistor voll durchgesteuert, es würde also der Strom durch beide Widerstände fließen (60V/2*470Ohm = 63mA). Das würde dann aber auch bedeuten, dass sich das Potential von Source auf VCC/2 = 30V anhebt, sodass die 12V des Gates nicht mehr reichen würden, und dieser damit sperren würde. Es stell sich also irgendein GGW-Zustand ein, bei dem der Mosfet im linearen Betrieb gefahren würde. Ich habe das mal versucht in LTSpice zu verifizieren. Augenscheinlich fließen nur 20mA durch den Treiber, obwohl es etwa 60 sein müssten. Der Mosfet steuert also nicht voll durch. Mir scheint das nicht sonderlich sinnvoll. Ich gehe davon aus, ich habe irgendwo einen Betrachtungsfehler.
Martin S. schrieb: > Es stell sich also irgendein GGW-Zustand ein, bei dem der Mosfet im > linearen Betrieb gefahren würde. > > Ich habe das mal versucht in LTSpice zu verifizieren. Augenscheinlich > fließen nur 20mA durch den Treiber, obwohl es etwa 60 sein müssten. Der > Mosfet steuert also nicht voll durch. > > Mir scheint das nicht sonderlich sinnvoll. Man, das darf doch nicht wahr sein. Was du da ermittelt hast ist richtig und auch so gewollt! Der NMOS wird vom Treiber-IC als Konstantstromquelle betrieben. Damit wird erreicht, daß die Spannung oben an den 470R genau gleich zur Spannung unten an den 470R ist, also ULO-Ugs(NMOS). Dadurch braucht man oben keine spannungsbegrenzenden Bauteile, die Ugs des PMOS ist immer von selbst begrenzt, egal wie hoch die Versorgung ist. Außerdem ist ein Transistor, der im linearen Bereich arbeitet, sehr viel schneller als einer der in die Sättigung getrieben wird. Das sieht man doch sehr schön in meinem Bild. Da ist nämlich der npn ein gesättigter Schalter und der NMOS nicht.
Elliot schrieb: > Man, das darf doch nicht wahr sein. Naja... Nachdem Du ursprünglich schriebtest: Elliot schrieb: > Der schaltet dann einen kleinen N-Mosfet zum Pegelversatz, und der wiederum den High-Side-PMOS. War mir jetzt nicht ganz klar, dass das Ergebnis Deines Vorschlags eine Konstantstromquelle ist. Ich finde die Idee allerdings sehr elegant.
Martin S. schrieb: > Naja... Nachdem Du ursprünglich schriebtest: > > Elliot schrieb: >> Der schaltet dann einen kleinen N-Mosfet zum Pegelversatz, und der >> wiederum den High-Side-PMOS. Der NMOS wird auch geschaltet, nämlich von Id=0 bei ULO=0 auf Id~20mA bei ULO=12V. Das ist ein echter Schaltvorgang. Schalten heißt nicht automatisch auch Sättigung! Martin S. schrieb: > Ich finde die Idee allerdings sehr elegant. Ich auch. Man kommt ohne den ganzen Ladungspumpenkrempel o.ä. aus. Wenn die Totzeit des Treiber-IC nicht reicht, es gibt von IR solche ICs mit größeren und sogar einstellbaren Zeiten, von anderen Herstellern sicher auch, weiß ich aber nicht.
Noch eine kurze Frage zur Dimensionierung. Die aktuelle Konstantstromquelle lässt 25mA fließen und erzeugt damit 800mW Verlustleistung im Mosfet (1,4W in Summe). Bei 1k zu 1k würden genau 10V als UGS am Pmos stehen bleiben was dort für die Sättigung reichen würde, gleichsam wäre die Verlustleistung im Mosfet auf 400mW halbiert (insgesamt also 600mW für die Anordnung). Hälst Du diese Dimensionierung für solide oder ist das schon zu grenzwertig? Da ich fünf Halbbrücken habe, wäre das sonst reichlich viel Verlustleistung.
Ich habe nur den Eröffnungspost gelesen, den Rest nicht. Mein Vorschlag um DC/DC Wandler zu umgehen, als High-Side Mosfet einen P-Kannal-Mosfet zu nehmen. Bei Interesse würde ich eine geeignete Ansteuerschaltung nachliefern. Aber vielleicht ist meine Idee auch überholt, wie gesagt ich habe nur den Eröffnungspost gelesen...
Martin S. schrieb: > Hälst Du diese Dimensionierung für solide oder ist das schon zu > grenzwertig? Es kommt drauf an was für ein PMOS oben eingesetzt wird und wie groß die Totzeit des IC ist. Der PMOS wird ja nur durch die paar mA eingeschaltet und durch den Widerstand zwischen Gate und Source ausgeräumt. Das muss man mal mit den richtigen Modellen simulieren oder konkret messen. Deswegen der Hinweis auf andere ICs mit längerer Totzeit bzw. auf einen zusätzlichen Treiber-IC für den PMOS. Martin S. schrieb: > Die aktuelle > Konstantstromquelle lässt 25mA fließen und erzeugt damit 800mW > Verlustleistung im Mosfet (1,4W in Summe). Die Rechnung verstehe ich nicht. Wenn an den Widerständen 10V erzeugt werden und 20mA fließen, dann liegen am PMOS 40V. Macht mit 20mA 800mW am NMOS und gesamt 60V*0,02A=1,2W.
Elliot schrieb: > Das muss > man mal mit den richtigen Modellen simulieren oder konkret messen. Ja das sehe ich morgen an. Werde ich auf jeden Fall vertiefen. Elliot schrieb: > Die Rechnung verstehe ich nicht Wir rechnen schon das gleiche - nur mit leicht anderen Werten. Mit dem FDS3580 als Treiber sind es knapp 22mA (bei 470 Ohm) und damit grob 1,3W Gesamtverlustleistung für den Strompfad. Vielen Dank erstmal für Deine Hilfe!
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Was spricht eigentlich gegen die mehrfach genannte Lösung mit dem galvanisch getrennten DC/DC Wandler, wie schon mehrfach vorgeschlagen? Ich habe mir mal erlaubt, das entsprechend ins Bild zu malen. Für mein Dafürhalten die sauberste Lösung.
Bernd K. schrieb: > Was spricht eigentlich gegen die mehrfach genannte Lösung mit dem > galvanisch getrennten DC/DC Wandler, wie schon mehrfach vorgeschlagen? Das kann ich ehrlich gesagt nicht beurteilen. Es stehen zwei relativ einfache Problemlösungen im Raum. Mir wird gerade nicht klar, welche Vor- und Nachteile beide haben, wobei Elliot zumindest einen Hinweis darauf gegeben hat, was es zu beachten gilt. Ein Nachteil des DCDC ist jedenfalls der Preis. Mit 6 Euro pro Stück nicht gerade günstig.
Martin S. schrieb: > Mit 6 Euro pro Stück > nicht gerade günstig. Dafür ist so gut wie kein Änderung des Layouts notwendig und es funktioniert auf Anhieb. Wieviel dutzend dieser Schaltungen musst du denn bauen? Erst wenn du so an die 20 Stück Grenze kommst, wird sich der Aufwand lohnen, da was zu ändern. Ich finde 6 Euro übrigens güstig, so unterschiedlich sind also die Auffassungen. Es kann sein, das man den DC/DC mit einem Elko o.ä. am Ausgang stützen sollte, aber das geht aus seinem DB hervor.
Es gibt noch kein Layout. Und es sind Einzelstücke. Ich brauche also in Summe den Schaltungsteil 10 mal. Es würe doch gehen, den DCDC für mehrere Pfade zu nutzen (und mit Kondensator zu stützen, um die Umladeströme zu liefern). Dann hätte ich idealerweise nur einen DCDC für alle fünf Pfade. Dann wäre die Lösung natürlich auch dahingehend besser, weil die Variante mit Konstantstromquelle halt satte irgendwas zwischen 3 und 7 W Verlustleistung erzeugt.
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Martin S. schrieb: > Es würe doch gehen, den DCDC für mehrere Pfade zu nutzen Nö, denn das Potenzial auf HS ist ja der Bezugpunkt des DC/DC und gleichzeitig der Ausgang. Verbindest du mehrere HS miteinander, gibts nur den grossen Knall. Die saubere Lösung ist nun mal ein DC/DC Wandler pro Halbbrücke.
Ja, war quatsch. Warst schneller, als ich editieren konnte :-|
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Hallo Zusammen, auch wenn das Thema alt ist und sicherlich abgeschlossen, hätte ich eine Frage zu einer Machbarkeit. Ich habe 13 Ausgänge, welche ich über über PWM separat ansteuern kann. Alle 13 Halbbrücken haben bei mir eine Spannung von 9 bis 30 V (variabler Versorgungsbereich). Meine MOSFET-Treiber (IR2103SPBF) werden mit konstanter Spannung von 12 V versorgt. Soweit so gut funktionieren die 13 Halbbrücken auch schön. Belastet wird jeder Kanal mit maximal 4 Ampere. Und jetzt kommt die große Krux an der Sache, ich hätte gerne 100% Dutycycle (DC). Derzeit fahre ich das System mit maximal 99,5 % DC bei 200 Hz, damit der Bootstrap-Kondensator geladen wird. Wäre es möglich einen NICHT galvanisch getrennten Boost-Converter zur Stütze an VB zu legen, diesen würde ich dann Dioden-entkoppelt vornehmen. Das Problem ist, dass von den 13 Ausgängen im Schnitt drei bis vier zeitgleich auf "High-Potential" schalten und ich somit unterschiedliche V_S Spannungen habe. Aus diesem Grund würde ich gerne mit schnellen Dioden meine zusätzlich generierte Spannung an V_B legen. 13 galvanisch getrennte DC/DC-Wandler wären etwas zu groß und zu teuer, auf die Menge an Geräten. Falls ich etwas übersehen sollte und ich dadurch einen groben Fehler mache, würde ich mich über einen Hinweis und eure Expertise freuen. Viele Grüße und einen schönen Tag
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Texas Instruments hat dazu einen interessanten Beitrag (Seite 3 und 4 in der PDF), aber die arbeiten mit bidirektional geschalteten NMOSFETs zum sicheren sperren und um zu verhindern das die Body-Diode leitend werden kann. Das ist in meinem Fall nicht notwendig. Finde den Schaltungsteil mit der Ladungspumpe aber interessant und muss diese noch etwas mehr durchblicken. Viele Grüße
Auch interessant zum Thema 100% ED: http://www.mikrocontroller.net/attachment/107963/an-978.pdf Gemeint ist auf Seite 18 - Figure 16 Ist zwar nur 'highside' dargestellt, lässt sich aber sicherlich auf Halbbrücke erweitern.
Danke Bernd. Die Application Note habe ich auch im Browser-Tab. Ich werde mir den Ansatz auch mal ansehen. Meinst du man bekommt es hin eine Ladungspumpe für alle 13 Halb-Brücken zu designen? Oder autark und simultan für jede Halb-Brücke eine Ladungspumpe? Viele Grüße und einen schönen Tag
Michael L. schrieb: > Meinst du man bekommt es hin eine Ladungspumpe für alle 13 Halb-Brücken > zu designen? Auf welchen Punkt bezieht sich die von der Ladungspumpe erzeugte Spannung? Richtig: auf die Source des Highside-Mosfets. Nur, wenn du problemlos alle Sourcen aller Highside-Mosfets miteinander verbinden kannst, reicht es, 1 einzige Versorung bereitzustellen. Weil du diese Verbindung aber mit annähernd 100% Wahrscheinlichkeit nicht herstellen darfst, brauchst du 13 potentialgetrennte Versorgungen.
Danke Lothar, ich sehe ein, dass ich Probleme mit den unterschiedlichen H_S Potentialen bekomme, vor allem bei 30 V. Ich werde mir einen kompakten kleinen Bautein suchen müssen, welcher die Ladung des Bootstrap Kondensator aufrecht erhält und das Gate des High-Side-FET durchegehend geladen halten kann. Ich habe nicht berücksichtig, dass meine Ladungepumpe dann das potential von H_S + ~12 V bei High-geschalteten Halbbrücken liefern müsste und bei ausgeschalteten bzw. auf Low-Potential gezogene Halbbrücken nur 12 V. Hier noch ein schöner Link von TI. https://e2e.ti.com/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/1065284/faq-can-ti-s-non-isolated-half-bridge-drivers-be-used-in-100-duty-cycle-applications Die unabhängigkeit der Ausgänge macht mir doch mehr Probleme ^^ Wenn ich ein tolles IC gefunden habe, werde ich es mal hier posten. Schönen Tag euch allen.
Lothar M. schrieb: > Nur, wenn du problemlos alle Sourcen aller Highside-Mosfets miteinander > verbinden kannst, reicht es, 1 einzige Versorung bereitzustellen. > > Weil du diese Verbindung aber mit annähernd 100% Wahrscheinlichkeit > nicht herstellen darfst, brauchst du 13 potentialgetrennte Versorgungen. Galvanisch getrennt müssen die nicht zwingend sein, nur floatend. Eine Potentialtrennung übererfüllt diese Bedingung. Die Gate-Spg. für die High-Side könnte auch individuell mit Spannungsreglern aus einer hochliegenden, gemeinsamen Spannung abgeleitet werden. Bei 60 V Brückenspg. müsste man um die 75 V zur Verfügung stellen, aus denen die High-Sides sich ihre Versorgung auf ihr jeweiliges Referenzpotential ziehen, also Ausgangsspg. plus Gate-Spg. Die Spannungsregler wären in der einfachsten Form Z-Dioden mit Stütz-C und Vorwiderstand. Edit: Aufgrund des hohen Spannungshubs (im Beispiel müssen aus 75 V resp. 15 V ca. 10 V generiert werden), ist natürlich ein einfacher Regler vorzuziehen.
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Alternativ kann man auch gleich einen Halbbrückentreiber nehmen der die Ladungspumpe an Bord hat: https://www.mouser.de/ProductDetail/Allegro-MicroSystems/A3946KLPTR-T?qs=pUKx8fyJudClAS8KYGwVQg%3D%3D
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