Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Entwicklung HV-Netzteil, Strom-Messung High-Side?


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von Georg T. (microschorsch)


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Hallo zusammen,
ich beschäftige mich seit einiger Zeit mit Röhrenverstärkern, hab schon 
diverse Literatur gelesen (u.a. Barkhausen, usw), ich glaube, die 
meisten Grundlagen habe ich verstanden, daher möchte ich mich jetzt ans 
experimentieren machen. Was braucht man da? Ein HV-Netzteil!!

Habs mittlerweile geschafft mir einen Trafo zu wickeln und eine 
Experimentierplatine für ein Netzteil. Bevor ich das alles in ein 
Gehäuse einbaue wollte ich Euch einmal drüberschauen lassen, ob das so 
in Ordnung ist. Prinzipiell scheint es zu funktionieren. Schaltbild ist 
im Anhang

Für Experimentierzwecke habe ich einen IR840 genutzt (der war noch in 
der Grabbelkiste) aber eigentlich geht der nur bis 500V/8A, daher würde 
ich einen IRFBE30 (800V/4A) wechslen.

Ich glaube ich ich kriege auch noch eine kleine Schaltung drangebastelt, 
um den Strom zu begrenzen, high-seitig würde ich einen Shunt-Widerstand 
ergänzen und mit einem Transistor Source und Gate kurzschließen, wenn 
Spannung xy überschritten ist.

Was mir wirklich Kopfschmerzen bereitet ist die Möglichkeit den Strom zu 
messen. Die billigste Variante (die noch einigermaßen aussieht) sind 
diese ebay Voltmeter die messen 600V und gleichzeit den Strom bis 200A 
und das alles für 9EUR 
(http://www.ebay.de/itm/DC-0-600V-0-200A-LED-Dual-Digital-LCD-Anzeige-Voltmeter-Amperemeter-12V-24V-Auto-/271809267124?hash=item3f491845b4) 
- dafür kann mans nicht selber bauen.

Leider würde ich für die Röhenexperimente den Strom aber gerne bis auf 
mind. 1mA genau messen, und da bei Röhenverstärkern der Anodenstrom 
meist sehr viel interessanter ist als der Kathodenstrom muss ich den 
Strom auf der high Seite messen. Hier fällt mir keine einfache Lösung 
ein. Euch?

Bis jetzt eingefallen ist mir:
* Hall-Effekt-sensoren -> Auflösung nicht hoch genug
* Analoge Spannungsübertragung mittels Optokoppler -> die sind aber 
nicht besonders linear, oder linear und sehr teuer
* Stromspiegel -> trau ich mich nicht bei 500V
* Es gibt doppel OKs,  die extrem gleich sind, man könnte versuchen 
mittels Elektronik eine Vergleichswert einzuregeln -> aber sehr 
aufwändig
* Mikrocontroller in den high-zweig -> hm....ob das dann noch den VDE 
Normen genügt?
* einen Mikrocontroller in den high-zwei einen zweiten nahe bei GND, 
diese machen dann SPI über einen OK -> aufwändig

Fällt euch noch was ein?
Wir hatten früher an der Uni diese Keithley 487 Amperemeter mit 500V 
Supply, die haben, so meine ich mich zu erinnern, auch im HV Zweig 
gemessen, hab jemand zufällig einen Schaltplan, würd mich mal 
interessieren, wie die das gemacht haben :-)

Danke und Gruß
Schorsch

von Philipp (Gast)


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Was spricht denn gegen das Messen unten?

von Carsten W. (eagle38106)


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Hi,

ich würde mit einem µC im positiven Zweig messen und in 20ms Intervallen 
das Ergebnis über die serielle Schnittstelle senden. Dann braucht es nur 
einen Optokoppler.

Carsten

von Philipp (Gast)


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Man kann auch einen Differenzverstärker aufbauen und so die Spannung 
über dem Shunt messen. Man muss das Ganze dann nur abgleichen um keine 
CM Probleme zu bekommen.

von Nase (Gast)


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Naja 500V ist ja jetzt nicht wirklich viel Spannung.

So ein ADuM5240 oder sowas kann locker einen kleinen Mikrocontroller 
versorgen und die Daten übersetzen.
Ansonsten ginge vielleicht auch noch ein Linear-Optokoppler.

von Georg T. (microschorsch)


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Hi,

das ging ja schnell :-)

Ich will mehrere solcher Schaltungen, wie oben in mein Netzteil 
einbauen, um z.B. eine Anodenspannung und eine Schirmgitterspannung zu 
ermöglichen.
In den typischen Röhenschaltungen haben die Spannungsquellen dann ein 
gemeinsames GND. Der Strom an der Kathode müsste außerdem immer der 
maximalen Elektronenemission entsprechen (also gleich dem Strom im 
Sättigungsstromgebiet), wohingegen der Strom an der Anode klein sein 
muss, daher kann ich nur im positiven Zweig messen. Außerdem teilt sich 
der Strom ja auf...

Das mit dem µC oben hat den Nachteil, dass ein µC auch endlich viel 
Strom benötigt, ich nehme an vielleicht 10-20mA, ein Spannungsregulator 
zieht vermutlich weitere 5mA. Ich wollte pro Netzteilregelung eigentlich 
100mA ermöglichen, weiß nicht, ob der Draht auf dem Trafo dafür dick 
genug ist, wenn ich weitere 25mA benötige (also pro Steuerung)


Schorsch

: Bearbeitet durch User
von Georg T. (microschorsch)


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Nase schrieb:
> Naja 500V ist ja jetzt nicht wirklich viel Spannung.
>
> So ein ADuM5240 oder sowas kann locker einen kleinen Mikrocontroller
> versorgen und die Daten übersetzen.
> Ansonsten ginge vielleicht auch noch ein Linear-Optokoppler.

Hi,

den ADuM5240 kenn ich nicht? DC-to-DC... das ist dann die 
Spannungsversorgung für einen µC im high-zweig? oder soll das ein 
HV-Stromspiegel on IC sein? für die Datenübertragung reicht oder ein 
OK...

bin mir noch nicht sicher, was das ding machen soll....

Schorsch

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Georg T. schrieb:
> Das mit dem µC oben hat den Nachteil, dass ein µC auch endlich viel
> Strom benötigt, ich nehme an vielleicht 10-20mA, ein Spannungsregulator
> zieht vermutlich weitere 5mA.

Digitale Isolatoren gibt es mit eingebautem DC/DC Wandler. Die brauchen 
dann nur noch einen Übertrager.


Ein Bipolartransistor wäre hier wahrscheinlich etwas praktischer, weil 
er keinen so stark stromabhängigen Spannungsabfall wie ein FET (mehrere 
Volt) hat ; linear auch leichter in der Parallelschaltung.

: Bearbeitet durch User
von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Georg T. schrieb:
> bin mir noch nicht sicher, was das ding machen soll....

Erzeugt eine isolierte Versorgungsspannung und hat einen digitalen 
Isolator (quasi die High-End-Version eines Optokopplers, nur völlig 
anders in der Umsetzung) eingebaut. Die isolierten 5 V können dann die 
MCU + ADC speisen.

von Georg T. (microschorsch)


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das ist ja cool!

das heißt, der µC hängt dann mit seinem GND am high-Ausgang des 
Netzteils, und der ADC- eingang hängt noch vor dem Shunt-Widerstand. Und 
ich kann wirklich die beiden "Kommunikationskanäle" direkt zur Ausgabe 
der Spannung verwenden.

Ich denke gerade noch weiter:
Ich kann ein LCD-Display mit einem 8-Bit shiftregister ansteuern, dann 
hänge ich das Ding direkt an diesen tollen super-chip und brauche 
low-seitig nichtmals mehr einen µC

Super - das müsste klappen.

Was sagt ihr sonst zu der Schaltung oben...müsste doch klappen oder?

Schorsch

von Nase (Gast)


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Achte aber auf die Verlustleistung dieser ADuM-Dinger. Die werden schon 
im Leerlauf ganz gut warm.
Und halte dich an die Appnotes, vorallem mit den Kondensatoren. Die ADuM 
sind etwas empfindlich.

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Georg T. schrieb:
> Was sagt ihr sonst zu der Schaltung oben...müsste doch klappen oder?

Radio Eriwan


Im Prinzip ja, aber...

... 5 mA durch die Zenerkette sind fast 3 W.
... 500 V über ein 250 kΩ Poti sind 1 W
... der FET hat ein paar V Ugs zwischen "fängt an zu leiten" und 
Sättigung
... weil der Leerlauf-Drainstrom klein ist, ist der dynamische 
Ausgangswiderstand schlecht.

von Tcf K. (tcfkao)


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@Georg:
- Wie schon angemerkt, die Zenerkette ist nicht das Gelbe vom Ei. 
100V-Zener sind recht "weich" in der Kennlinie. Versuche es mal mit den 
Stabilisatorröhren OAxx (passt ja zum Projekt) oder vielleicht sogar 
Glimmlämpchen. Allerdings sind die 50V Regelreserve (10%) nicht gerade 
die Welt, bei Netzspannungsschwankung und Belastung des Trafos. Besser 
Du machst da eine aktive Regelung, als Transistor der den Serien-MOSFET 
steuert kannst Du ja wieder einen MOSFET nehmen. Ich weiß ja nicht was 
Du an Röhrenschaltungen aufbauen willst, aber je nach Schaltungsart (PP 
statt SE Verstärker) kann die Stromaufnahme schon deutlich schwanken, da 
wäre eine etwas bessere Stabilisierung wünschenswerter.
- Eine Strombegrenzung ist schön und gut, aber bei der Leistung sollte 
ein "Fold-Back" drin sein. Wenn Du z.B. auf 110mA begrenzt, dann verbrät 
der MOSFET im Kurzschlussfall gut 60W -- entweder thermisch überwachen 
oder Kurzschlussstrom eben nach Fold-Back abregeln.
- Mache die 1M-Bleeder kleiner. Grund: schnelleres Entladen der Elkos 
und bessere Symmetrierung unterschiedlicher Leckströme der Elkos.
- Der Brückengleichrichter muss aus 1N4007 bestehen, nicht 1N4004 
(stehen beide Werte da).
- Die Diode über Drain-Source kannst Du Dir sparen, die ist bereits im 
MOSFET drin.
- Du brauchst den ADuM5242, der kann zwei Bit von der High-Side zur 
Low-Side übertragen. Ob das für ein LCD ausreicht... Und Du brauchst 
jeweils einen davon pro Kanal.
Ich weiß nicht was die Teile kosten und wie verfügbar die sind, aber 
eine analoge Lösung gefiele mir besser. Eigentlich ist das eine 
klassische Aufgabe für einen Isolationsverstärker (Isolation Amplifier 
--> googeln), aber die sind auch recht teuer. Eigentlich müsste eine 
Schaltung gehen die High-Side analog misst und das Ergebnis per 0...1mA 
nach Masse durchgibt... dann hält sich der Verlust in Grenzen.

: Bearbeitet durch User
von eagle user (Gast)


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Die Strommessung könnte ungefähr so aussehen?
 + kein Hilfsspannungswandler
 + ca. 8 Kanäle über einen Optokoppler
 + Potentialtrennung mit VDE-Stempel (im Gegensatz zum ADU...)
 - funktioniert erst ab minimal 10mA Verbraucherstrom
 - V3 wird ab 300mA Gesamtstrom ein wenig warm
 - die LMC6482 brauchen 1.9mA, das geht noch viel sparsamer
 - C1 ist zu klein
 - hier könnten ihre Bugs stehen

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Tcf K. schrieb:
> Eigentlich müsste eine
> Schaltung gehen die High-Side analog misst und das Ergebnis per 0...1mA
> nach Masse durchgibt... dann hält sich der Verlust in Grenzen.

Stromspiegel. Gibts sogar als fertiges IC für High-Side-Messungen an 
Akkus und sowas, z.B. ZDS1009. Schaltung im Datenblatt. Geht auch 
diskret, aber nicht so gut...

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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eagle user schrieb:
> + Potentialtrennung mit VDE-Stempel (im Gegensatz zum ADU...)

Hat der ADUM auch. Verstärkte Isolierung bis 560 Vs (400 Vrms).

von eagle user (Gast)


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Marian B. schrieb:
> eagle user schrieb:
>> + Potentialtrennung mit VDE-Stempel (im Gegensatz zum ADU...)
>
> Hat der ADUM auch. Verstärkte Isolierung bis 560 Vs (400 Vrms).

naja... 560Vs passt ja genau für 550V ± Ripple :(

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Da an dieser Stelle kein Bedarf nach verstärker Isolierung besteht 
(tatsächlich benötigen wir hier ja nur Funktionsisolierung!), sehe ich 
ehrlich gesagt kaum ein Problem darin geringfügig in die 
Sicherheitsmarge reinzuwandern.

von Tcf K. (tcfkao)


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@eagle user: Ja, das ist nicht schlecht. Der TO braucht aber vollkommen 
unabhängige Kanäle. Und, das kriegt man noch mehr Low-Power hin, ein 
ATtiny13 mit 32kHz, ein CMOS-OP... aber ohne eine minimale Grundlast 
wird so eine Schaltungsart nicht gehen, kann man aber handhaben.

@Marian: Das Problem hier sind die 500V, der ZDS1009 kann nur bis 120V. 
Aber so in die Richtung geht das, vielleicht fällt mir was ein.

von Philipp (Gast)


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Bei dem einfachen Aufbau "vorne" wäre ich immernoch für 
Differenzverstärker. ZB mit x kV 1Gohm Widerständen. Bei n Kanälen kann 
man es auch so aufbauen, dass man nur n+1 Hochspannungswiderstände 
braucht.

Habe ich mal für eine sehr ähnliche Anwendung so gemacht (auch 500V und 
Elektronenstrom bis 1mA)

Die Spannungsmessung gibt es dann geschenkt dazu.

von M. K. (sylaina)


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Warum nicht machen wie in gefühlt 99% aller linear geregelten 
Labornetzteilen? Die Regelschaltung surft da quasi auf der Highside.

: Bearbeitet durch User
von Michael U. (amiga)


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Hallo,

nur als Anmerkung:

Georg T. schrieb:
> Der Strom an der Kathode müsste außerdem immer der
> maximalen Elektronenemission entsprechen (also gleich dem Strom im
> Sättigungsstromgebiet), wohingegen der Strom an der Anode klein sein
> muss, daher kann ich nur im positiven Zweig messen.

Der Kathodenstrom ist die Summe der Gitter- und Anodenströme.
Üblicherweise also Ia + Ig2, falls Du ins Gitterstromgebiet aussteuerst 
kommt noch Ig1 dazu.
Wenn die Kathode den maximalen Strom liefern soll, muß der ja auch 
irgendwo hinfließen können...

Strommessung z.B. mit den üblichen billgen LCD-Metern. Die haben 
200,0mV, Shunt kannst Du selbst ausrechnen.
Problem dabei: Gut isoliert montieren, das Teil liegt dann komplett auf 
dem oberen Spannungspotenzial. Betriebsspannung muß sowieso getrennt 
sein für die Dinger, entweder Trafo mit passender Isolation oder 
DC/DC-Wandler.
Die von mir da gern genutzen DC101 oder DPS0502B 5V/9V sind nur mit 
500Vdc angegeben, allerdings brauchte ich nie mehr als 350-400V.
Die Wandler stammen von alten 10MBit-Netzwerkkarten aus dem Schrott...

Gruß aus Berlin
Michael

: Bearbeitet durch User
von Axel S. (a-za-z0-9)


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Michael U. schrieb:
> Strommessung z.B. mit den üblichen billgen LCD-Metern. Die haben
> 200,0mV, Shunt kannst Du selbst ausrechnen.
> Problem dabei: Gut isoliert montieren, das Teil liegt dann komplett auf
> dem oberen Spannungspotenzial. Betriebsspannung muß sowieso getrennt
> sein für die Dinger, entweder Trafo mit passender Isolation oder
> DC/DC-Wandler.

Genauso hätte ich das auch vorgeschlagen. Es gibt doch gar keinen Grund, 
die Ströme aller Zweige auf ein gemeinsames Potential nahe der low-Side 
zu übertragen. Einfach ein Panelmeter pro zu messendem Strom und fertig 
ist die Laube.

von Georg T. (microschorsch)


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Hallo zusammen,
das mit den Panelmultimetern war auch mein erster Gedanke, die gibts ja 
wirklich schon für 4 EUR das Stück, ich hab son ding hier liegen (mal 
vor 15 Jahren bei ALDI gekauft :-)) leider ist die Platine innen drin 
recht starr, so dass man das Display nur mit viel Mühe irgendwo anders 
aufbringen kann, auf der anderen Seite ist dann das Thema mit der 
floatenden Spannungsversorgung auch noch nicht geklärt, ich wollte 
eigentlich keinen 9V Block-Akku in mein Netzteil einbauen :-)

Momentan grübele ich eher über die "Think-Big" Lösung nach,
sowas wie regelbares Netzteil, RS232-Schnittstelle, extern 
programmierbar,

Ich glaube die Strommessung über den vorgeschlagenen ADuM wird mein 
Favorit. Ich habe sogar 8bit A/D Wandler mit SPI ausgang gefunden, 
sodass ich dann gar keinen µC mehr auf der high-Seite benötige. Den ADuM 
gibt auch in einmal rein, einmal raus, dann sollte das mit dem SPI auch 
kein problem sein (!CS ist dann dauer low)

Ich hatte da mal vor vielen Jahre eine Schaltung gesehen, wo eine 
Hochspannung über einen invertierenden Verstärker unter Zuhilfenahme 
eines OK realisiert wurde. Hier ist in der Tat der Strom extrem begrenzt 
(durch die maximale Leistungsaufnahme des OK), aber wenn ich hier das 
Gate des Mosfets anschließe, sollte das kein Problem sein.
D.h. ich könnte bequem 0-5V über einen DAC einstellen und damit die HV 
am Gate vorgeben. über einen µC könnte man sogar noch eine Regelschleife 
implementieren.

Das coole ist nun, da ich ebenfalls den Strom messe, kann von 
Spannungsregelung auf Stromregelung umschalten.

Werd mal zusehen, dass ich die Schaltung in Eagle zusammenbastel, könnte 
ein nettes Projekt werden

Gruß Schorsch

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Georg T. schrieb:
> (!CS ist dann dauer low)

Vorher einen Blick ins Datenblatt werfen, ob das funktioniert. Manche 
SPI-ICs mögen das nicht. (Ansonsten ist /CS normalerweise so langsam, 
dass man das über herkömmliche OK machen kann)

: Bearbeitet durch User
von Tom (Gast)


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Im ADuM5240-Datenblatt nach VIORM suchen.

von Georg T. (microschorsch)


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soooo,

hab mal gebastelt. Hab den AC Teil weggelassen, ebenso wie einige 
sicherlich notwendige Cs. Einige Werte sind geraten :-)

wie gesagt, das ist Prinzipschaltung sicherlich nicht ausentwickelt.
Den notwenidigen µC hab ich bisher nicht eingezeichnet.

Man hat die Möglichkeit die Spannung Uref als Stellwert für einen 
Regelkreis aufzufassen. Man sollte die Unterscheiden, ob man ADC_U, 
ADC_U2 oder ADC_I als Messwert nutzt.

Interessant dürfte die Auslegung von R2 werden. Man müsste quasi den 
Innenwiderstand des OK bestimmen

müsste prinzipiell doch machbar sein, oder?

Schorsch

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Ich glaube nicht, dass das so funktioniert. Der OK hält höchstens ein 
paar dutzend Volt über die CE-Strecke aus, da er hier aber als 
Kollektorstufe fungiert, würde er bei niedriger Ausgangsspannung (z.B. 
100 V) ~450 V über CE stehen haben.

Wie wärs andersrum? Du machst einen relativ hochohmigen Pull-Up vom 
FET-Gate auf den Drain. Dann packst du eine NPN-Emitterstufe an die 
untere Seite des Pullups (mit einem entsprechend spannungsfesten 
Transistor) und regelst darüber die Gatespannung des FETs.

: Bearbeitet durch User
von Georg T. (microschorsch)


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Hi,

nun ich hab den OK nach oben gepackt, damit das mit dem invertierenden 
Verstärker geht, andersrum geht auch, aber da verstehe ich den Vorteil 
nicht.

Ja das mit UCEmax ist natürlich wahr. Die normalen OK gehen so bis 70V, 
ja vielleicht ist ein hochspannungsgeeigneter Transistor die bessere 
wahl, sonst müsste man mehrere OKs in reihe schalten und von unten nach 
oben angehen lassen (das erinnert mich an eine Lichterkette :-))

mit einem Transistor muss dann natürlich nach unten, sonst müsste ja die 
Basisspannung schon schon auf HV-potential, dann müste ich den 
Gegenkopplung über den Kollektor abgreifen, müsste eigentlich klappen

Schorsch

von Schreiber (Gast)


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Georg T. schrieb:
> * Analoge Spannungsübertragung mittels Optokoppler -> die sind aber
> nicht besonders linear, oder linear und sehr teuer

Abhilfe: Analoges Signal in ein digitales wandeln und dieses dann 
übertragen. Das geht entweder mit einem µC oder mit 
Sägezahngenerator+Komperator. Letzteres kann man dann mit einem 
Integrator wieder in ein Analogsignal verwandeln. Wenn es sauber 
abgeglichen ist, dann sollte das hinreichend genau sein.

Georg T. schrieb:
> * Hall-Effekt-sensoren -> Auflösung nicht hoch genug
nochmal genau schauen, die Gleichstrom-Messwandler sind sehr genau 
(dafür aber relativ teuer und sperrig), die billigen Messwandler im 
SMD-IC-Format sind klein und ungenau. Sollte hier durchaus was 
brauchbares geben.

von Georg T. (microschorsch)


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Marian B. schrieb:
> Wie wärs andersrum? Du machst einen relativ hochohmigen Pull-Up vom
> FET-Gate auf den Drain.

das hab ich hier mal skiziert. Zumindest glaube ich, dich so verstanden 
zu haben.

Hier benötige ich natürlich gleichzeitig den Pull-Up UND die Messtrecke, 
also fließt permanent Strom ab. Wenn ich den Pull-Up weiter vergrößere 
verliere ich Spannung. So sind es schon über 5 V

Übrigens habe ich gerade ein Manuel für das o.g. Keithley 487 gefunden. 
Die messen auch im Low-Zweig - echt ernüchternd


Schorsch

: Bearbeitet durch User
von Georg T. (microschorsch)


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Hi,
danke für deinen Beitrag,
Schreiber schrieb:
> Georg T. schrieb:
>> * Analoge Spannungsübertragung mittels Optokoppler -> die sind aber
>> nicht besonders linear, oder linear und sehr teuer
>
> Abhilfe: Analoges Signal in ein digitales wandeln und dieses dann
> übertragen. Das geht entweder mit einem µC oder mit
> Sägezahngenerator+Komperator. Letzteres kann man dann mit einem
> Integrator wieder in ein Analogsignal verwandeln. Wenn es sauber
> abgeglichen ist, dann sollte das hinreichend genau sein.
das ist im Prinzip die ADC->SPI-over ISO-DC-DC die beschrieben steht

>
> Georg T. schrieb:
>> * Hall-Effekt-sensoren -> Auflösung nicht hoch genug
> nochmal genau schauen, die Gleichstrom-Messwandler sind sehr genau
> (dafür aber relativ teuer und sperrig), die billigen Messwandler im
> SMD-IC-Format sind klein und ungenau. Sollte hier durchaus was
> brauchbares geben.
...hm...die besten Messwandler, die ich gefunden haben liefern so max 1% 
Messgenauigkeit, aber nur 3% Temperaturstabilität. Ich wollte schon so 
auf 1mA genau angezeigt bekommen, was ich habe, d.h. die Messgenauigkeit 
sollte schon bei mind. 0.5mA liegen... das könnte knapp werden

Schorsch

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Georg T. schrieb:
> Hier benötige ich natürlich gleichzeitig den Pull-Up UND die Messtrecke,
> also fließt permanent Strom ab. Wenn ich den Pull-Up weiter vergrößere
> verliere ich Spannung. So sind es schon über 5 V

Du könntest natürlich auch am Ausgang messen, dadurch würde auch der FET 
ausgeregelt werden. Schneller wird's dadurch nicht, aber die Schaltung 
ist so oder so eher langsam...

Oder du misst deutlich hochohmiger und pufferst das Signal vor dem ADC 
mit einem FET-Verstärker.

: Bearbeitet durch User
von ArnoR (Gast)


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Georg T. schrieb:
> das hab ich hier mal skiziert.

Was ist denn das? Wieso regelst du die Gatespannung und nicht die 
Ausgangsspannung? R1 verheizt bis zu 30W. Die Verstärkung des Q2 und R5 
machen die Schaltung instabil. Überhaupt ist das hier schon öfter alles 
besprochen worden.

Beitrag "Re: Bauplan Hochspannungsnetzteil 0 - 400V- / 0 - 1A"

von Tcf K. (tcfkao)


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@Georg: Das mit der Steuerung durch einen Längstransistor schrieb ich 
bereits Beitrag "Re: Entwicklung HV-Netzteil, Strom-Messung High-Side?"
Wieso machst Du die Rückkopplung am Gate? Wie Arno sagt aus den Ausgang 
regeln. R1 durch eine Konstantstromquelle ersetzen, sonst geht da zuviel 
Leistung verloren. Die Verstärkung durch Emitterwiderstand zurück 
nehmen, aus Stabilitätsgrund wie Arno sagt.

> Interessant dürfte die Auslegung von R2 werden. Man müsste quasi den
> Innenwiderstand des OK bestimmen

Den brauchst Du nicht, damit hat man früher Drift kompensiert.

Wenn Du schon High-Side misst und wandelst, würde ich mir den ADuM524x 
sparen und am Messshunt einen einfachen µC mit ADC spendieren, der die 
Messdaten dauernd per Optokoppler überträgt. Der Optokoppler braucht 
mehr Strom als der µC, entweder geringe Datenübertragungsrate (1...4 mal 
pro Sekunde), dann kann man den µC noch linear versorgen wie in Bild 
hv-supply2.png.
Oder kleinen DCDC-Wandler einsetzen, die 1W-Type reichen. Die können 1kV 
Iso-Spannung ab, dann bist Du mit dem Optokoppler und dem DCDC-Wandler 
auf der sicheren Seite was die Isolierung angeht.

von ArnoR (Gast)


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Tcf K. schrieb:
> Die Verstärkung durch Emitterwiderstand zurück
> nehmen, aus Stabilitätsgrund wie Arno sagt.

Im Prinzip ja (deshalb ist der auch in der von mir verlinkten Schaltung 
drin), nur wird das dadurch:

> R1 durch eine Konstantstromquelle ersetzen

praktisch wieder aufgehoben. Die Verstärkung steigt wieder an, und es 
braucht etwas Aufwand zur dynamischen Stabilisierung.

Mit dem Wissen des TO wird das Projekt nichts. Keine klare Vorstellung 
von der statischen Funktion so einer Schaltung und von den viel 
wichtigeren dynamischen Problemen noch nie was gehört, aber einen µC in 
die Regelschleife hängen wollen, na gute Nacht auch.

von Tcf K. (tcfkao)


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Die Konstantstromquelle nur um die Verlustleistung zu begrenzen, aber 
bei Verwendung eines MOSFET kann der Widerstand so hochohmig gemacht 
werden dass das kein Problem ist.

µC in der Regelung? Ich dachte es geht nur um einen µC zur 
Strommessung... ah ja, ich sehe, wenn er auf Stromregelung gehen will 
kann das anspruchsvoller werden was die Stabilität betrifft.

Wenn schon "Think-Big" dann sollte eine Thyristor-Vorregelung drin sein, 
in einem Nachbarthread gab es da eine sehr schöne Schaltung von LT.

@Arno: Ich hatte vor Jahren mal aus Spaß ein volldiskretes Netzteil 
entworfen. Nicht aufgebaut, sondern nur als Fingerübung. Um das 
Hochlaufen der Spannung nach Abschalten vorzubeugen hatte ich extra 
einen Transistor vorgesehen, T6. Besonders sollte der Ausgang sicher 
sein gegen alles, Kurzschluss, Rückwärtsspannung etc.

von ArnoR (Gast)


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Tcf K. schrieb:
> µC in der Regelung? Ich dachte es geht nur um einen µC zur
> Strommessung

Georg T. schrieb:
> über einen µC könnte man sogar noch eine Regelschleife
> implementieren.


Tcf K. schrieb:
> Ich hatte vor Jahren mal aus Spaß ein volldiskretes Netzteil
> entworfen. Nicht aufgebaut, sondern nur als Fingerübung.

Freut mich. Ist im Prinzip die Innenschaltung des 723. Ich liebe 
diskrete Schaltungen und solche "Fingerübungen" mache ich fast jeden 
Tag, meist auch nur aus Spaß (heute z.B. die High-Side-Strommessung mit 
OK wegen der Anregung in diesem Thread), man ist auch sehr viel 
flexibler als mit OPVs . Aber manchmal wird auch gebaut.

von Georg T. (microschorsch)


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ArnoR schrieb:
> Was ist denn das? Wieso regelst du die Gatespannung und nicht die
> Ausgangsspannung?

Jaja, natürlich habt ihr vollkommen recht,
aus irgendwelchen Gründen wollte ich Vref nur möglichst genau bestimmen, 
klar, die Rückkopplung muss ganz nach hinten, auch noch hinter den 
Shunt,

damit kann ich den Pull-Up dann auch größer machen, ergo weniger 
Leisungsverlusste

vermutlich muss man noch einen kleinen Integrator einbauen, damit das 
Ding nicht anfängt zu schwingen, aber ich hatte ja schon oben gesagt, 
dass es ein Prinzipschaltbild ist

Danke für den Tipp mit der Gegenkopplung (schäm)

Schorsch

: Bearbeitet durch User
von Peter D. (peda)


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Röhrentrafos haben meistens eine separate Heizwicklung für die 
Gleichrichterröhre von 4V (AZ12) oder 6,3V (EZ81).
Deren Isolation ist entsprechend ausgelegt und damit kann man prima nen 
MC versorgen, der die Ströme am heißen Ende mißt und per UART und 
Optokoppler nach unten sendet.

So ein ADUM mit interner Versorgung ist ja abartig teuer.

Allerdings sinnvoll ist eine solche Strommessung nicht, wird wohl nur 
als Gimmick sein.

Überwachung des Katodenstromes reicht völlig aus, da der fast dem 
Anodenstrom entspricht. Man will ja nicht unnötig Leistung im 
Schirmgitter verpulvern, dafür ist das auch nicht ausgelegt.

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Peter D. schrieb:
> Röhrentrafos haben meistens eine separate Heizwicklung für die
> Gleichrichterröhre von 4V (AZ12) oder 6,3V (EZ81).
> Deren Isolation ist entsprechend ausgelegt und damit kann man prima nen
> MC versorgen, der die Ströme am heißen Ende mißt und per UART und
> Optokoppler nach unten sendet.

Ich habe ihn so verstanden, dass er gerne mehrere Kanäle aus dem 
gleichen Trafo speisen möchte. Da werden zusätzliche Trafos oder 
Wicklungen schnell aufwändiger als so ein ADUM oder andere Lösungen... 
(wie oben jemand schon festgestellt hat, kann man schon über den 
garantierten Spannungsabfall des Sourcefolgers einen kleinen 
Mikrocontroller versorgen)

von Tcf K. (tcfkao)


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Peter D. schrieb:
> Röhrentrafos haben meistens eine separate Heizwicklung für die
> Gleichrichterröhre von 4V (AZ12) oder 6,3V (EZ81).
> Deren Isolation ist entsprechend ausgelegt und damit kann man prima nen
> MC versorgen, der die Ströme am heißen Ende mißt und per UART und
> Optokoppler nach unten sendet.

Laut Opener ist das ein eigens für diesen Zweck gewickelter Trafo, da 
wird keine Heizwicklung für eine Gleichrichterröhre sein.

> So ein ADUM mit interner Versorgung ist ja abartig teuer.

Mein Argument für einen Feld-Wald-und-Wiesen Optokoppler. Den µC kann 
man mit billigsten kleinen DCDC-Wandlern versorgen, selbst die haben 
eine 1-kV-Isolation (konkreten Typen natürlich prüfen). Damit kann man 
High-Side jede Messung machen die man möchte, mit Standard-Bauteilen.

> Allerdings sinnvoll ist eine solche Strommessung nicht, wird wohl nur
> als Gimmick sein.
> Überwachung des Katodenstromes reicht völlig aus, da der fast dem
> Anodenstrom entspricht. Man will ja nicht unnötig Leistung im
> Schirmgitter verpulvern, dafür ist das auch nicht ausgelegt.

So wie es verstehe soll es eine Art Labornetzteil werden, da ist eine 
Überwachung des Schirmgitterstromes schon sinnvoll. Wenn mal der 
Anodenkreis versagt wird das doch schnell überlastet, so habe ich es im 
Kopf.

von Georg T. (microschorsch)


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Hallo,

ihr habt alle recht!

An die Heizwicklung hatte ich auch schon gedacht. Tatsächlich hat mein 
Trafo sekundärseitig 1x390V 1x70V 1x4.5V (das macht dann 6.3V 
gleichgerichtet)

Leider bräuchte ich aber pro Kanal in meinem Netzteil jeweile eine 
Wicklung, die mit die Spannung für meinen µC liefert, die hab ich nicht 
- erscheint mir auch eigentlich zu aufwändig.

Will ich z.B. mit je einem Kanal Anodenspannung und Schirmgitterspannung 
erzeugen, würde sich der Kathodenstom, wenn ich ihn denn zweimal messe 
schlichtweg aufteilen, da ich aber wissen möchte was oben ankommt muss 
ich high-seitig messen (Mal von den Ladungsträgern, die irgendwoanders 
landen abgesehen) - Von daher ist es für mich mehr als ein Gimmick

Das man mit normalen DC/DC Wandlern auch galvanisch trennen kann wußte 
ich bis gestern noch gar nicht, ich dachte immer, das wären quasi 
Schaltnetzteile mit gemeinsamen GND.

Wenn man man Feld-Wald-und-Wiesen DC/DC wandlern eine galvanisch 
getrennte 5V aus 5V machen kann, dann bin ich auch für die OK lösung, 
denn die sind billig und ich habe bestimmt 20 Stück in der Grabbelkiste. 
Aber selbst die ADuM Lösung lag bei 6EUR (das gehört noch nicht in die 
Kategorie abartig teuer, bei 600V bezahl ich ja für 100µF schon bald 
mehr)

Die Idee mit der µC Regelung, ist ja erst durch dieses Forum und die 
hier erzeugten Einfälle entstanden :-)

Gruß Schorsch

von Tcf K. (tcfkao)


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Georg T. schrieb:
> Das man mit normalen DC/DC Wandlern auch galvanisch trennen kann wußte
> ich bis gestern noch gar nicht, ich dachte immer, das wären quasi
> Schaltnetzteile mit gemeinsamen GND.

Oh Gott, für alle zum Mitschreiben: DC/DC-Wandler sind IMMER 
galvanisch getrennt, alles andere sind Schaltwandler!

Diese Frage kam neulich in einem Thread auf, ich fasse es nicht... 
moderne Mythen!

von Georg T. (microschorsch)


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Tcf K. schrieb:
> Oh Gott, für alle zum Mitschreiben: DC/DC-Wandler sind *IMMER*
> galvanisch getrennt, alles andere sind Schaltwandler!

Entschuldige bitte meine Unwissenheit - Hab solche Dinger bisher noch 
nie benutzt :-)

Hab gerade mal die Leistungsverlusste des MOSFETs überschlagen, das ja 
schon so über 50W, d.h. der Kühlkörper müsste dann auch entsprechend 
groß sein (Kategorie groß gleich 100x50mm). Wenn ich mehrere Kanäle 
mache, würde ich gerne alle FETs auch den selben schrauben - mit nem 
Lüfter wird das schon. Leider steht im Datenblatt nicht welches 
Potential der Heatsink hat
. Der wird doch nicht Floaten oder? Ist Isoliermaterial hier der 
richtige Weg?

Schorsch

: Bearbeitet durch User
von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Georg T. schrieb:
> Leider steht im Datenblatt nicht welches
> Potential der Heatsink hat

Oh doch, das steht immer irgendwo. Manchmal verstekt sich das bei den 
Maßzeichnungen der Gehäuse. Zu 99.99 % ist der mittlere Anschluss bei 
Dreibeinern mit der Metallrückseite verbunden.

von Tcf K. (tcfkao)


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Der Kühlkörper hat das Potential des Mountig Tab (Metallteil) des 
Bauteiles, dass man draufschraubt... dumm nur, wenn diese Potenziale 
konkurrieren... ;)
Deswegen montiert man diese Halbleiter isoliert. In manchen Fällen 
(TRIAC) sind die Metallteile isoliert, oder das ganze Bauteil ist in 
Plastik gepackt muss aber trotzdem auf Kühlkörper.

Hast Du schon mal so etwas gebaut? Das kann schon Aua machen...

: Bearbeitet durch User
von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Im Datenblatt vom IRFBE30 finde ich btw. keine DC-Kurve im SOA-Diagramm. 
Bei hohen Uds und Id = 100 mA könnte das knapp werden. 50 W sind sowieso 
relativ viel für ein TO-220...

von Georg T. (microschorsch)


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Huhu,
Auf dem Datenblatt, was ich beim großen R gefunden habe steht nicht mal 
welches Beinchen D S und G ist :-)

Hab schon diverse solche Schaltungen  aufgebaut, aber bisher noch nie 
bis 500V

Schorsch

von Tcf K. (tcfkao)


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Wenn Du die isoliert montierst den zusätzliche Wärmeübergangswiderstand 
in der thermischen Berechnung nicht vergessen. Und wirklich nachmessen 
ob die Isolation gegeben ist, ein kleiner Span im Schraubengewinde 
reicht aus um sich durchzudrücken. Und das Isolationsmaterial (Glimmer, 
Kapton, Silikongummi) auf ausreichende Spannungsfestigkeit aussuchen.

von Georg T. (microschorsch)


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sooooo,....

die Schaltung für die einzelnen Stufen müsste soweit stehen. Schaut mal 
bitte in den Anhang.

Also, wir haben einen nicht-invertierenden Verstärker mit Gegenkopplung 
über Transistor und Mosfet.

In der High-Seite wird über einen ADC, der floatend über einen DC/DC 
Wander gespeist wird der Strom gemessen. Die Kommunikation mit dem 
Wander erfolgt über SPI und Optokoppler. Die Spannung kann ebenfalls mit 
einem ADC gemessen werden.

Ein angeschlossener µC kann die Spannung und den Strom messen und einen 
Wert für URef vorgeben.

Folgende Frage:
1. Hab ich irgendwo einen Fehler gemacht??
2. noch folgende Idee: Kann ich nicht den Gegenkopplungszweig von R8/R9 
zum OVs kappen und anstelle der "analogen" Gegenkopplung einen DAC an 
den negativen Eingang hängen? Auf diese Weise könnte ich auch eine 
Gegenkopplung auf den Strom machen. Das würde aber bedeuten, dass der 
nicht-invertierende Verstärker dann seine Gegenkopplung durch die 
ADC->µC->DAC Kette hindurchbekommt. Das wird auf jedenfall super langsam 
(Die ADCs machen leider nur 1.6Mhz Clock)

Alternativ könnte ich natürlich den Strom messen und die Spannung - 
händisch abregeln

Gruß und Danke
Schorsch

von Tcf K. (tcfkao)


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Georg T. schrieb:
> 1. Hab ich irgendwo einen Fehler gemacht??

1) Am ADC Vss und Vdd vertauscht.
2) Was für ein DC/DC-Wandler ist das? Die kleinen Teile (1W) sind oft 
ungeregelt und völlig ungeeignet als Vref-Quelle! Größeren nehmen und 
nachstabilisieren.
3) Bei OK1A und OK1B würde ich den Emitter auf GND legen, das Signal am 
Kollektor abgreifen. Damit keine Invertierung im Signalweg die LED gegen 
Vcc legen.
4) Den Shunt R3 und R4 mit einem Schutzelement überbrücken sonst ist 
beim ersten Kurzschluss der ADC hin.

Georg T. schrieb:
> 2. noch folgende Idee: Kann ich nicht den Gegenkopplungszweig von R8/R9
> zum OVs kappen und anstelle der "analogen" Gegenkopplung einen DAC an
> den negativen Eingang hängen? Auf diese Weise könnte ich auch eine
> Gegenkopplung auf den Strom machen. Das würde aber bedeuten, dass der
> nicht-invertierende Verstärker dann seine Gegenkopplung durch die
> ADC->µC->DAC Kette hindurchbekommt. Das wird auf jedenfall super langsam
> (Die ADCs machen leider nur 1.6Mhz Clock)

Häh? Die Regelschleife wirst Du so schon nur mit zusätzlichem Aufwand 
stabil bekommen, zusätzlich über den µC zu gehen ist Blödsinn.

: Bearbeitet durch User
von ArnoR (Gast)


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Tcf K. schrieb:
> Den Shunt R3 und R4 mit einem Schutzelement überbrücken sonst ist
> beim ersten Kurzschluss der ADC hin.

Und eine schnelle Strombegrenzung einbauen, sonst ist beim ersten 
Kurzschluss der Mosfet hin. Die lahmarschige Abregelung über den µC ist 
doch ein Witz.

von Tcf K. (tcfkao)


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Yepp!

Tcf K. schrieb:
> - Eine Strombegrenzung ist schön und gut, aber bei der Leistung sollte
> ein "Fold-Back" drin sein. Wenn Du z.B. auf 110mA begrenzt, dann verbrät
> der MOSFET im Kurzschlussfall gut 60W -- entweder thermisch überwachen
> oder Kurzschlussstrom eben nach Fold-Back abregeln.

von Georg T. (microschorsch)


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Hallo,
Tcf K. schrieb:
> 1) Am ADC Vss und Vdd vertauscht.
Oh - danke

> 2) Was für ein DC/DC-Wandler ist das? Die kleinen Teile (1W) sind oft
> ungeregelt und völlig ungeeignet als Vref-Quelle! Größeren nehmen und
> nachstabilisieren.
Ja, es ist so ein 1W Teil - ich hatte darüber nachgedacht einen U-Regler 
dranzuhängen, aber da die Toleranz des Shunts eh bei 5% liegt, müsste 
ich den ADC-Wert im µC eh korrigieren, wenn Du mir jetzt allerdings 
sagst, die dinger schwanken deutlich mehr als 5%, dann würde ich einen 
U-Regler (oder vielleicht reicht auch einfach eine Z-Diode) dranhängen

> 3) Bei OK1A und OK1B würde ich den Emitter auf GND legen, das Signal am
> Kollektor abgreifen. Damit keine Invertierung im Signalweg die LED gegen
> Vcc legen.

das rall ich jetzt nicht....wenn CLK low ist, ist die LED aus, dann wird 
CLK_CH0_HV auf HVOUT_CH0 gezogen....low bleibt low.... da ist keine 
Invertierung - oder mache ich einen Denkfehler?

> 4) Den Shunt R3 und R4 mit einem Schutzelement überbrücken sonst ist
> beim ersten Kurzschluss der ADC hin.
Ja, ich stimme zu, das ist -wichtig- :-) An was für ein Schutzelement 
hattest Du gedacht?
Ich könnte mir vorstellen, dass man mit einem Transistor Gate und Source 
des MOSFETs kurzschließt, sobald eine Schwelle (das wäre dann Umax für 
den ADC) überschritten wird. Ist das als Strombegrenzung schnell genug?


Ich weiß nicht genau, was ihr mit Fold-Back meint???

merci
Schorsch

: Bearbeitet durch User
von ArnoR (Gast)


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Georg T. schrieb:
> Ich weiß nicht genau, was ihr mit Fold-Back meint???

Fold-Back heißt, dass der Ausgangsstrom abhängig von der 
Ausgangsspannung ist und mit der Ausgangsspannung fällt. Das ist nötig, 
um den SOA des Transistors einzuhalten bzw. besser auszunutzen.

Bei Ausgangskurzschluss ist die Spannung über dem Transistor maximal, 
man müsste daher die (feste) Strombegrenzung auf einen sehr kleinen 
Strom auslegen, bei dem der SOA bei 550V noch eingehalten wird. Bei 
höheren Ausgangsspannungen ist die Spannung über dem Transistor kleiner, 
daher verträgt der dort mehr Strom.

Georg T. schrieb:
> Ich könnte mir vorstellen, dass man mit einem Transistor Gate und Source
> des MOSFETs kurzschließt, sobald eine Schwelle (das wäre dann Umax für
> den ADC) überschritten wird. Ist das als Strombegrenzung schnell genug?

Kommt drauf an. Nicht wenn es der µC macht. Es geht, wenn man einen 
einfachen Transistor nimmt, der zwischen B-E die Spannung eines Shunt in 
der Sourceleitung bekommt und dann das Gate zu Source runterzieht.

von Georg T. (microschorsch)


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Hallo,

ArnoR schrieb:
> Kommt drauf an. Nicht wenn es der µC macht. Es geht, wenn man einen
> einfachen Transistor nimmt, der zwischen B-E die Spannung eines Shunt in
> der Sourceleitung bekommt und dann das Gate zu Source runterzieht.


ja, genau das meinte ich, also so wie im Anhang.

Die maximum Power Dissipation ist 180W für den IRFPC50, bei 320mA sind 
das 176W....jajaja das ist sehr sehr knapp... ich ändere das noch

ich schätze, um im Kurzschlussfall ein ständiges Ein- und Ausschalten zu 
verhindern, müsste der µC dann die Spannung aber trotzdem runtersteuern.

Ich überlege gerade, ob ich dazu die Spannung die über Emitter und 
Kollektor des neuen Transistors abfällt nicht einfach auf einen weiteren 
Optokoppler gebe, damit kann ich dann den "Kurzschlussfall" an den µC 
übertragen kann

Schorsch

: Bearbeitet durch User
von ArnoR (Gast)


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Georg T. schrieb:
> ich schätze, um im Kurzschlussfall ein ständiges Ein- und Ausschalten zu
> verhindern

Du verstehst das falsch. Da gibt es kein ständiges Ein- und Ausschalten, 
sondern einfach ein ganz analoges Einregeln auf einen festen Wert.

Georg T. schrieb:
> * Es gibt doppel OKs,  die extrem gleich sind,

Ach ja? Welche denn? Bitte jetzt nicht IL300 oder HCNR200 oder so sagen, 
denn das sind keine Doppel-OKs. Ich habe mal diverse 2-fach und 4-fach 
OK ILD615/ILQ615 ausgemessen, so gleich (deine geforderten 1%) waren 
die nicht.

> man könnte versuchen
> mittels Elektronik eine Vergleichswert einzuregeln

Hab ich gemacht, geht ganz hervorragend.

> -> aber sehr aufwändig

Nö, nichtmal 10 billige Bauteile.

von Georg T. (microschorsch)


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ArnoR schrieb:
>> man könnte versuchen
>> mittels Elektronik eine Vergleichswert einzuregeln
>
> Hab ich gemacht, geht ganz hervorragend.

Hi,

ok...wie machst Du das dann? mittels PWM ein Analogsignal zur High-Seite 
schicken und über einen Komparator ein digitales Signal zurückschicken?

> Du verstehst das falsch. Da gibt es kein ständiges Ein- und Ausschalten,
> sondern einfach ein ganz analoges Einregeln auf einen festen Wert.

hm.... ich glaube, jetzt verstehe ich, was Du meinst.....
ja dann sollte das Ding aber nicht über 100W verbraten....

Schorsch

: Bearbeitet durch User
von Tcf K. (tcfkao)


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Nur kurz, ist spät: Fold-Back machst Du indem Du aus der Basis des T3 
einen Summationspunkt machst, an dem nicht nur die Strominfo, sondern 
auch die Spannungsinfo anliegt, also die Spannung, die über dem 
Längstransistor anliegt. Geht ganz einfach: Widerstandsteiler zwischen 
Drain und Source des Längstransistors, je größer die Spannung darüber 
ist desto mehr wird an der Basis des T3 addiert.
Aber Vorsicht, dieser Spannungsteiler kann den Ausgang ohne Last nach 
oben ziehen, muss man ein bisschen tricksen.

Oder die Basis des T3 je nach Höhe der Ausgangsspannung negativer machen 
(gegenüber dem Knotenpunkt R3/R4), auch über einen Spannungsteiler, das 
ist vermutlich noch besser. Dann ist die Strombegrenzung auch abhängig 
von der Höhe der Ausgangsspannung.

von ArnoR (Gast)


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Georg T. schrieb:
> wie machst Du das dann? mittels PWM ein Analogsignal zur High-Seite
> schicken und über einen Komparator ein digitales Signal zurückschicken?

Nöö, der Strom auf der High-Side wird in eine Spannung gegen Masse auf 
der Low-Side umgesetzt. Rein analog, ganz ohne µC oder Digitalkram, also 
nichts für dich.

von Tcf K. (tcfkao)


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ArnoR schrieb:
> Rein analog, ganz ohne µC oder Digitalkram, also
> nichts für dich.

Wie gemein! ;)

ArnoR schrieb:
> solche "Fingerübungen" mache ich fast jeden
> Tag, meist auch nur aus Spaß (heute z.B. die High-Side-Strommessung mit
> OK wegen der Anregung in diesem Thread), man ist auch sehr viel
> flexibler als mit OPVs .

Veröffentliche die doch mal!

von ArnoR (Gast)


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von M. K. (sylaina)


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ArnoR schrieb:
> Tcf K. schrieb:
>> Veröffentliche die doch mal!
>
> Na gut:
>
> Beitrag "Lineare High-Side-Strommessung mit Optokopplern"

Hab ich mir mal angeschaut und finde ich gut. Sollte meiner Meinung nach 
sogar in die Artikelsammlung.

von Georg T. (microschorsch)


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Hi,

ich hatte in dem anderen Thread schon gesagt, dass ich ArnoRs Schaltung 
sehr schön finde, aber jetzt gehts mal hier weiter:

Frage in die Runde:
Wo ich die großen Cs hinmachen? Klar, ein paar Dicke kommen in die 550V 
Eingangsspannung, die sind ja nur gegrätscht. Ich hätte jetzt 2x 100µF 
in Reihe davorgepackt (ich krieg die Dinger leider nur bis 350V :-( ), 
die übrigbleibenden 50µF würden bei 100mA etwa 3V Brummspannung ergeben, 
wenn ich richtig gerechnet habe (wobei ich mich jedes mal Frage, wo 
dieser Faktor 0.75 herkommt...)

Soll ich noch Cs in den Regelkreis packen? oder gar dahinter? Gegen ein 
paar kleine spricht ja nichts, ein kleiner Integrator vielleicht. Aber 
wenn ich große Cs nach hinten packe, kriege ich die Spannung nicht mehr 
runter, oder soll ich gar noch n MOSFET zum Reduzieren der Spannung 
eines Cs ganz hinten spendieren..... hab sowas noch nie gesehen?

Intuitiv hätte ich die großen an die Versorgerseite gepackt und kleinere 
- vielleicht 1µF oder noch kleiner weiter nach hinten

Was sagen unsere Experten?

Schorsch

von 7uptrinker (Gast)


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Servus Georg,

ich hatte Gerade einen größeren Text geschrieben mit mehreren 
Lösungsansätzen bzw. Vorschlägen. Irgendwie bin ich auf irgendwas 
gekommen mit meinem scheis touch Tablett und hatte dann plötzlich eine 
Seite "registrierte User" da. Der text war natürlich komplett weg...

Ich hab jetzt keine Lust mehr alles nochmal rein zu Touchen. Ich schreib 
morgen nochmals mit einer vernünftigen Tastatur...

Sorry.

Gruß

7up

von ArnoR (Gast)


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Georg T. schrieb:
> wobei ich mich jedes mal Frage, wo dieser Faktor 0.75 herkommt...

Der kommt daher, dass der Glättungselko nicht die gesamten 10ms 
Halbwellendauer den Strom liefern muss, sondern nur in der Zeit, in der 
nicht vom Netz her nachgeladen wird.

Georg T. schrieb:
> Soll ich noch Cs in den Regelkreis packen? oder gar dahinter?

Kommt auf die konkrete Schaltung an. Du brauchst einen tiefliegenden Pol 
in der Regelschleife, der die Schleifenverstärkung mit der Frequenz so 
absenkt, dass die Schwingbedingung nicht erfüllt wird. Einfach nur 
irgendwo Cs reinbauen, verschlimmert die Situation idR.

von 7uptrinker (Gast)


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Hallo Georg,

ich hätte eine Frage:
Hast Du die Hinweise auf „Differenzverstärker“ einfach nicht gesehen, 
oder ist Dir das zu einfach / zu Analog?

Einfacher und Sinnvoller als mit einem Differenzverstärker kann die 
High-Side Messung (wie Du sie benötigst) nicht umgesetzt werden. Das ist 
heute immernoch die einfachste und gängigste Methode.

Du benötigst dafür genau 6 Bauteile:
-  2 HV Widerstände (oder mehrere normale in Reihe)
-  2 normale Widerstände
-  Einer relativ niederohmigen Shunt
-  Einen OPV

Aus dem OPV kommt dann die Spannungsdifferenz des Shunt einfach auf GND 
bezogen heraus. Du kannst sogar noch die Verstärkung über die 
Wiederstände einstellen, so dass z.B. 0 – 0,2A Ausgangsstrom zu 0 – 4V 
werden.

Da die Widerstände einen Spannungsteiler zu Uout ergeben, kannst Du die 
geteilte Spannung sogar nochmals abgreifen und mit einem 2. OP 
verstärken – beispielsweise auch auf 0 – 4V. Fertig ist die Spannungs- 
und Strommessung für einen HV-Ausgang

Wenn Du mehrere HV-Ausgänge benötigst nimm die gleiche Schaltung einfach 
2x 3x etc.. Du kannst für 2 Ausgänge z.B. auch einen 4-Fach OP 
verwenden.

Die so gewonnenen Messwerte würde ich einem MC (Microcontroller) an 
dessen Analogeingängen geben. An den MC ein Punktmatrixdisplay dran, 
interne Referenz des AD auf 4,096V und fertig ist U/I Anzeige. Anbieten 
würde sich dafür der PIC16F1789. Der hat einen 12Bit A/D mit drin. Falls 
Du doch mal den Regelkreis über den MC machen möchtest bringt er auch 
gleich einen 8Bit D/A mit. Außerdem hat er Steuerungsmöglichkeiten für 
SMPS gleich mit dabei…

Die Spannungsversorgung dafür kannst Du verlustarm über die 6,3V 
Wicklung deines Trafo umsetzen.

Die Endstufe würde ich keinesfalls mit einem FET realisieren; Einen FET 
kann man sich vorstellen wie viele kleine FETs die parallel geschaltet 
sind. Jeder FET leitet bei einer etwas anderen Ugs. Die FETs die als 
erstes zu leiten beginnen müssen dann die Arbeit alleine Verrichten und 
sterben deshalb. In einem großen FET entstehen dadurch sogenannte 
Thermal-Spots auf dem Chip (DIE). An den Stellen stirbt das Bauteil 
dann. Die Fläche als solche arbeitet kaum – eben nur einige wenige 
Spots.
Im Schaltbetrieb eines FET spielt das keine Rolle, weil die Ugs so hoch 
ist, dass der komplette DIE leitend wird. Die Spots entstehen also 
nicht.
Nimm einen ordentlichen HV NPN Transistor. BUJ302 oder BUL216 evtl. auch 
mit dem BU208 / BU508.

Der Haken ist natürlich den Basisstrom zur Verfügung zu stellen. Da der 
aber deutlich kleiner ist würde ich dafür dann schon einen FET 
verwenden. Allerdings auch hier einen dicken, damit sich die Spots des 
FET auf eine größere Fläche verteilen. Der Id oder RDSon spielt hier 
keine Rolle.

Wichtig wäre mir ein großes Gehäuse (TO-220 oder TO-247) und eine kleine 
Gatekapazität.

Schaltungstechnisch würde ich das dann so umsetzen:

Dicken NPN als Endstufe, FET als Treiber. Das Gate des FET mit einem 
hochohmigen R an V+. An GND einen kleinen NPN mit dessen Emitter. Dessen 
Kollektor auch ans Gate des FET. Über den Basisstrom des kleinen NPN 
mittels eines OP die Ausgangsspannung regeln. Es dürfte die größte 
Schwierigkeit sein den Regelkreis stabil zu bekommen, weil die 
Verstärkung ziemlich hoch wird durch den OP und den kleinen NPN.

Als Referenzspannung kannst die 4,096V des MC verwenden – Poti dran und 
rein in den OP.
Als U-Feedback bietet sich die 0-4V erzeugte Messspannung an.

Zusätzlich zum kleinen NPN könnte man einen 2. baugleichen NPN mit 
Emitter und Kollektor Parallel schalten und dessen Basis wieder mit 
einem (weiteren) OP verbinden. Dessen Referenz wieder mit den 4,096V und 
Poti. Das Feedback hierfür aus den 0-4V der Strommessung.
Damit wäre sowohl die Spannung als auch der Strom einstellbar.

Alternativ könnte man die beiden Potis nicht direkt an die 4,096V 
Referenz hängen sondern die 4,096V auf die D/As des MC schalten und 
deren Ausgänge für die Potis verwenden. Man könnte somit per Firmware 
innerhalb eines gewissen Bereich die Max-Werte für Spannung und Strom 
einstellen. Mit etwas Muse könnte man natürlich auch die gewünschte 
REF-Spannung aus dem Controller direkt generieren (ohne Poti, oder 
Wahlweise) um das Gerät Seriell steuern zu können. Falls einem die 8Bit 
der D/As zu wenig sind, kann man auch die PWMs des Controller verwenden. 
Aber in jedem Fall wäre die Regelung flott über die analogen 
Regelkreise. Eine Temperaturüberwachung mit Stromreduzierung bei hoher 
Temperatur wäre auch kein Ding.

Gruß

7up

von M. K. (sylaina)


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7uptrinker schrieb:
> Anbieten
> würde sich dafür der PIC16F1789. Der hat einen 12Bit A/D mit drin. Falls
> Du doch mal den Regelkreis über den MC machen möchtest bringt er auch
> gleich einen 8Bit D/A mit.

Als Regler für ein Powersupply? Na dann auf jeden Fall den ADC 
ordentlich übersteuern/übertakten und nicht nur mit 75 ksps fahren, das 
wäre viel zu langsam für einen PowerSupply-Regler.

von Georg T. (microschorsch)


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7uptrinker schrieb:
> Hast Du die Hinweise auf „Differenzverstärker“ einfach nicht gesehen,
> oder ist Dir das zu einfach / zu Analog?

Hi 7uptrinker,
ne, ich hatte deinen Eintrag tatsächlich überlesen - sorry.

Ich glaube ich verstehe, was Du meinst: Du möchtest eine PI-Schaltung 
realisieren (Anhang). Prinzipiell ist das was Du sagst möglich und 
richtig, allerdings wird ein Spannungsunterschied von sagen wir mal 5V 
am Sense bei einer HV von 550V, um sie auf die Low-Seite zu bringen 
mindestens um den Faktor 100 runterteilt, d.h. Du musst aus 50mV 
Maximalsignal einen ADC füttern. Soweit nicht unmöglich.

Dazu kommt das Problem, dass GND des ADC nicht GND des Systems sein 
kann, neuere Chips erlauben aber bis zu etwa 0.7V Abweichung zu GND mit 
einem separaten Ref- Eingang, also auch das wäre möglich 
(Teilungsverhältnis dann aber bei fast 1:800

Dazu kommen die Toleranzen der Widerstände. 5% sind bei den hochohmigen, 
die Spannungsstabil genug sind sicher keine Ausnahme. die 5% haben wir 
zweimal

Ich glaube Du verstehst, worauf das hinausläuft, oder? Du wirst die 
Auflösung nicht mehr aus dem Signal bekommen, vor allem nicht, weil Du 
deine Bauteile nicht genaugenug kennst.

Was willst Du denn mit dem Optokoppler, vielleicht hab ich dich nicht 
richtig verstanden. Skizzier mal was Du vorschlägst

Für mich ergibt sich folgender Gedanke, wenn ich in meinem Netzteil 
wirklich mehrere Kanäle haben will benötige ich sowieso externe ADCs, 
der Schaltungsaufwand um den ADC nach oben zu bekommen ist minimal (mit 
dem DCDC gedöns und den 3 OKs), alles was ich an Aufwand spendieren 
muss, um die analoge Spannung nach unten zu bekommen, muss ich also 
gegen diesen Minimalaufwand rechenen. Ich fürchte die digitale Lösung 
ist einfacher - und höchstwahrscheinlich sehr viel genauer.

Das mit dem FET oder hier ist es ein MOSFET:

Ich kann schlecht beurteilen, ob das was Du sagst stimmt, bin in dem 
Thema nicht ganz fit. Die analogen Schaltungen, die ich bisher aufgebaut 
hatte haben bisher immer einen FET getaktet - Hier würde er tatächlich 
linear betrieben werden.

Es wundert mich allerdings, wieso z.B. Audioverstärker (mit FETs), die 
ebenfalls analog betrieben werden dann überhaupt funktionieren. Ich habe 
weiterhin viele Vorschläge für Schaltungen dieser Art mit (MOS)Fets 
gesehen. - Wie gesagt, ich kanns nicht beurteilen - es wundert mich nur

Skizzier mal bitte deinen Vorschlag mit dem dicken NPN als "Endstufe", 
es schwer sich das vorzustellen.

Wieso sagt mir denn eigentlich keiner wo ich welche Cs hinpacken soll?

Schorsch

: Bearbeitet durch User
von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Georg T. schrieb:
> Es wundert mich allerdings, wieso z.B. Audioverstärker (mit FETs), die
> ebenfalls analog betrieben werden dann überhaupt funktionieren.

Aus meiner Reparaturerfahrung kann ich sagen, dass Audioverstärker oft 
nicht sonderlich lange funktionieren.

Leistungs-FETs sind vertikale Typen mit vielen, vielen parallel 
geschalteten FET-Zellen. Hier treten im linearen Betrieb ähnliche 
Effekte wie der zweite Durchbruch beim Bipolartransistor auf (lokale 
Überhitzung), nennt sich dann Spirito-Effekt.

: Bearbeitet durch User
von Falk B. (falk)


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@ Georg T. (microschorsch)

>    pi.png

>> Hast Du die Hinweise auf „Differenzverstärker“ einfach nicht gesehen,
>> oder ist Dir das zu einfach / zu Analog?

>Hi 7uptrinker,
>ne, ich hatte deinen Eintrag tatsächlich überlesen - sorry.

>Ich glaube ich verstehe, was Du meinst: Du möchtest eine PI-Schaltung
>realisieren (Anhang).

Das ist keine PI-Schaltung.

>mindestens um den Faktor 100 runterteilt, d.h. Du musst aus 50mV
>Maximalsignal einen ADC füttern. Soweit nicht unmöglich.

Die Schaltung ist Müll, weil sie extrem auf Toleranzen reagiert. Das hat 
der gute, alte Bob Pease (RIP) schon vor Ewigkeiten festgestellt (und 
nebenbei noch über europäische Ingenieure gemotzt, wieviele hat er 
jemals wirklich getroffen und gesprochen?)

"and he said he had been quite surprised when he found that many 
engineers in Europe were quite unfamiliar with the concept of an "error 
budget." "

Cmon!

http://electronicdesign.com/power/whats-all-error-budget-stuff-anyhow

von Georg T. (microschorsch)


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Wir können auch anstelle des MOSFET einen BU2525, nehmen, der geht bis 
125W, da müsste ich nur einige Werte anpassen.

Trifft das, was Du bei den FETs sagst auch auf "Power Transistoren" zu?

Wie gesagt es wundert mich, wenn Du nach HV Netzteil googlest haben fast 
alle nen MOSFET in der Endstufe

Schorsch

von Georg T. (microschorsch)


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Falk B. schrieb:
> Die Schaltung ist Müll, weil sie extrem auf Toleranzen reagiert.

Wenn Du meinen Beitrag bis zum Ende gelesen hättest, hättest Du 
verstanden, das ich genau das sagen will!

Schorsch

: Bearbeitet durch User
von Falk B. (falk)


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@ Georg T. (microschorsch)

>Wenn Du meinen bis zum Ende gelesen hättest, hättest Du verstanden, das
>ich genau das sagen will!

Was du willst und was du WIRKICH tust sind aber zwei verschiedene Paar 
Schuhe. Du redest von Auflösung, mein verlinkter Artikel von Offset- und 
Proportionalfehlern.

von ArnoR (Gast)


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Georg T. schrieb:
> Wie gesagt es wundert mich, wenn Du nach HV Netzteil googlest haben fast
> alle nen MOSFET in der Endstufe

Der Aufbau der Trench-Mosfets ist so wie oben gesagt wurde, das heißt 
aber nicht, dass die für analoge Anwendungen nicht geeignet sind. Man 
muß halt nur die Grenzwerte (am besten mit etwas Abstand) einhalten und 
natürlich nicht mehrere Grenzwerte gleichzeitig bis zum Anschlag 
ausnutzen, dann geht das auch. Für viele Trench-Mosfets gibt es 
DC-Kurven im SOA-Diagramm, auch für den in Röhrennetzteilen gern 
eingesetzten IRF840:

http://www.st.com/web/en/resource/technical/document/datasheet/CD00000705.pdf

Georg T. schrieb:
> Wieso sagt mir denn eigentlich keiner wo ich welche Cs hinpacken soll?

Weil es nicht so einfach ist wie du wohl denkst:

ArnoR schrieb:
> Kommt auf die konkrete Schaltung an. Du brauchst einen tiefliegenden Pol
> in der Regelschleife, der die Schleifenverstärkung mit der Frequenz so
> absenkt, dass die Schwingbedingung nicht erfüllt wird. Einfach nur
> irgendwo Cs reinbauen, verschlimmert die Situation idR.

von Georg T. (microschorsch)


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Huhu,

hab jetzt mal im Datenblatt vom großen R genauer hingeschaut:
http://cdn-reichelt.de/documents/datenblatt/A100/IRFPC50_VIS.pdf

ein ähnliches Bild wie ArnoR von 840er geschickt hat. 10ms Pulse gehen 
bei 600V bis 800mA. Ich denke Mal Dauerstrom bis 200mA wird dann wohl 
gehen.

gut der irfpc50 bleibt also drin.

Zu den Cs....

ich hab jetzt doch mal den Titze Schenk aus dem Bücherregal geholt. In 
meiner Auflage steht eine sehr ähnliche Schaltung, wie die die oben 
besprochen wird. Allerdings mit einem invertierenden Verstärker und PNP 
Typen statt NPNs. (in meiner Ausgabe Bild 15.19)

Er schreibt, dass man die Schwingprobleme hier mit einem großen C (nicht 
das mit den Apothekerpreisen...) am Ende lösen kann. Er schreibt aber, 
dass die Schaltung nicht unbelastet sein darf, weil sonst der 
Regelverstärker nicht tut. Daher hat er niederohmige Rs (für den 
Verstärkungsfaktor) benutzt.

Wenn ich bei meiner Schaltung 10µ in den Ausgang packe, und ich 5mA 
"Leckstrom" akzeptieren kann, hab ich eine Zeitkonstante von etwas über 
1 Sekunde. - kommt mir sehr sehr viel vor

Daher überlege ich, was es bedeutet, die Schaltung mit dem 
invertierenden Verstärker umzusetzen, die Zeitkonstate wäre hier sicher 
einen Faktor 1000 kleiner. Alternativ könnte ich die Schaltung auch als 
Inverter aufbauen mit einem MOSFET quer zum großen C - sowas hab ich 
aber bei Netzteilen noch nie gesehen

Was denkt ihr?

Schorsch

: Bearbeitet durch User
von ArnoR (Gast)


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Georg T. schrieb:
> hab jetzt mal im Datenblatt vom großen R genauer hingeschaut:

Aber leider nicht genau genug. In dem SOA-Diagram ist keine DC-Kurve. 
Und die liegen durchaus nicht immer im etwa gleichen Abstand wie die 
anderen unterhalb der 10ms-Kurve. Zum Vergleich hier mal schauen:

http://www.irf.com/product-info/hi-rel/alerts/fv5-p-09-01-a.pdf

von Georg T. (microschorsch)


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für einen Digitalo wie mich sind 10ms DC :-)

Der Faktor 4 an sicherheit wird wohl genügen

Schorsch

von 7uptrinker (Gast)


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Hallo zusammen,

@Falk:
Das ist schon richtig, dass mit steigender Ausgangsspannung und kleiner 
werdenden Messgrößen der Gesamtfehler immer mehr zum Tragen kommt. Da es 
hier allerdings um ein Netzteil für Röhren geht, habe ich die geforderte 
Genauigkeit nicht so hoch angesetzt. Schön wäre allerdings wenn in 
Deinem Link die Bilder zu dem Text auch da wären. Ich habe z.B. 
überhaupt nicht begriffen wie das mit dem Transistor gemeint ist und 
dieser verschaltet werden soll - Ein Schaltbild wäre super gewesen.

@Schorsch:
Grundlegend frage ich mich jetzt, warum man überhaupt eine analoge 
Endstufe anstrebt, wenn man doch am liebsten alles digitalisieren will? 
Warum dann nicht ein SMPS?
Da Deine Entscheidung ja bereits für einen FET als Endstufe gefallen 
ist, spare ich es mir, einen Schaltplan zu meinem Vorschlag zu 
erstellen. Ich garantiere Dir allerdings auch, dass nach einem 
Kurzschluss am Ausgang sofort der FET bei seinen Freunden im Himmel sein 
wird.


Einen weiteren Vorschlag zur Strommessung hätte ich allerdings noch:

Mit einem TL494 oder SG3525 einen WE-Flex Trafo ansteuern. Damit hättest 
Du 4 gleiche potentialfrei von allem getrennte Spannungen. Die kannst Du 
zur Versorgung für einfache billige Panelmeter verwenden. Ob High-Side 
oder Low-Side oder Inverted ist dann völlig egal. Als Primärversorgung 
bietet sich wieder die 6,3V Wicklung an.

Falls Du dennoch von der High-Side zur Low-Side übertragen möchtest, es 
gibt auch Digital-Isolatoren die höhere Geschwindigkeiten können und mit 
Ports für die eine und auch in die andere Richtung angeboten werden 
(Allerdings ist eine Versorgung für beide Seiten erforderlich).

Mir stellt sich allgemein aber noch die Frage, wie Du bei einer 
digitalen Lösung eine einstellbare Strombegrenzung realisieren willst?

PS: 0,1% Widerstände gibt es z.B. bei Reichelt. 0,6W 250V 0,22€

@Martin:
Das kann ich nur bestätigen. Was ich schon FETs diverser Endstufen 
ausgetauscht habe kann ich nicht mehr zählen. Egal ob es IRF540, IRFP140 
oder japanische 2SJ Typen waren…

Gruß
7up

von ArnoR (Gast)


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7uptrinker schrieb:
> Schön wäre allerdings wenn in
> Deinem Link die Bilder zu dem Text auch da wären. Ich habe z.B.
> überhaupt nicht begriffen wie das mit dem Transistor gemeint ist und
> dieser verschaltet werden soll - Ein Schaltbild wäre super gewesen.

Klick am Ende des Textes auf "See Associated Figure"

von Georg T. (microschorsch)


Angehängte Dateien:

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Hallo zusammen,

ich hab die letzen Tage nochmal eifrig weitergebrütet hab schließlich 
mit PSpice so lange rumgeknobelt bis etwas dabei herauskommt -> siehe 
Anhang

folgendes fällt mir auf:
Die Wiederstände, die ich benutze sind weitestgehend egal, bis auf R14 
und R15. Hierrüber wird die Verstärkung eingestellt.

Die Diode am Ausgang sorgt für einen Spannungsabfall von 0.7 Volt, so 
dass bei z.B. 1V Eingangsspannung nur 
Uaus=(Uein-0.7V)xVerstärkungsfaktor  = 30V herauskommt. Ohne die Diode 
rechnet PSpice sich dumm und dusselig, keine Ahnung warum,

Was mir nicht ganz klar ist:
Ist es nun ein invertierender Verstärker? Ist es nämlich eigentlich 
nicht... denn Uein ist positiv und Uaus auch. Ich nehme an, dass der 
Transistor, die Spannung hier invertiert - ist ja logisch, je größer die 
Ausgangsspannung umso größere UBE umso niedriger wird das Potential des 
Gates.

Hab ich das richtig verstanden?

Ich hab einen netten Schaltplan im Netz gefunden

http://www.hpm-elektronik.de/ng350-0400-netzteil.htm

den man, so denke ich benutzen kann, um für die richtige Dimensionierung 
der Cs zu sorgen. Die Art und Weise wie hier die Strombegrenzung benutzt 
wird ist ebenfalls ganz schön. Das mit der Transistorkaskade ist 
allerdings im Zeitalter der 600V Transistoren für meinen Geschmack 
ziemlich outdated.

Ich überlege, ob man sich an seiner Schaltung orientiert, allerdings die 
Strombegrenzung genauso wie Michal Köhler beschrieben 
(Beitrag "Lineare High-Side-Strommessung mit Optokopplern") in den high-zweig 
packt.

Zudem würde ich nicht 1x 350V 500mA sondern eher 4x 500V 120mA machen 
wollen. TL431 würde ich auch nicht nehmen (die Dinger verstehe ich bis 
heute nicht richtig)

Schorsch

: Bearbeitet durch User
von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Georg T. schrieb:
> Ist es nun ein invertierender Verstärker? Ist es nämlich eigentlich
> nicht... denn Uein ist positiv und Uaus auch. Ich nehme an, dass der
> Transistor, die Spannung hier invertiert - ist ja logisch, je größer die
> Ausgangsspannung umso größere UBE umso niedriger wird das Potential des
> Gates.

Ja.


Es wird der Stabilität gut tun, wenn die Spannungsverstärkung von Q9 so 
klein wie möglich ist. Dazu kann man R16 vergrößern und noch einen 
Emitterwiderstand einfügen. D2 erfüllt so keinen Zweck - ich vermute 
mal, dass du noch eine Stromregelung einbauen möchtest? In jedem Fall 
sollte da noch ein Pull-Down an R16.

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Georg T. schrieb:
> Das mit der Transistorkaskade ist
> allerdings im Zeitalter der 600V Transistoren für meinen Geschmack
> ziemlich outdated.

Du meinst die Kaskode T5/T6? M.E. hat er das so gemacht für diese 
Relaisschaltung da (-- um Probleme beim Einschalten zu Kaschieren?)

von Tcf K. (tcfkao)


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Georg T. schrieb:
> Ich hab einen netten Schaltplan im Netz gefunden
>
> http://www.hpm-elektronik.de/ng350-0400-netzteil.htm

Das wurde schon einmal irgendwo genannt. Dieses Netzteil ist wirklich 
absolut klasse aufgebaut von jemanden der wirklich Ahnung der Materie 
hat. Du kannst Dir daran ein Beispiel nehmen, da stimmt jedes Detail und 
ist durchdacht. Die Kaskoden-Schaltung erlaubt es eben einfache 
Transistoren zu verwenden.
Beachte auch den definierten Power-Up/Power-Down Shutdown durch T9, da 
gibt es in Deiner Schaltung Vollgas...
Kein Vergleich mit dem gemurksten Teil in Jögis Röhrenbude.

von Tcf K. (tcfkao)


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Marian B. schrieb:
> Du meinst die Kaskode T5/T6? M.E. hat er das so gemacht für diese
> Relaisschaltung da (-- um Probleme beim Einschalten zu Kaschieren?)

Nein, nicht kaschieren, sondern für definiertes Verhalten (Uout = 0V) zu 
sorgen.

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Tcf K. schrieb:
> Beachte auch den definierten Power-Up/Power-Down Shutdown durch T9, da
> gibt es in Deiner Schaltung Vollgas...

Hust das geht allerdings auch ohne Elektromechanik.

von Tcf K. (tcfkao)


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Marian B. schrieb:
> Hust das geht allerdings auch ohne Elektromechanik.

Schon, aber man muss eben daran denken.

Außerdem hat der Öffner eines Relais eben den Vorteil auch mit absoluter 
Spannungslosigkeit der gesamten Schaltung zuverlässig zu arbeiten... 
kannst sonst nur noch ein Pulldown.

: Bearbeitet durch User
von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Das Relais baut sich sicher auch nicht ohne Denken ein ;-)
Ich vermute mal, dass ihm das Problem des "Kontrollverlustes" erst 
später aufgefallen ist, und da ist dieses Relais natürlich die 
einfachste und sicherste Lösung ohne die Schaltung groß zu ändern.

Ich will das Projekt dort gar nicht madig machen - das ist ja durchaus 
sehr gut gebaut und dokumentiert, und es dürfte definitiv zu den 
besseren Eigenentwicklungen bei den "Mittelspannugsnetzteilen" (sagen 
wir mal, >200 V, <1 kV) gehören (die niedrige Ausgangskapazität gefällt 
mir z.B. sehr gut).

Als "da stimmt jedes Detail" würde ich es allerdings nicht bezeichnen.

: Bearbeitet durch User
von Tcf K. (tcfkao)


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Das Problem mit dem Emitterfolger und dem Pullup ist halt dass 
irgendwann beim Ausschalten der OP nicht mehr regelt, der Haupt-Elko 
aber noch genügend geladen ist. Entweder den Elko definiert entladen 
oder diese harte Sperre, ich finde das ok.
Und er hat einen Rückspeise- und Verpolschutz drin, das findet man 
selbst nicht in den Geräten die als (günstige!) "Labornetzteile" 
verkauft werden.

Edit: Das Ein-Ausschalt-Problem habe ich anders gelöst, siehe hier:
Beitrag "Re: Entwicklung HV-Netzteil, Strom-Messung High-Side?"

: Bearbeitet durch User
von ArnoR (Gast)


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Tcf K. schrieb:
> Das Problem mit dem Emitterfolger und dem Pullup ist halt dass
> irgendwann beim Ausschalten der OP nicht mehr regelt, der Haupt-Elko
> aber noch genügend geladen ist. Entweder den Elko definiert entladen
> oder diese harte Sperre, ich finde das ok.

Eine einfache Lösung für das Problem wäre die Versorgung des 
(Single-Supply-) Regel-OPV mittels Bipo-Stromquelle aus der 
Oberspannung. Dann funktioniert die Regelung ab/bis ein paar V 
Oberspannung und es kommt nicht zum Hochlaufen der Ausgangsspannung. 
Außerdem spart man die symmetrische Zusatzversorgung des OPV ein.

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Wenn die Regelung unbedingt auf der Low-Side sitzen muss, kann man die 
Schaltung auch so aufbauen, wie HP es seit 40 Jahren oder so bei ihren 
Doppel- und Dreifachnetzteilen macht. Über VA (Vb ist für die negative 
Endstufe) ist ein definiertes Einschalten gewährleistet. Die Schaltung 
habe ich so ähnlich nachgebaut (als Doppelnetzteil, 0-+-35 V, 500 mA) 
und funktioniert tatsächlich sehr gut - der Ausgang ist sauber beim Ein 
wie Ausschalten.

von Georg T. (microschorsch)


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Marian B. schrieb:
> D2 erfüllt so keinen Zweck - ich vermute
> mal, dass du noch eine Stromregelung einbauen möchtest? In jedem Fall
> sollte da noch ein Pull-Down an R16.

Hi,

in der Tat, ein paar Details verstehe ich noch nicht. Warum funktioniert 
das mit den zwei Reglern gleichzeitig überhaupt? Ich benötige doch eine 
Schaltung die zwei Spannungen einregelt (einmal über U einmal über I), 
dazu kommt, dass jeweils der kleinere Wert "gewinnen" muss. Ich verstehe 
noch nicht wieso das funktioniert. Sagen wir der U Regler macht 5V am 
Ausgang der I Regler 3V, wieso liegen dann 3V an?? Was sorgt dafür das 
sie zusätzlichen 2V abfallen?

Marian B. schrieb:
> Es wird der Stabilität gut tun, wenn die Spannungsverstärkung von Q9 so
> klein wie möglich ist. Dazu kann man R16 vergrößern und noch einen
> Emitterwiderstand einfügen.

klar er darf nicht durchsteuern, das mache ich mit einem großen R16. 
Aber wenn ich einen Emitterwiderstand einfüge kommt das Gate ja nie auf 
GND-Potential.

Euren Argumenten mit Single-Supply OPVs kann ich auch noch nicht ganz 
folgen. Der Einfachheit halber hätte ich auf jeden Fall einen 
Single-Supply-Typen eingesetzt

Schorsch

: Bearbeitet durch User
von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Georg T. schrieb:
> Sagen wir der U Regler macht 5V am
> Ausgang der I Regler 3V, wieso liegen dann 3V an?? Was sorgt dafür das
> sie zusätzlichen 2V abfallen?

Das erledigen die Dioden ("or gate"). Im Prinzip verwandeln sie die 
Regler in Begrenzer, d.h. der niedrigste Ausgangswert der 
angeschlossenen Begrenzer bestimmt die Ausgangsspannung. In dem Plan 
von dem Post über dir erledigen das CR5, CR6 und R13.

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Georg T. schrieb:
> klar er darf nicht durchsteuern, das mache ich mit einem großen R16.
> Aber wenn ich einen Emitterwiderstand einfüge kommt das Gate ja nie auf
> GND-Potential.

Braucht es ja auch nicht, weil die Ausgangsspannung negativer als das 
Gate ist. Wie positiv das Gate sein darf, ohne dass nennenswerte 
Spannung am Ausgang steht, bestimmt also der Ruhestrom der Endstufe (~> 
der also derart beschaffen sein sollte, dass er auch bei 0 V am Ausgang 
fließen kann - das geht z.B. mit einer Stromquelle, deren 
Bezugspotential ein paar V unter dem negativen Ausgangspotential liegt). 
Da bei dir der Strom eher klein sein wird, böte sich dafür die negative 
Versorgung deiner OPs an.

: Bearbeitet durch User
von Georg T. (microschorsch)


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Marian B. schrieb:
> Georg T. schrieb:
>> Sagen wir der U Regler macht 5V am
>> Ausgang der I Regler 3V, wieso liegen dann 3V an?? Was sorgt dafür das
>> sie zusätzlichen 2V abfallen?
>
> Das erledigen die Dioden ("or gate"). Im Prinzip verwandeln sie die
> Regler in Begrenzer, d.h. der niedrigste Ausgangswert der
> angeschlossenen Begrenzer bestimmt die Ausgangsspannung. In dem Plan
> von dem Post über dir erledigen das CR5, CR6 und R13.

Jetzt rall ichs, das ist wegen dieses 2x invertierenden Verstärkers. Am 
Ausgang des OPVs ist bewirkt die großere Spannung die kleinere 
Ausgangsspannung, daher sorgen die Dioden nur dafür, dass die 5V nicht 
in die 3V abfließen. Was ist der Grund, dass er hier 2 Dioden verwendet? 
Über den Regelkreis fallen so 1.4V ab, die Dioden, die wohl anzeigen 
sollen, ob I oder U geregelt wird, schalten allerdings schon bei etwas 
über 1V ein? Das verstehe ich immer noch nicht.

Was der Pull-Down Widerstand damit zu tun hat, verstehe ich noch nicht, 
der Strom würde doch immer über die BE Strecke abfließen.

> Braucht es ja auch nicht, weil die Ausgangsspannung negativer als das
> Gate ist.
hä? wenn U_GS > ~2V, dann schaltet der MOSFET durch? D.h. der Emitter 
kann bis zu maximal +2V gegen GND floaten, sonst kann ich mit dem 
Ausgang die GND nicht erreichen. Oder hab ich mich verrechnet. Mit den 
zwei Volt kann also den Arbeitspunkt verschieben. Kann es sein, dass der 
Entwickler deshalb de zwei Dioden eingesetzt hat?

Schorsch

von Jobst M. (jobstens-de)


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Michael K. schrieb:
> Warum nicht machen wie in gefühlt 99% aller linear geregelten
> Labornetzteilen? Die Regelschaltung surft da quasi auf der Highside.

Offensichtlich möchte man ein neues Rad. Meiner Meinung nach der beste 
Hinweis in diesem Thread und doch absolut links liegen gelassen!


Gruß

Jobst

von ArnoR (Gast)


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Jobst M. schrieb:
> Michael K. schrieb:
>> Warum nicht machen wie in gefühlt 99% aller linear geregelten
>> Labornetzteilen? Die Regelschaltung surft da quasi auf der Highside.
>
> Offensichtlich möchte man ein neues Rad. Meiner Meinung nach der beste
> Hinweis in diesem Thread und doch absolut links liegen gelassen!

Dazu braucht man aber eine mitschwimmende Stromversorgung für den 
Regler. Diesen Aufwand kann man einsparen und das Regelverhalten solcher 
Schaltungen ist auch nicht a priori besser als das der Low-Side-Regler.

von M. K. (sylaina)


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ArnoR schrieb:
> Dazu braucht man aber eine mitschwimmende Stromversorgung für den
> Regler.

Ist das wirklich ein Problem einen kleinen Trafo zusätzlich zu verbauen? 
Aber du hast ja auch einen guten Vorschlag gemacht der mir sehr gut 
gefällt ;)

Georg T. schrieb:
> Das mit der Transistorkaskade ist
> allerdings im Zeitalter der 600V Transistoren für meinen Geschmack
> ziemlich outdated.

Einfach mal nachrechnen: Netzteil macht 350V und kann 400 mA liefern. 
Macht also unterm Strich 140 W. Und das willst du im Zeitalter von 600 V 
Transistoren im Falle eines Falles auf einem Transistor verheizen? Schon 
mal darüber nachgedacht? ;)

von Falk B. (falk)


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@ Michael Köhler (sylaina)

>Einfach mal nachrechnen: Netzteil macht 350V und kann 400 mA liefern.
>Macht also unterm Strich 140 W. Und das willst du im Zeitalter von 600 V
>Transistoren im Falle eines Falles auf einem Transistor verheizen? Schon
>mal darüber nachgedacht? ;)

Ich hab mal ein 300V/0,4A Netzteil von Statron repariert, dort waren 2 
japanische MOSFETs parallel als Leistungsstufe drin (das Ding hatte aber 
auch eine Thyristorvorstufe).

http://www.statron.de/details/131

Nettes Teil.

von M. K. (sylaina)


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Falk B. schrieb:
> Ich hab mal ein 300V/0,4A Netzteil von Statron repariert, dort waren 2
> japanische MOSFETs parallel als Leistungsstufe drin (das Ding hatte aber
> auch eine Thyristorvorstufe).

Yo, also im Falle eines Falles 60W/Transistor…und du musstest es warum 
reparieren?
Kann natürlich gut gehen aber besser für die thermische Belastung sind 
eben mehrere Transistoren.

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Michael K. schrieb:
> Georg T. schrieb:
>> Das mit der Transistorkaskade ist
>> allerdings im Zeitalter der 600V Transistoren für meinen Geschmack
>> ziemlich outdated.
>
> Einfach mal nachrechnen: Netzteil macht 350V und kann 400 mA liefern.
> Macht also unterm Strich 140 W. Und das willst du im Zeitalter von 600 V
> Transistoren im Falle eines Falles auf einem Transistor verheizen? Schon
> mal darüber nachgedacht? ;)

Er bezieht sich auf einen anderen Schaltungsteil (die bereits 
besprochene Kaskode), nicht auf die Endstufe (sonst macht der Verweis 
auf Spannungsfestigkeit und Kaskade keinen Sinn).

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Michael K. schrieb:
> Kann natürlich gut gehen aber besser für die thermische Belastung sind
> eben mehrere Transistoren.

Ein thermisches Konzept einer Endstufe lässt sich nicht auf die Anzahl 
der Transistoren herunterbrechen.

von M. K. (sylaina)


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Marian B. schrieb:
> Er bezieht sich auf einen anderen Schaltungsteil (die bereits
> besprochene Kaskode), nicht auf die Endstufe (sonst macht der Verweis
> auf Spannungsfestigkeit und Kaskade keinen Sinn).

Ahja, es war von T5/T6 die Rede? Ohje, die sind doch nicht wegen 
Spannungsfestigkeit so drin…

Marian B. schrieb:
> Ein thermisches Konzept einer Endstufe lässt sich nicht auf die Anzahl
> der Transistoren herunterbrechen.

Öhm, sagen wir mal so: Die Anzahl der Transistoren der Endstufe sollte 
nicht das thermische Konzept bestimmen aber die Anzahl der Transistoren 
kann schon das thermische Konzept widerspiegeln.

von Falk B. (falk)


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@ Michael Köhler (sylaina)

>Yo, also im Falle eines Falles 60W/Transistor…

Aber nur für wenige Bruchteile von Sekunden, dann greift der 
Thyristorvorregler.

>und du musstest es warum reparieren?

Der Thyristor war kaputt, möglicherweise gab es einen Überschlag auf der 
Platine. Die Pinsabstände dort waren SEHR klein und die Qualität der 
Platine arg russisch! Thyristor getauscht, Pinabstand deutlich 
vergrößert (mittleres Pin versetzt) und das Ding läuft 1A bist heute.

von Tom (Gast)


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Michael K. schrieb:
> Ahja, es war von T5/T6 die Rede? Ohje, die sind doch nicht wegen
> Spannungsfestigkeit so drin…

hpm-elektronik schrieb:
>Durch diese Schaltung wird die maximale Kollektor-Emitter-Spannung (300V)
>des MJE340 nicht überschritten.

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Michael K. schrieb:
> Ahja, es war von T5/T6 die Rede? Ohje, die sind doch nicht wegen
> Spannungsfestigkeit so drin…

Meine Güte, das wurde hier alles schon besprochen.

von Helmut S. (helmuts)


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> Oh Gott, für alle zum Mitschreiben: DC/DC-Wandler sind IMMER
galvanisch getrennt, alles andere sind Schaltwandler!


So so. Dann vielleicht mal auf Seite 3 in dem PDF-link nachschauen. Da 
wird diese tolle Schulweisheit gleich mal widerlegt.

http://cds.linear.com/docs/en/solutions-manual/Linear_HighPerformanceDC-DC_Controllers_2015.pdf

von Tcf K. (tcfkao)


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Helmut S. schrieb:
>> Oh Gott, für alle zum Mitschreiben: DC/DC-Wandler sind IMMER
> galvanisch getrennt, alles andere sind Schaltwandler!
>
> So so. Dann vielleicht mal auf Seite 3 in dem PDF-link nachschauen. Da
> wird diese tolle Schulweisheit gleich mal widerlegt.
>
> 
http://cds.linear.com/docs/en/solutions-manual/Linear_HighPerformanceDC-DC_Controllers_2015.pdf

Ja ja, das kannst Du halten wie ein Dachdecker. Kann ja sein dass im 
Englischen der Begriff "DC DC Converter" nicht eindeutig ist, für mich 
ist im Deutschen ein DC/DC-Wandler immer mit galvanischer Trennung -- 
alles andere ist eben ein Schaltwandler.
Ist so schön unzweideutig wie Batterie und Akku.

von Falk B. (falk)


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@ Tcf Kao (tcfkao)

>Ja ja, das kannst Du halten wie ein Dachdecker.

Wie der Erich? Nööööö!

> Kann ja sein dass im
>Englischen der Begriff "DC DC Converter" nicht eindeutig ist, für mich
>ist im Deutschen ein DC/DC-Wandler immer mit galvanischer Trennung --
>alles andere ist eben ein Schaltwandler.

Deine kleine autistische Welt interessiert keinen! DC/DC ist allgemein! 
Egal ob mit oder ohne galvanische Trennung!

von Tcf K. (tcfkao)


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Falk B. schrieb:
> Deine kleine autistische Welt interessiert keinen! DC/DC ist allgemein!
> Egal ob mit oder ohne galvanische Trennung!

Ein sehr sachliches Argument, wer hier der Autist sei dahingestellt.

von Jobst M. (jobstens-de)


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Tcf K. schrieb:
> Ist so schön unzweideutig wie Batterie und Akku.

Wunderbares Beispiel! Das eine ist ein Zusammenschluss mehrerer Elemente 
(von was auch immer), das andere ein wiederaufladbares Element.

Gibt es bei Dir noch mehr davon? :-D


Gruß

Jobst

von Georg T. (microschorsch)


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Hallo,

nachdem ich nun verstanden habe, dass das mit der high-side messung 
nicht so einfach ist, will ich erstmal das netzteil an sich ignorieren 
und mich nur mit der high-side Messung beschäftigen.

Ich hab gesehen, dass es den IL300 beim großen R für 1,85EUR gibt. Das 
macht mir mut. Ich hab eine kleine Schaltung entworfen, um einen 
potentialfreien Spannungsabfall messen zu können (siehe Anhang).

Mein Plan ist diese Steckplatine später - quasi als Bauteil - in das 
HV-Supply zu stecken. Hab ich alles richtig gemacht? Bitte schaut mal 
rüber.

Auf den OP am Ausgang hab ich verzichtet, da das Signal ja ohnehin nur 
für die Gegenkopplung benötigt wird, insofern benötige ich hier keinen 
Spannungsfolger

Da der LM358 was Offset angeht nicht besondern gut ist, habe ich hier 
ein Poti vorgesehen. Mit dem zweiten Poti kann die K3-Faktor 
ausgeglichen werden

Gruß Schorsch

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Was war eigentlich nochmal der Grund, wieso die Standard-Schaltung in 
Form einer stromabhängigen Stromquelle mit Op und Emitterstufe nicht 
geht?

von ArnoR (Gast)


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Was gefällt dir eigentlich an meinem Vorschlag für dein Problem nicht, 
dass du jetzt so einen Krampf vorstellst?

In deiner Schaltung sind Fehler. Was ist HCGND und woher kommt HVGND?
Die Beschaltung der K1-Photodiode kann so nicht stimmen, R5 müsste raus, 
Anode an Pin2/R4 und die Kathode an HVCC.

von Georg T. (microschorsch)


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Marian ​. schrieb:
> Was war eigentlich nochmal der Grund, wieso die Standard-Schaltung in
> Form einer stromabhängigen Stromquelle mit Op und Emitterstufe nicht
> geht?

Hi,
Du meinst im Standardschaltung in Bezug auf den IL300??
oder willst Du einfach einen Op an einen OK hängen? Der ist nicht 
linear...
Ich brauche den OP hinter dem IL300 nicht, weil das Signal später 
sowieso an den OP der Netzteilregelung geht

@Arno R: Sind noch ein paar Tippfehler drin.... das stimmt
Ich möchte einfach keine Schaltung aufbauen, die 6 OKs bis aufs letzte 
ausreizt und dann auf Grund der thermischen Unterschiede niemals 100%ig 
funktionieren wird.
Ich will deine Schaltung nicht kaputtreden, die ist Top für Ströme bis 
etwa 30-40mA. Vermutlich eine der besten Schaltungskonzepte, die ich 
lange geshene habe - aber ich brauche hier mehr Strom!

Schorsch

von Kevin K. (nemon) Benutzerseite


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Im HVPS, das ich gerade bastel, mache ich Spannungs- und Stromregelung 
in der Highside. Im Unterschied zu den hier geposteten Vorschlägen 
jedoch mit getrennten U- und I-Reglern, sprich zwei Regler 
hintereinander. Um den vom I-Regler analog gemessenen Strom auf das 
Bezugspotential vom Spannungsregler zu bekommen (wird dort gemessen), 
plane ich einen ISO124. Ist zwar deutlich teurer, als der Optokoppler, 
jedoch sehr gut linear und hält die maximal 1,1kV Potentialdifferenz gut 
aus. Vielleicht ist der ja auch für Georg interessant.

Wenn dein LM358 vom Offset her dir zu schlecht ist und du ein poti 
brauchst: nimm gleich einen besseren OpAmp. Zum Preis von LN358 und Poti 
bekommst du OpAmps, die gut genug sind. Bemüh dazu mal die parametrische 
Suche von den Distributoren (damit meine ich nicht Reichelt).

http://www.digikey.de/product-search/de?pv16=6548&FV=fff40027%2Cfff800dd%2C1000002%2Cf3c000a%2Cf3c0014%2Cf3c0037%2Cf3c0038%2Cf3c0039%2Cf3c003a%2Cf3c004c%2Cf3c004d%2Cf3c0056%2Cf3c0059%2Cf3c005f%2Cf3c0060%2Cf3c0074%2Cf3c0076%2Cf3c0077%2Cf3c007a%2Cf3c007f%2Cf3c0087%2Cf3c008d%2Cf3c008f%2Cf3c0090%2Cf3c0095%2Cf3c009c&mnonly=0&newproducts=0&ColumnSort=0&page=1&quantity=0&ptm=0&fid=0&pageSize=500

von Georg T. (microschorsch)


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Hallo,

schönes Teil dieser ISO 124... nur n bisschen teuer.... dazu käme ja 
noch der DC/DC Wandler, da sind wir dann mit aller Elektronik auch so 
bei 20-22EUR

Überschlagsrechnung: Wenn ich (wie in diesem Fall) 200mA als maximalen 
Spitzenwert nähme und 12Bit zu Verfügung hätte, so hätte das LSB 
~0.05mA. Der ISO124 hat max 0.01% nichtlinearität. Was also 0,02mA 
Abweichung entspräche, der IL300 hat zwischen 1 und 10mA 0.25% - dies 
entspräche 0,5mA - das reicht so gerade eben aus um 1mA auflösen zu 
können.

Ich kommte überschlagsmäßig inklusive Platine auf maximal 10EUR für den 
IL300, der allerdings abgeglichen werden müsste.

Da ich keine riesen Stückzahl will würde ich mich hier für den IL300 
entscheiden wollen, der von der Genauigkeit her reicht, günstiger ist, 
dafür aber manuell abgeglichen werden muss.

Aber dennoch vielen Dank für den Tipp mit dem ISO 124, werde ich 
sicherlich mal in anderen Schaltungen verwenden wollen.

Das mit dem billigen LM358 ist natürlich wahr. Der 358 war jetzt der 
erste, der mir eingefallen war. Was gibts denn sonst noch für OpAmps mit 
R2R, single-supply, geringerem Offset und verhältnismäßig geringem 
Noise?? Vorschläge?? Achso und vielleicht nicht mals als 1,20EUR kosten 
sollte er auch nicht....

Gruß Schorsch

von Georg T. (microschorsch)


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Hallo,
sooo habe jetzt einen neuen Entwurf fertig, ich würde bitten, da mal 
drüberzuschauen. Falls keine großen Einwände kommen, würde ich das Ding 
so bestellen.

Habe einen schönen Opamp gefunden: AD8601, gibts als SOT-23, hat nur 
0.5mV Offset-Spannung, ist Single-Supply UND kostet gerade mal 
0,86EUR!!!

Kurze Rechnung zur Kostenaufstellung:
IL300 1,85EUR
2x AD8601 0,86EUR
LP2980 0,47EUR
DCDC0509 3,95EUR
10Gang-Poti 0,35EUR
-----------------
Summe 8,34 EUR

Die Platine hat eine Größe von 950x875mil. Wenn eine Europlatine bei 
Fischer 40EUR kostet, ergibt sich ein Stückpreis von 1,34EUR

Macht also inklusive Hühnerfutter 10EUR!!!

Gruß und Danke Schorsch

von ArnoR (Gast)


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Die Dimensionierung von R1 und R2 würde ich nochmal überdenken, 
schließlich ist K1 des Kopplers nur typ. 0,007. Also müsste das 
Widerstandsverhältnis ganz grob 1:140 sein.

Wolltest du jezt eine Messschaltung oder einen Oszillator bauen (C2)?

von Gerd E. (robberknight)


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Georg T. schrieb:
> DCDC0509 3,95EUR

was ist das für einer? ich find da grad kein Datenblatt zu. Meinst Du 
vielleicht den DCP020509 von TI?

Bitte kontrollier nochmal im Datenblatt was da im Detail zur Isolation 
steht. Bei dem TI gelten z.B. 1 KV nur für "1 second flash test" während 
"continuous working voltage across isolation barrier" nur noch mickrige 
60 VDC sind.

: Bearbeitet durch User
von Georg T. (microschorsch)


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Hallo,
danke für die Antworten.

Der DCDC sollte der SIM1-0509S DIL8 vom großen R sein. Es ist für 
60Sekunden mit 1kVDC spezifiziert

@ArnoR: Das hat mich jetzt ganz schön ins Schwitzen gebracht. Ich hab 
natürlich gedanklich K3 eingesetzt. Aber Du hast vollkommen recht. Man 
muss die K1 benutzen, damit sollte der Verstärkungsfaktor des Opamps 143 
(=1/0.007) betragen. (so dass der Verstärkungsfaktor des Gesamtsystems 
dann bei 1 liegt.

Wenn man das als klassischen nicht-invertierenden Verstärker sieht, wäre 
das angepeilte Verhältbis V=1+R1/R2. Ich muss immer grübeln welcher groß 
und welcher klein sein muss. Oben kommt mehr rein als man unten 
rausholt. Also muss V hier = 1:143 sein. Gleichzeitig darf der Strom 
nicht zu groß werden.Setzen wir ihm mal auf 10mA bei 5V -> R1 = 500 Ohm, 
dann folgt, sofern ich richtig gerechnet habe für R2 = R1/(V -1) -> R2= 
3.5Ohm - das scheint mir doch sehr klein :-(

Hilfe.... ich habe eine Brett vorm Kopf, vielleicht kann mir jemand das 
erklären, sonst muss ich das ausprobieren. Intuitiv hätte ich unten 
einen großen, oben einen kleinen reingepackt....

Schorsch

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Georg T. schrieb:
> Marian ​. schrieb:
>> Was war eigentlich nochmal der Grund, wieso die Standard-Schaltung in
>> Form einer stromabhängigen Stromquelle mit Op und Emitterstufe nicht
>> geht?
>
> Hi,
> Du meinst im Standardschaltung in Bezug auf den IL300??
> oder willst Du einfach einen Op an einen OK hängen? Der ist nicht
> linear...
> Ich brauche den OP hinter dem IL300 nicht, weil das Signal später
> sowieso an den OP der Netzteilregelung geht

Nein nein, ich meine die Schaltung rechts: 
http://electronicdesign.com/site-files/electronicdesign.com/files/archive/electronicdesign.com/files/29/12629/figure_01.jpg


Der Ausgangstransistor muss selbstredend die volle Ausgangsspannung und 
"ein bisschen" aushalten. Für niedrigere Fehler kann man den PNP durch 
einen P-FET ersetzen. Typen mit niedrigem Gateleckstrom sind besonders 
geeignet.

: Bearbeitet durch User
von Gerd E. (robberknight)


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Georg T. schrieb:
> Der DCDC sollte der SIM1-0509S DIL8 vom großen R sein. Es ist für
> 60Sekunden mit 1kVDC spezifiziert

Und Du willst den jetzt dauerhaft mit bis zu 500V Differenz über die 
Isolationsstrecke beaufschlagen?

Glaubst Du das geht gut? Ich habe da so meine Zweifel. Aimtec macht über 
die 60 Sekunden Spec hinaus keinerlei Aussagen zu längerfrister 
Isolationsfähigkeit.

Normal sind erst die Wandler mit 3000 bis 5000V kurzzeitiger 
Isolationsfähigkeit für dauerhaften Betrieb an 230V AC spezifiziert. 
Schau da mal genau in verschiedenen Datenblättern nach und Du wirst Dich 
wundern wie weit das von den Schlagzeilen-Angaben auf der ersten Seite 
abweicht.

Da ist natürlich einiges an Sicherheitspuffer drin, aber dennoch glaube 
ich nicht daß das mit diesem Wandler gut geht.

von ArnoR (Gast)


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Georg T. schrieb:
> Das hat mich jetzt ganz schön ins Schwitzen gebracht.

Soll doch einmal am Tag gesund sein. ;-)

Georg T. schrieb:
> Ich muss immer grübeln welcher groß
> und welcher klein sein muss. Oben kommt mehr rein als man unten
> rausholt.

Genau. Der Ausgangsstrom des OPV ist 140-mal so groß wie der Strom durch 
die Empfangsdiode. Entsprechend müssen natürlich auch die Widerstände 
sein. Also R1 am OPV-Ausgang niederohmig und R2 an der Empfangsdiode 
hochohmig.

Georg T. schrieb:
> Setzen wir ihm mal auf 10mA bei 5V -> R1 = 500 Ohm,
> dann folgt, sofern ich richtig gerechnet habe für R2 = R1/(V -1) -> R2=
> 3.5Ohm - das scheint mir doch sehr klein :-(

Ja, weil du R1 und R2 vertauscht und überhaupt zu kleine 
Widerstandswerte gewählt hast.

von Georg T. (microschorsch)


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Hallo Marian,

deine Schaltung eignet sich, soweit ich das auf die Schnelle sehen kann 
als Hardware Strombegrenzung. Allerdings sind mir im Laufe dieses 
beitrags hier die Vorzüge einer einstellbaren Strombegrenzung deutlich 
geworden. Ich möchte gerne über einen µC mehrere Kanäle in Strom und 
Spannung begrenzen.
Daher benötige ich eine Schaltung, mit der man einen DC Strom 
potentialfrei messen kann (die Ansteuerung des µC soll dann auf GND 
liegen)

Hallo Gerd E.
es könnte sein, dass Du recht hast. Ich habe wenig Erfahrung im Umgang 
mit DC/DC Wandlern. Vieleicht bin ich auch Durch die vorangegangenen 
Aussagen ala "DC/DC Wandler sind natürlich immer galvanisch getrennt" zu 
unvorsichtig an die Sache herangegangen. Kennst Du andere Typen die man 
einsetzen könnte? Vielleicht welche, die nicht wesentlich teurer sind 
:-), sonst lohnt sich nämlich wieder der Isolation Amplifier von Kevin 
K.

Hammer...ich hab gerade das hier gefunden: 
http://www.aimtec.com/isolation-voltage-vs-rated-working-voltage
Die Rated Working Voltage ist im Datenblatt mit 1kV angegeben, laut der 
Aussage auf der o.g. Seite kann man die dauerhaft anlegen.... jetzt bin 
ich auch skeptisch....

Ich vermute es gibt immer noch genügend Austauschtypen mit dem selben 
footprint. Nevertheless, kennst Du besser geeignete Typen?

Schorsch

: Bearbeitet durch User
von Gerd E. (robberknight)


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Georg T. schrieb:
> Kennst Du andere Typen die man
> einsetzen könnte? Vielleicht welche, die nicht wesentlich teurer sind

Sobald Du mit der Isolationsspannung hochgehst, wird es meiner Erfahrung 
nach bei fertigen Wandlern gleich richtig viel teurer.

Was Du aber machen könntest, wäre den 750313626 von Würth zu nehmen und 
ihn entweder mit dem SN6501 oder MAX253 zu treiben. Statt den beiden 
fertigen ICs kann man auch selbst was mit nen paar Logikgattern und 2 
FETs zusammenbauen.

Der 750313626 hat ein 1:2-Verhältnis. Damit kommst Du bei niedriger Last 
von 5 auf 9V oder knapp drunter. Wenn die Last steigt, sinkt die 
Spannung. Ich hab mit dem 750313626 noch keine Erfahrung gemacht, ich 
hab eher im Bereich 5V auf 5V und 5V auf 3.3V experimentiert. Daher kann 
ich Dir für Deine Applikation keine genauen Spannungswerte nennen.

Der 750313626 ist für 400 VAC mit verstärkter Isolation spezifiziert. Da 
ist wegen der ganzen Sicherheitsanforderungen genug Luft drin. Das 
sollte daher dann auch für 500 V reichen.

: Bearbeitet durch User
von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Georg T. schrieb:
> Hallo Marian,
>
> deine Schaltung eignet sich, soweit ich das auf die Schnelle sehen kann
> als Hardware Strombegrenzung. Allerdings sind mir im Laufe dieses
> beitrags hier die Vorzüge einer einstellbaren Strombegrenzung deutlich
> geworden. Ich möchte gerne über einen µC mehrere Kanäle in Strom und
> Spannung begrenzen.
> Daher benötige ich eine Schaltung, mit der man einen DC Strom
> potentialfrei messen kann (die Ansteuerung des µC soll dann auf GND
> liegen)

Das ist mir schon klar. Schau dir die Schaltung genau bzw. in Ruhe an. 
Das ist keine Strombegrenzung (Vout ist der GND-bezogene Ausgang, 
proportional zum Strom durch den Shunt). Das ist im Prinzip eine Art 
Differenzverstärker (nur ohne Präzisionswiderstände) mit Stromausgang. 
Daher ist die Spannungsdifferenz zwischen deiner Highside und GND egal.

von Georg T. (microschorsch)


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Hallo Marian,
vielleicht verstehe ich es noch nicht richtig. Oder Du?? Ic benötige 
eine Schaltung, die mit einen Feedback-Wert proportional zum high-strom 
liefert, so dass ich eine Gegenkopplung mit einem Opamp aufbauen kann.

Hängt in deiner Schaltung der gemessene Strom (also Spannung 
proportional zum high-strom) nicht ebenfalls nochgradig von der 
angelegten Spannung ab?

Beispiel: Wenn ich oben 100mA messe, benötige ich eine Spannung von z.B. 
2V, damit ich den Feedback für den Opamp damit füttern kann. Und zwar 
unabhängig davon ob zwischen high und gnd nun 10V oder 500V anliegen

Mir ist nicht klar, wie das damit funktionieren soll.


Lasst mich nomal einen Gedanken zu den Isolationsspannungen äußern:
Aimtec macht auf er Homepage deutlich, dass es einen Unterschied 
zwischen der "isolation voltage" und der "rated working voltage" gibt 
(http://www.aimtec.com/isolation-voltage-vs-rated-working-voltage) Für 
die "continous operation" sollte man die rated working voltage 
heranziehen. Hier steht, dass die rated working voltage üblicherweise 
über 60 Sekunden gemessen wird, während die isolation voltage nur über 3 
Sekunden gemessen wird. Im Datenblatt des hier ausgesuchten 
DCDC-Wandlers 
(http://cdn-reichelt.de/documents/datenblatt/A500/sim10505s.pdf) steht 
allerdings eine rated voltage von 1kV angegeben, die über 60 Sekunden 
gemessen wurde. Somit denke ich, dass wir laut Herrstellerangaben 
eigentlich save sein sollten (zumal noch ein sicherheitsfaktor von fast 
2 vorhanden ist)


Gruß Schorsch

von Georg T. (microschorsch)


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ArnoR schrieb:
> Ja, weil du R1 und R2 vertauscht und überhaupt zu kleine
> Widerstandswerte gewählt hast.

Hallo ArnoR,

vertauscht verstehe ich, (richtige Polung ist ohnehin Glückssache :-) )
aber zu klein???

Wie sollte den der übliche Arbeitsbereich der LED sein?? Ich hätte der 
Led eher zu viel Strom als zu wenig geben. Im Datenblatt steht dass das 
Ding bei zu kleinen Strömen nicht mehr so richtig proportional läuft..


Also den am Ausgang vielleicht auf 1kOhm, den im Eingang 
(Rückkopplungszweig) 140x größer = 140kOhm
ok??

Georg

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Georg T. schrieb:
> Beispiel: Wenn ich oben 100mA messe, benötige ich eine Spannung von z.B.
> 2V, damit ich den Feedback für den Opamp damit füttern kann. Und zwar
> unabhängig davon ob zwischen high und gnd nun 10V oder 500V anliegen

Genau das erledigt diese Schaltung. Ich habe dir jetzt mal eine 
Simulation gemacht, da kannst du sehr schön sehen, dass das durchaus 
funktioniert ;)

Beachte: Damit der PFET leitend werden kann, muss das Gate negativ ggü 
dem Source werden. Mit dem Op-Amp als Rail-to-Rail-Typen braucht man 
also trotzdem noch eine geringfügig negative Versorgung ggü dem Ausgang. 
Das erledigt hier D2 und I2, was natürlich einen entsprechenden 
Fehlerstrom in Rs verursacht. Das kann man auch anders machen, man 
könnte auch I2 als temperaturkompensierte Stromquelle aufbauen und 
diesen Fehler einfach rauskalibrieren.

V-SPE in der Simulation stellt deinen Längstransistor dar 
(Series-Pass-Element). V1 entsprechend den Siebelko oder was auch immer. 
Ich habs jetzt nur zum Verständnis so gezeichnet.

: Bearbeitet durch User
von Gerd E. (robberknight)


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Georg T. schrieb:
> Lasst mich nomal einen Gedanken zu den Isolationsspannungen äußern:
> Aimtec macht auf er Homepage deutlich, dass es einen Unterschied
> zwischen der "isolation voltage" und der "rated working voltage" gibt
> (http://www.aimtec.com/isolation-voltage-vs-rated-working-voltage)

genau. 1000 V isolation test voltage entsprechen 130V rated working 
voltage.

Im Datenblatt bei Reichelt ist das dann aber leider etwas schlampig 
bezeichnet. Hier heißt es "Tested I/O Voltage (60 sec)":
http://www.aimtec.com/site/Aimtec/files/Datasheet/HighResolution/AM1S-Z.pdf?ft4=3-616

Daraus wird klar daß mit den 1000 V die isolation test voltage gemeint 
ist und nicht die rated working voltage.

Für 500V rated working voltage sollten es dann also schon 3000 V 
isolation test voltage sein.

von Georg T. (microschorsch)


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hm... das mit der zu niedrigen isospannung ist fast schon ein 
totschlagargument.
Ich hab jetzt einen DCDCWandler von murata gefunden MEV1 0509. der ist 
für 60sekunden bis 3kV spezifiziert. kost an die 6 EUR und hat auch noch 
n anderes package. Alles andere ist noch wesentlich teuerer.

Auch wenn die Idee vielleicht doof und eigentlich gar nicht skalierbar 
ist, aber ich könnte auch auf meinen Trafo noch ne handvoll wicklungen 
mehr draufmachen, die könnte ich dann ja jeweils auf high floaten 
lassen.

das heißt natürlich, dass ich pro kanal eine eigene Wicklung machen 
müsste. Billiger wäre es.... ich ringe noch mit mir


@Marian: ich kapiere deine Schaltung nicht. Ein Mosfet ist für mich 
quasi ein steuerbarer Widerstand. Du baust also einen Spannungsteiler, 
zwischen low und high. wenn der Strom gleich ist, aber die Spannung sich 
halbiert, müsste sich der DS-Widerstand mit der Spannung ändern(idealer 
weise verdoppeln, damit der Ausgang näher an GND rückt). Aber da der 
Strom gleich ist wird die immer gleich sein. Meines Verständnisses nach 
müsstest Du in irgendeiner Form eine Gegenkopplung mit GND-bezug 
aufbauen, sonst kann das niemals linear sein

Schorsch

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Georg T. schrieb:
> Meines Verständnisses nach
> müsstest Du in irgendeiner Form eine Gegenkopplung mit GND-bezug
> aufbauen, sonst kann das niemals linear sein

Nein, muss ich nicht. Der Op-Amp stellt den Sourcestrom vom FET 
proportional zum Spannungsabfall über den Shunt ein 
(Proportionalitätskonstante ist Rg). Kleine FET haben ein Alpha 
(Drainstrom / Sourcestrom) von 0.9999999999999 (geschätzt). Also ist 
Sourcestrom = Drainstrom. Der Drainstrom fällt dann über dem R1 ab, also 
liegt über R1 eine Spannung an. Die ist proportional zum Drainstrom ist 
identisch zum Sourcestrom ist proportional zum Spannungsabfall über den 
Shunt ist proportional zum Strom durch den Shunt.

Der Trick der Schaltung ist, wie du siehst, also die 
Informationsübermittlung per Strom, nicht per Spannung. Das ist ein m.E. 
oft unterschätzter schaltungstechnischer Trick in manchen Situationen 
(siehe z.B. Beitrag "Stromquelle 5A Out (+- 70V In)" ).

Das geht auch mit einem PNP-Transistor, der hat allerdings -wie jeder 
Bipolartransistor- ein Alpha von ungefähr 1 - 1 / Beta. Also für nen 
kleinen PNP bei ein paar mA vielleicht 0.995 oder so. Der Fehler ist 
nicht wirklich konstant, weil das Beta und damit auch das Alpha von der 
Uce abhängt, die hier ja nicht konstant ist. Daher der Vorschlag mit dem 
P-FET.

von Gerd E. (robberknight)


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Georg T. schrieb:
> Auch wenn die Idee vielleicht doof und eigentlich gar nicht skalierbar
> ist, aber ich könnte auch auf meinen Trafo noch ne handvoll wicklungen
> mehr draufmachen, die könnte ich dann ja jeweils auf high floaten
> lassen.

Schau Dir auch mal die oben von mir vorgeschlagene Lösung mit dem 
Würth-Übertrager an. Ich habe andere Übertrager aus der Serie getestet 
und mit denen sehr gute Erfahrungen gemacht.

von Georg T. (microschorsch)


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Hi zusammen,

@Marian:
ok... Du machst das mit dem Strom.... jetzt verstehe ich das besser. 
Hast Du Erfahrungen mit der von Dir vorgeschlagenen Schaltung? ich würde 
genauso wie oben für den IL300 eine Steckplatine mit Deiner Schaltung 
entwerfen wollen. Dann kann man beide ausprobieren.

Kannst Du genauere Vorschläge für die zu verwendeten Bauteile machen?

Abgesehen davon bleibt nachwievor das Versorgungsproblem auf der 
high-seite. Deine Zener-Diode wird für kleine Spannungen nicht 
funktionieren.

@Gerd:
Ja, den Trafo mit auf die Platine zu packen ist wieder eine skalierbare 
Lösung. müsste noch ein Gleichrichter, und ein Kondensator drauf, sonst 
bleibt alles gleich, also dann sollte AC rein und nicht DC... klar...

Hast Du ne Bezugsquelle für den Würth 750313626?? Hab ihn nur bei 
digikey gefunden, und da müsste ich erst jemanden fragen...

Schorsch

von Gerd E. (robberknight)


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Georg T. schrieb:
> Ja, den Trafo mit auf die Platine zu packen ist wieder eine skalierbare
> Lösung. müsste noch ein Gleichrichter, und ein Kondensator drauf, sonst
> bleibt alles gleich, also dann sollte AC rein und nicht DC... klar...

Mit Deiner Antwort kann ich nicht viel anfangen.

Du musst halt ein kleines Schaltnetzteil aufbauen. Also DC 5V rein und 
einen recht fixen Oszillator (so vielleicht 500kHz rum), der abwechselnd 
2 N-FETs ansteuert. Hinter dem Trafo dann 2 Dioden, Kondensator und 
Low-Drop-Regler. Entweder kannst Du das selbst aus 74AC14+FETs aufbauen 
oder eben einen der beiden von mir genannten fertigen ICs verwenden.

In deren Datenblättern findest Du auch die nötigen Schaltpläne dafür. 
Vielleicht wird Dir mit denen klarer wie ich das meine.

> Hast Du ne Bezugsquelle für den Würth 750313626?? Hab ihn nur bei
> digikey gefunden, und da müsste ich erst jemanden fragen...

Für 2-3 Stück als Muster kannst Du einfach bei Würth anrufen und die 
schicken die Dir. Die sind da eigentlich recht kulant. Ich vermute aber, 
daß Du entweder ne Firmenadresse nennen solltest oder sagen, daß Du 
Student bist und das für Dein Studienprojekt xy brauchst.

von Georg T. (microschorsch)


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aso....

ich wäre da jetzt mit 3.5VAC reingegangen (50Hz), da muss ich mir die 
Schaltungen nochmal ansehen.... das wird aber dann schnell sehr 
aufwändig...

..ok der Max253 ist ja relativ einfach zu beschalten.. aber.. 3.5 EUR 
für den übertrager, 2 EUR für den 253, plus das Hüherfutter, plus den 
Platz, da ist bald der DCDC Wandler für 6 EUR von murata billiger....

Schorsch

: Bearbeitet durch User
von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Georg T. schrieb:
> Abgesehen davon bleibt nachwievor das Versorgungsproblem auf der
> high-seite. Deine Zener-Diode wird für kleine Spannungen nicht
> funktionieren.

Es sei denn man bezieht I2 nicht auf GND, sondern auf ein ggü GND 
negatives Potential ; vielleicht / wahrscheinlich hast du doch eh +-15 V 
relativ zu GND?

Klar ist jedoch, dass bei 0.0 V Ausgangsspannung die Schaltung nicht 
funktionieren kann - es muss genug Ausgangsspannung da sein für den 
Spannungsabfall über Rg, R1 und den FET.

> Kannst Du genauere Vorschläge für die zu verwendeten Bauteile machen?

Das ist die viel interessantere Frage. P-FETs für hohe Spannungen 
scheinen mir doch eher Mangelware zu sein, und wenn dann haben sie doch 
eher unerfreuliche Eingangskapazitäten (wie war das, Ciss ~ Udss² oder 
so?), z.B. MTP2P50E mit über 1 nF, und max. 10 µA Leckstrom bei 
Raumtemp.
Andererseits haben gerade PNPs mit hohen Uces notorisch niedrige 
Stromverstärkungen. Da könnte man ansonsten über einen Darlington 
nachdenken - doppelte Leckströme, quadrierte Stromverstärkung. Ich 
mutmaße mal, dass man einen wesentlichen Teil des Kollektor-Leckstromes 
durch eine Korrektur 1. Ordnung bzgl. der Ausgangsspannung kompensieren 
kann, sprich man zieht von der Spannung die "unten" ankommt einfach 
einen Bruchteil der Ausgangsspannung ab.

von Georg T. (microschorsch)


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hm....

z-diode gegen -15V ziehen.... ich sehe momentan keinen Grund weshalb das 
nicht klappen sollte. Mit der Idee kann man dann auch komplett auf einen 
DCDC-konverter oder einen Übertrager verzichten.

Klar da gehen sicher keine Leistungen drüber aber das müsste klappen.

Selbst auf den Linearregler könnte man dann verzichten

Schorsch

: Bearbeitet durch User
von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Georg T. schrieb:
> z-diode gegen -15V ziehen.... ich sehe momentan keinen Grund weshalb das
> nicht klappen sollte. Mit der Idee kann man dann auch komplett auf einen
> DCDC-konverter oder einen Übertrager verzichten.

Exakt.

Die Nachteile dieser Lösung habe ich oben ja erklärt. Ich denke, dass 
sie hier nur nebensächlich sind.

Zu dem Transistor ist mir immernoch keine ideale Lösung eingefallen. 
P-FETs und PNPs mit so hohen Sperrspannungen sind einfach keine 
Allerweltsteile - scheint ganz so, als muss man bei dieser Anwendung 
irgendeine Kröte bei den Bauteilen schlucken, entweder DC/DC-Wandler und 
irgendwelche Koppler oder eben nicht ganz einfach beschaffbare 
Transistoren.

PNPs 600+ V Uces => 
http://www.digikey.de/product-search/de?pv74=2&pv74=31&pv814=13&pv814=74&pv814=55&pv814=58&pv814=59&pv814=17&pv814=28&pv814=152&pv814=15&pv814=141&FV=fff40015%2Cfff80078&mnonly=0&newproducts=0&ColumnSort=0&page=1&quantity=0&ptm=0&fid=0&pageSize=25
... STN9360 Ic(Max) = 3 mA bei 450 V Uce
... PBHV9560Z -- kein SOA -- 100 nA Leckstrom bei Raumtemperatur

P-FETs 500+ V Uds => 
http://www.digikey.de/product-search/de?pv607=55&pv607=59&FV=fff40015%2Cfff8007d%2C9780014%2C9780027&mnonly=0&newproducts=0&ColumnSort=0&page=1&quantity=0&ptm=0&fid=0&pageSize=25

Da taucht dann der FQP3P50 für 2 € / Stück auf. Ich denke das wär so der 
heißeste Kandidat für den Job. SOA 500 V / ~15 mA. Leckstrom 1 µA max 
(raumtemp) bis 10 µA max (125 °C Tj). Den hat sogar Conrad auf Lager 
(will aber knapp 11 € haben)

Das hier sehe ich jetzt erst:

Georg T. schrieb:
> Ich möchte gerne über einen µC mehrere Kanäle in Strom und
> Spannung begrenzen.

Damit kann man ja problemlos Fehlerterme selbst höherer Ordnung im 
Mikrocontroller kompensieren, falls es sich als nötig erweisen sollte. 
Tatsächlich könnte man sogar soweit gehen und umfangreiche 
Selbstabgleichroutinen für Strom, Spannung etc. einbauen. Da kannst du 
das ganze Netzteil bis auf ein paar Teiler mit 5 % Widerständen, ohne 
Trimmer und LM358ern aufbauen und dank der Magie des Selbstabgleichs 
trotzdem gute Genauigkeit und Wiederholbarkeit erzielen.

: Bearbeitet durch User
von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Ansonsten gibt es natürlich noch die Option eine Kaskoden-artige 
Schaltung aufzubauen, aber das werden dann wieder mehr Teile. Dann 
dürfte man problemlos mit zwei 300 V Transistoren auskommen, die werden 
leichter zu bekommen sein.

von Georg T. (microschorsch)


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Hallo,

eine einfache Lösung wäre nett....

kann mir jemand sagen, was denn so eine relatische Stromaufnahme für 
einen Opamp ist, der eine LED mit 10-20mA treibt???

ich hätte jetzt mal so geschätzt mind. 10-20mA... :-)

was bedeutet das für den high-zweig? ich mopse mir mit der zener-diode 
ja den strom aus dem high-zweig. hab bis jetzt nur sehr wenig mit zenern 
gearbeitet. klar ich stelle sie auf einen min-strom ein von vielleicht 
5mA, aber den strom, den ich für den opamp brauche fehlt mir doch dann 
für die high-side oder mach ich jetzt einen denk-fehler?? 5mA könnte ich 
verkraften, aber 20 oder 30mA schon nicht mehr.....


Schorsch

von M. K. (sylaina)


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Georg T. schrieb:
> ich hätte jetzt mal so geschätzt mind. 10-20mA... :-)

Und da liegst du auch ganz gut bei. Dazu kommt noch der Strom, den der 
OPV für sich braucht. Den findest du im Datenblatt unter 
Quiescent/Supply Current und liegt idR um die 1-2 mA/Amplifier bei 
bekannten OPVs wie dem LM358, LM741 usw.

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Michael K. schrieb:
> Georg T. schrieb:
>> ich hätte jetzt mal so geschätzt mind. 10-20mA... :-)
>
> Und da liegst du auch ganz gut bei. Dazu kommt noch der Strom, den der
> OPV für sich braucht. Den findest du im Datenblatt unter
> Quiescent/Supply Current und liegt idR um die 1-2 mA/Amplifier bei
> bekannten OPVs wie dem LM358, LM741 usw.

Da Geschwindigkeit jetzt wohl nicht so wichtig ist, kann man ja ruhig 
einen etwas neueren MOS-Op-Amp nehmen. Da reden wir dann von <0.1 mA/OV.


Man könnte sich auch überlegen den Ansatz mit P-FET und den 
Linear-OK-Ansatz zu verheiraten ; der Ausgang vom OP würde dann die LED 
treiben und das Feedback aus der Referenzhälfte vom OK kommen.

: Bearbeitet durch User
von Georg T. (microschorsch)


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Hallo zusammen,
hier möchte ich Euch jetzt einen fertigen Schaltplan und ein Layout für 
einen HV-Channel zeigen.
Anforderungen: Urein = 550V, Uraus=0-~550V, I=0-200mA, I-Messung auf der 
High-seite, Begrenzung von U und I durch je 0-5V.

Anbei seht ihr einen HV-Kanal und ein ISO-Board, ähnlich wie oben (nur 
mit einem Murata Typen, der bis 3kV geht. Später will ich das Board über 
einen µC ansteuern, hier nur analoge Ein- und Ausgänge auf einen 
Stecker.

Oben soll ein fetter Kühlkörper hin, daher die Doppelbohrungen.

Was sagt ihr? Wenn ihr keine größeren Fehler findet, würde ich das Ding 
so bestellen wollen. Gerne kann ich auch die Eagle-Files bereitstellen, 
was erwünscht

Gruß und Danke für Euer Feedback

Schorsch

: Bearbeitet durch User
von ArnoR (Gast)


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Anstelle von R10/R14 würde ich T4 einen Emitterwiderstand geben.
Den Längsregler T2 aus über 100k zu speisen, finde ich zu hochohmig.
Wozu 2 1kV-Dioden am Ausgang der OPVs?
K2 hat keine Freilaufdiode.
C2 wird dir das Leben schwermachen. Hatte ich oben schon mal erfolglos 
angesprochen.
R1 ist viel zu hochohmig. Hatte ich oben schon mal...

von ArnoR (Gast)


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Nachtrag

Wozu ~90V an R17?
Wozu einen MJE340?
Wozu einen BU2525 für Icmax. 5,5mA?

von ArnoR (Gast)


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Nachtrag 2

An den OPVs sind die Eingänge vertauscht.

Insgesamt eine ziemlich murksige Schaltung. Zur dynamischen Stabilität 
scheinst du dir überhaupt noch keine Gedanken gemacht zu haben, 
jedenfalls sind keinerlei Bauelemente dazu vorgesehen, großer Fehler. 
Die Wahrscheinlichkeit, dass die Schaltung schwingt ist mMn 100%.

Mit der von der Oberspannung unabhängigen Versorgung der OPVs handelst 
du dir das Problem mit den Spannungspeaks beim Ein- oder Ausschalten ein 
und musst so einen Krampf mit K2 machen. Alles unnötig.

von Georg T. (microschorsch)


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Hallo Arno et al,

vielen Dank für die viele (meist) konstruktive Kritik.

Wie schon oben gesagt, ist die Schaltung im Prinzip eine (fast) Kopie 
von dieser hier: http://www.hpm-elektronik.de/ng350-0400-netzteil.htm

ein paar Dinge habe ich geändert, um den geänderten Anforderungen 
gerecht zu werden.

> Anstelle von R10/R14 würde ich T4 einen Emitterwiderstand geben.
Für eine Stromgegenkopplung?? Von mir aus, was würdste nehmen? Die 
R10/R14 hab ich von dem Originalplan, weiß auch nicht so genau, was die 
da sollen, ich dachte mir weglassen kann ich sie immer noch. 
Basiswiderstand bleibt natürlich trotzdem drin

> Den Längsregler T2 aus über 100k zu speisen, finde ich zu hochohmig.
Das stimmt, copy and paste fehler, 1k oder 1.5k wird hier reichen.

> Wozu 2 1kV-Dioden am Ausgang der OPVs?
Ich habe keine Ahnung, habe ich so aus dem Originalplan übernommen. Habe 
versucht den Autor zu erreichen, leider bisher ohne Erfolg

> K2 hat keine Freilaufdiode.
Oh... merci

> C2 wird dir das Leben schwermachen. Hatte ich oben schon mal erfolglos
angesprochen.
Hast vermutlich recht, lass mich das Bauteil drinlassen mit value=none, 
da kann ich ein bisschen experimentieren, wenns probleme gibt

> R1 ist viel zu hochohmig. Hatte ich oben schon mal..
Im Originalplan sind 30k. Ok ändere ich

> Wozu ~90V an R17?
> Wozu einen MJE340?
> Wozu einen BU2525 für Icmax. 5,5mA?
Jetzt wirds spannend: Der MJE und der BU bilden eine Kaskode. Ich könnte 
auch nur den BU nehmen, ohne die Kaskodenschaltung, UCE vom BU ist groß 
genug. Aber es gibt keine "günstigen" Relais, die 600V schalten können, 
daher habe ich mich für die Kaskode entschieden (ist eigentlich auch aus 
der Originalschaltung abgeluxt), so dass ich die 90V brücken kann. Das 
Relais ist wichtig, um definierte Zustände beim Ein- und Ausschalten zu 
realisieren. Das wird quasi der "Enable"-Knopf aus dem Netzteil. Kannste 
auch als Interlock betrachten. Das ist viel einfacher, als die 
Ausgangsspannung zu brücken. Der BU ist sicherlich überdimensioniert, 
man findet kaum Typen die bis 600V gehen.

> An den OPVs sind die Eingänge vertauscht.
oh man, da haste recht.... kann ich nix gegen sagen...vielen Dank

> Insgesamt eine ziemlich murksige Schaltung. Zur dynamischen Stabilität
> scheinst du dir überhaupt noch keine Gedanken gemacht zu haben,
> jedenfalls sind keinerlei Bauelemente dazu vorgesehen, großer Fehler.
> Die Wahrscheinlichkeit, dass die Schaltung schwingt ist mMn 100%.

Wo müsste man denn Deiner Meinung nach was machen? Für ein paar Cs ist 
sicherlich noch Platz. Ich wollte natürlich noch (steht hier nicht) 
große Cs in den Eingang packen. ein paar 100n im Ausgang geht auch, kein 
Problem. Meinste, die C10 und C12 aus dem Originalplan werden hier genug 
"integrieren"?

> Mit der von der Oberspannung unabhängigen Versorgung der OPVs handelst
> du dir das Problem mit den Spannungspeaks beim Ein- oder Ausschalten ein
> und musst so einen Krampf mit K2 machen. Alles unnötig.

Wollte halt gerne alles auf einen Trafo packen. Was würdest Du 
stattdessen machen? Statt des Relais einen selbstleitenden Typen??

Schorsch

von ArnoR (Gast)


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Georg T. schrieb:
> Wie schon oben gesagt, ist die Schaltung im Prinzip eine (fast) Kopie
> von dieser hier: http://www.hpm-elektronik.de/ng350-0400-netzteil.htm

Ohje. Schau mal in meinen Link oben, zu dem 400V-Netzteil.

>> Anstelle von R10/R14 würde ich T4 einen Emitterwiderstand geben.
> Für eine Stromgegenkopplung?? Von mir aus, was würdste nehmen? Die
> R10/R14 hab ich von dem Originalplan, weiß auch nicht so genau, was die
> da sollen, ich dachte mir weglassen kann ich sie immer noch.

Ja, Stomgegenkopplung. Dadurch wird die Schlefenverstärkung und die 
Schwingneigung reduziert und das, im Gegensatz zum Spannungsteiler, mit 
nahezu stromunabhängiger Steilheit, also unabhängig von der 
eingestellten Ausgangsspannung. Was glaubst du wohl wieso der Typ dort 
solche Schwingprobleme mit der Schaltung hat?

> Basiswiderstand bleibt natürlich trotzdem drin

Nur der nach Masse.

>> Wozu 2 1kV-Dioden am Ausgang der OPVs?
> Ich habe keine Ahnung, habe ich so aus dem Originalplan übernommen. Habe
> versucht den Autor zu erreichen, leider bisher ohne Erfolg

Die heben das Ausgangspotential der OPVs an, damit die LEDs leuchten 
können. -> Anstelle Bipo-T6 einen Mosfet einbauen.

>> Wozu ~90V an R17?
>> Wozu einen MJE340?
>> Wozu einen BU2525 für Icmax. 5,5mA?
> Jetzt wirds spannend: Der MJE und der BU bilden eine Kaskode. Ich könnte
> auch nur den BU nehmen, ohne die Kaskodenschaltung, UCE vom BU ist groß
> genug. Aber es gibt keine "günstigen" Relais, die 600V schalten können,
> daher habe ich mich für die Kaskode entschieden (ist eigentlich auch aus
> der Originalschaltung abgeluxt), so dass ich die 90V brücken kann. Das
> Relais ist wichtig, um definierte Zustände beim Ein- und Ausschalten zu
> realisieren. Das wird quasi der "Enable"-Knopf aus dem Netzteil. Kannste
> auch als Interlock betrachten. Das ist viel einfacher, als die
> Ausgangsspannung zu brücken.

Wenn das Netzteil in Richtung 0V eingestellt wird, dann muss auch der 
Kollektor von T1 auf knapp 0V, der Emitter und die Basis werden von T4 
ebenfalls auf nahe 0V heruntergezogen. Da nutzt es gar nichts 90V an R17 
einzustellen. Bei kleinerer Spannung könnte man anstelle des MJE340 
einen anständigen BC55x einsetzen.

Zum MJE340 habe ich in keinem einzigen BaBla der 4 Hersteller auch nur 
den geringsten Hinweis zum dynamischen Verhalten (Transitfrequenz, 
Schaltzeiten) gefunden. Das ist mMn ein schlechtes Zeichen. Die 
Schaltung wird durch langsame Transistoren nur schwingfreudiger und 
schlechter zu stabilisieren.

> Der BU ist sicherlich überdimensioniert,
> man findet kaum Typen die bis 600V gehen.

STX616, oder besser einen Mosfet.

>> Insgesamt eine ziemlich murksige Schaltung. Zur dynamischen Stabilität
>> scheinst du dir überhaupt noch keine Gedanken gemacht zu haben,
>> jedenfalls sind keinerlei Bauelemente dazu vorgesehen, großer Fehler.
>> Die Wahrscheinlichkeit, dass die Schaltung schwingt ist mMn 100%.
>
> Wo müsste man denn Deiner Meinung nach was machen? Für ein paar Cs ist
> sicherlich noch Platz. Ich wollte natürlich noch (steht hier nicht)
> große Cs in den Eingang packen. ein paar 100n im Ausgang geht auch, kein
> Problem. Meinste, die C10 und C12 aus dem Originalplan werden hier genug
> "integrieren"?

Ich würde das so nicht machen, sondern am Hochimpedanzknoten (Gate T2) 
kompensieren, da der eh einen Tiefpass bildet.

>> Mit der von der Oberspannung unabhängigen Versorgung der OPVs handelst
>> du dir das Problem mit den Spannungspeaks beim Ein- oder Ausschalten ein
>> und musst so einen Krampf mit K2 machen. Alles unnötig.
>
> Wollte halt gerne alles auf einen Trafo packen. Was würdest Du
> stattdessen machen? Statt des Relais einen selbstleitenden Typen??

Die Versorgung der OPVs aus den 550V erzeugen, dann arbeitet die 
Schaltung bis/ab geringer Oberspannung und es gibt keine Spannungspeaks. 
Single-Supply-OPVs verwenden und man braucht keine negative Versorgung.

von M. K. (sylaina)


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ArnoR schrieb:
> Die heben das Ausgangspotential der OPVs an, damit die LEDs leuchten
> können.

Nicht nur, die Dioden stellen auch ein ODER dar. OK, dafür reicht auch 
die Hälfte ;)

von ArnoR (Gast)


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Michael K. schrieb:
> ArnoR schrieb:
>> Die heben das Ausgangspotential der OPVs an, damit die LEDs leuchten
>> können.
>
> Nicht nur, die Dioden stellen auch ein ODER dar. OK, dafür reicht auch
> die Hälfte ;)

Es ging genau darum, dass in der Schaltung immer 2 Dioden in Reihe 
eingesetzt wurden, wo doch eine für die Oder-Funktion gereicht hätte. 
Die zweite ist nötig, um das Potential für die LED-Transistoren so 
anzuheben, dass die auch dicht am Übergang von Strom- zu 
Spannungsregelung den jeweiligen Regler anzeigen können.

von ArnoR (Gast)


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ArnoR schrieb:
> Meinste, die C10 und C12 aus dem Originalplan werden hier genug
>> "integrieren"?
>
> Ich würde das so nicht machen, sondern am Hochimpedanzknoten (Gate T2)
> kompensieren, da der eh einen Tiefpass bildet.

Hab mir das gerade noch mal angesehen und mit IRF840 (anstelle IRFPC50) 
und IRF820 (anstelle der Bipos) simuliert. Der Pol an der Stelle liegt 
höher als aus dem Bauch heraus gedacht und wohl hoch genug, dass man die 
Schaltung so korrigieren kann, dass der oberhalb der Grenzfrequenz 
bleibt. Dann ist die Korrektur mit C10/C12 in der Originalschaltung 
besser.

von Georg T. (microschorsch)


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Hallo,
hab jetzt einiges geändert, bin auch noch nicht ganz durch.

die wesentlichen Punkte
* Die Eingänge der Opamps habe ich gedreht
* die zwei Bipos gegen IRF820 getauscht. Den IRFPC50 würde ich gerne 
behalten, da der irf840 nur bis 500V geht. Ich fände das TO-247 auch das 
bessere Package für die hier vorliegenden Leistungen.

* nur noch eine Diode statt zwei :-)
* diverse Widerstände angepasst. Wie soll ich denn den Emitterwiderstand 
wählen? wäre es ein Transistor würde ich ihn etwa bei R_GE ansiedelen, 
aber das ist ein MOSFET??? Geraten hätte ich jetzt so ~0.5k....??? ich 
weiß schon warum ich da bipos drin hatte :-p

* freilaufdiode hab ich auch noch ergänzt.


Normalerweise würde ich Dir mit den Single-Supply Opamps zustimmen. Ich 
glaube aber nicht, dass das hier geht. Überlegt mal, die + Einigänge 
hängen quasi an GND. D.h. ich muss zwischen 0 und -5V steuern und auch 
auslesen. Ob ich jetzt GND von µC auf -5V packe, oder GND auf GND lasse 
und alles noch mal invertiere, weiß ich noch nicht...

..ich will ja auch nicht GND irgendwo floaten lassen...

Schorsch

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Du könntest du Schaltung eventuell schneller hinkriegen, wenn du die 
recht ordentliche Gatekapazität des HV-MOSFETs nicht direkt von einem 
Knoten mit 100 kOhm versorgst, sondern dort noch einen bipolaren Puffer 
einbaust. Die Versorgung ist etwas kniffelig, man wird für die obere 
Hälfte einen HV-NPN brauchen (Kollektor an Drain). Je nach Ruhestrom 
deiner Endstufe wird UGS nie kleiner als UGS(th) mit vielleicht 2..4 V, 
somit könnte die untere Hälfte den Kollektor direkt am Source des FET 
haben.

Ist eventuell aber auch nicht so kritisch ; der größte Teil der 
Gateladung entfällt ja auf die Gate-Drain-Kapazität, die in der 
Drainschaltung hier entsprechend eine geringere Rolle spielt.

: Bearbeitet durch User
von ArnoR (Gast)


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Georg T. schrieb:
> Den IRFPC50 würde ich gerne
> behalten, da der irf840 nur bis 500V geht. Ich fände das TO-247 auch das
> bessere Package für die hier vorliegenden Leistungen.

Ich hab den IRF840 in der Simu verwendet (3x parallel), um das 
dynamische Verhalten in etwa anzusehen, weil ich kein Modell vom IRFPC50 
habe.

> Wie soll ich denn den Emitterwiderstand
> wählen? wäre es ein Transistor würde ich ihn etwa bei R_GE ansiedelen,
> aber das ist ein MOSFET??? Geraten hätte ich jetzt so ~0.5k....???

So groß wie die Versorgungsspannung der OPV das zulässt.

> ich weiß schon warum ich da bipos drin hatte :-p

Wirklich?

> Normalerweise würde ich Dir mit den Single-Supply Opamps zustimmen. Ich
> glaube aber nicht, dass das hier geht. Überlegt mal, die + Einigänge
> hängen quasi an GND.
...

Na wie du meinst. Ich empfehle dir mal die Lektüre von Datenblättern der 
Single-Supply-OPVs.

von Georg T. (microschorsch)


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ArnoR schrieb:
>> Normalerweise würde ich Dir mit den Single-Supply Opamps zustimmen. Ich
>> glaube aber nicht, dass das hier geht. Überlegt mal, die + Einigänge
>> hängen quasi an GND.
> ...
>
> Na wie du meinst. Ich empfehle dir mal die Lektüre von Datenblättern der
> Single-Supply-OPVs.

Hi,
ich überlege die ganze zeit, ob es denn eine Möglichkeit gäbe, das Ding 
als nicht-invertierenden Verstärker anzuschließen, also so, dass ich mit 
positiven Spannungen für die Steuerung arbeiten kann, bin mir aber nicht 
sicher, ob das hier gehen würde....

Schorsch

von ArnoR (Gast)


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Du hast also immer noch nicht ins Datenblatt z.B. eines LM358 geschaut. 
Ein Single-Supply-OPV kann bei nur einseitiger Versorgung (z.B. 
+12V/Masse) und voller Datenhaltigkeit eingangsseitig 0V an beiden 
Eingängen verarbeiten (meist sogar noch darunter (bis -0,3V).

von Georg T. (microschorsch)


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ArnoR schrieb:
> Du hast also immer noch nicht ins Datenblatt z.B. eines LM358 geschaut.
> Ein Single-Supply-OPV kann bei nur einseitiger Versorgung (z.B.
> +12V/Masse) und voller Datenhaltigkeit eingangsseitig 0V an beiden
> Eingängen verarbeiten (meist sogar noch darunter (bis -0,3V).

Hallo,

das ist mir schon klar, überlichweise verschiebt man den GND Punkt dann 
um ein paar Volt nach oben usw....

mir ist nur nicht klar, wie ich hier dann das Verstärkungsverhältnis 
bestimmen soll. Normalerweise ist V=1+R1/R2. Hier hängt aber noch zwei 
drei Transistoren dazwischen. Ich will ja mit 0-5V 0-550V steuern. Ich 
will also ein V von ungefähr 100. Mit nem invertierenden Verstärker ist 
das einfacher, da ich V einfach mit den Widerständen einstellen kann. 
Diese sind ja nur ein Spannungsteiler. Wie ist es denn bei einem 
nicht-invertierenden?

Oder soll ich den einfach als Impedanzwandler anschließen?

Schorsch

: Bearbeitet durch User
von ArnoR (Gast)


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Georg T. schrieb:
> das ist mir schon klar, überlichweise verschiebt man den GND Punkt dann
> um ein paar Volt nach oben usw....

Nein, da wird gar nichts um ein paar Volt nach oben verschoben, der OPV 
arbeitet einfach ab 0V!

> mir ist nur nicht klar, wie ich hier dann das Verstärkungsverhältnis
> bestimmen soll. Normalerweise ist V=1+R1/R2. Hier hängt aber noch zwei
> drei Transistoren dazwischen. Ich will ja mit 0-5V 0-550V steuern. Ich
> will also ein V von ungefähr 100. Mit nem invertierenden Verstärker ist
> das einfacher, da ich V einfach mit den Widerständen einstellen kann.
> Diese sind ja nur ein Spannungsteiler. Wie ist es denn bei einem
> nicht-invertierenden?

Na ganz genauso. Lies mal was über OPV-Grundlagen. Die Verstärkung ist 
dann durch das Widerstandsverhältnis bestimmt, wenn die 
Leerlaufverstärkung (also die Verstärkung der offenen Schleife) 
erheblich größer als die mit den Widerständen eingestellte ist. Das ist 
hier gegeben, die Transistoren erhöhen sogar noch die Verstärkung in der 
Schleife, was dynamisch allerdings nachteilig ist. Wie der Verstärker 
konkret aufgebaut ist, ist unerheblich.

von Georg T. (microschorsch)


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Hi,

ich glaube, ich war da vorhin auf dem Holzweg. Hab das ganze jetzt mal 
durch PSPice gejagt. Bin ein bisschen durcheinander gekommen. 
Tatsächlich kann ich an der oben stehenden invertierenden 
Verstärkerschaltung Spannungen zwischen 0 und +5V (nicht -5V) anlegen.

Lege ich 0V an den '-'Eingang des Opamp so schaltet dieser voll durch 
und legt +15V auf das Gate. D.h. der Mosfet (früher der Bipo) wird 
niederohmig, somit wird die Gatespannung des Leistungsmosfets ebenso auf 
GND gezogen. Über den Rückkopplungszwei liegen dan ebenso 0V am 
'+'Eingang an.
Bei +5V an den '-' Eingang liegen am Ausgang des Opamps nur noch 1V. Der 
Mosfet wird hochohmig, am Gate des Leistungsmosfets liegen dann fast die 
ganzen 550V an. Am '+'Eingang des Mosfets liegen dann 550V/100 = ~5V.

Da der Steuerungsbereich des Opamps dann ja quasi zwischen 0 und 5V 
liegt kann man natürlich auf einen Single-Supply Typen nehmen. Da stimme 
ich Dir zu!

Welchen würdst Du nehmen? Wirlichen einen LM358?

Und die Spannungsversorgung würdst Du dann auf der Hochspannungs 
generieren? Mit ner Z-Diode? Ich will nicht so wie "Strom" aus dieser 
Leitung "klauen", da ist nicht soooo viel "drin"

Nochwas. Ich konnte mit PSpice leider nicht die Kaskode simulieren. Hier 
schient die Bias-Analyse nicht zu klappen. Meinst Du, ich kann das 
Verhältnis so lassen, wie es ist? Will halt nicht so viel DC-Spannung 
mit dem Relais schalten.

Schorsch

von ArnoR (Gast)


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Schön, dass der Groschen bezüglich Single-Supply-OPV nun doch noch 
gefallen ist.

Georg T. schrieb:
> Welchen würdst Du nehmen? Wirlichen einen LM358?

Der LM358 wird oft genommen und ist daher sehr bekannt, deshalb hatte 
ich den beispielhaft genannt. Allerdings hat der ein paar hässliche 
Eigenarten (rel. große Offsetspannung, Phase-Reversal, große Totzone). 
Viel besser ist in diesen Eigenschaften ein LT1013 oder so.

Georg T. schrieb:
> Und die Spannungsversorgung würdst Du dann auf der Hochspannungs
> generieren? Mit ner Z-Diode?

Häh, Z-Diode? Wenn an der so ca. 535V abfallen, wie soll die Schaltung 
dann beim Aufbau oder Abbau der Oberspannung arbeiten? Genau darauf 
kommts doch aber an.

Das beste wäre eine Konstantstromquelle, die vielleicht den doppelten 
Versorgungsstrom des OPV aus den 550V liefert und die Spannung kann dann 
unten mit einer Z-Diode am OPV auf 15V begrenzt werden. Ein 
Vorwiderstand anstelle der KStQ geht nicht, weil der ja für z.B. 30V 
Oberspannung dimensioniert werden müsste, dann bei 550V aber den 
35-fachen Strom zieht.

von Georg T. (microschorsch)


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ArnoR schrieb:

>
> Das beste wäre eine Konstantstromquelle, die vielleicht den doppelten
> Versorgungsstrom des OPV aus den 550V liefert und die Spannung kann dann
> unten mit einer Z-Diode am OPV auf 15V begrenzt werden. Ein
> Vorwiderstand anstelle der KStQ geht nicht, weil der ja für z.B. 30V
> Oberspannung dimensioniert werden müsste, dann bei 550V aber den
> 35-fachen Strom zieht.

ne.... das mopst mir zuviel strom weg... dann pack ich lieber ne extra 
wicklung auf den Trafo

von ArnoR (Gast)


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Georg T. schrieb:
> ne.... das mopst mir zuviel strom weg...

Für den LT1013 wären das ca. 2mA aus den 550V. Das ist dir also zuviel, 
naja, da kann man nichts machen...

> dann pack ich lieber ne extra wicklung auf den Trafo

Und handelst dir damit wieder die Probleme mit den Spannungspeaks ein.

Ich wünsch dir noch viel Erfolg.

von Georg T. (microschorsch)


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Hi,
es geht mir nicht um die selbstversorgung des Opamp, aber zum Antreiben 
des Transistors....ok jetzt ist es ja ein MOSFET.... verstehe....

...wie meinst denn Du das mit der Konstantstromquelle und der doppelten 
Versorgungsspannung...was aktives??? Nen Spannungsfolger?

haste nen Beispiel parat?

Macht es nicht vielleicht Sinn dem Opamp lieber einen eigenen LDO zu 
schenken...irgendeinen low noise... hab hier noch ein paar LT1763 
rumliegen...das ist eigentlich was für richtig gute Flanken, diese 
Anwendung hier ist irgendwie deutlich langsamer..... ist das nicht der 
totale overkill

Schorsch

: Bearbeitet durch User
von ArnoR (Gast)


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Georg T. schrieb:
> es geht mir nicht um die selbstversorgung des Opamp

Doch, genau darum geht es.

> aber zum Antreiben
> des Transistors....ok jetzt ist es ja ein MOSFET.... verstehe....

Selbst ein Bipo frisst als Basisstrom nur max. 5,5mA/B ~50...100µA, also 
unerheblich.

> ...wie meinst denn Du das mit der Konstantstromquelle und der doppelten
> Versorgungsspannung...was aktives???

Mit Konstantstromquelle meine ich Konstantstromquelle. Mit doppeltem 
Versorgungsstrom meine ich doppelten Versorgungsstrom wegen 
Tepmeraturabhängigkeit, Exemplarabhängigkeit, bißchen Laststrom usw., 
aber ich meine nicht doppelte Versorgungsspannung!

 Nen Spannungsfolger?

Nee, wenn ich Konstantstromquelle schreibe, meine ich 
Konstantstromquelle. Was ist daran so schwer zu verstehen?

> haste nen Beispiel parat?

Sogar 3 Stück zur Auswahl, aber ich denke du würdest wie sonst auch das 
passende Problem zu meiner Lösung finden und meine Geduld/Recourcen sind 
begrenzt.

von Georg T. (microschorsch)


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ArnoR schrieb:
> Sogar 3 Stück zur Auswahl, aber ich denke du würdest wie sonst auch das
> passende Problem zu meiner Lösung finden und meine Geduld/Recourcen sind
> begrenzt.

...nett....

von Marian  . (phiarc) Benutzerseite


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Georg T. schrieb:
> ArnoR schrieb:
>> Sogar 3 Stück zur Auswahl, aber ich denke du würdest wie sonst auch das
>> passende Problem zu meiner Lösung finden und meine Geduld/Recourcen sind
>> begrenzt.
>
> ...nett....

Stromquellenschaltungen gibt es nun wirklich wie Sand am Meer. Mir 
fallen spontan ein: Geregelt mit zwei Transistoren, Inhärent mit J-FET / 
depletion MOSFET, Emitterfolger mit zwei Dioden / LED, Geregelt 
1-Transistor (Ausgang an der Basis), Stromspiegel in allen Varianten, 
...

: Bearbeitet durch User
von Georg T. (microschorsch)


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Hi,

deswegen hatte ich ja gefragt.... was aktives.... anscheinend ja!

Mir ist nicht klar wie man das rein praktisch mit den 550V DC macht. Das 
ist schon ne Menge Holz.

Weiterhin verstehe ich nicht, wieso das besser sein soll

Schorsch

von ArnoR (Gast)


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Georg T. schrieb:
> Weiterhin verstehe ich nicht, wieso das besser sein soll

Genau das meine ich, so ist es doch seit Monaten mit jedem Detail, 
mehrfach erklärt, aber immer umsonst:

Beitrag "Re: Entwicklung HV-Netzteil, Strom-Messung High-Side?"
Beitrag "Re: Entwicklung HV-Netzteil, Strom-Messung High-Side?"
(letzter Absatz)

von Wolfgang E. (wolfgang2)


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Hallo,

du kannst einen relativ kleinen Shunt auf die high-seite ( in die 500V 
Leitung ) machen und dann die Spannungen "rechts" und "links" am Shunt 
mit zwei Spannugnsteiler auf + 150V, bezogen auf Masse, reduzieren ( 
etwa 3:1 ) und dann einen INA117 http://www.ti.com/product/ina117 o.ae 
nehmen. Dann hast du Massebezug. Braucht auch keine Hilfsspannung ausser 
der Versorgung des INA117.
Zwar reduzierst du durch die Spannungsteiler auch die "Aufloesung" 
deiner Strommessung um den Teilerfaktor, aber mit einem INA117 o.ae. 
bist du trotzdem noch genau genug.

Es gibt auch noch IN117 Alternativen:
http://www.analog.com/en/products/amplifiers/specialty-amplifiers/difference-amplifiers/ad629.html#product-overview

http://www.linear.com/product/LT1990

Oha, hier kannste ganz ohne Spannungsteiler auskommen:
http://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/AD8479.PDF

von Georg T. (microschorsch)


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Hi,
danke im voraus,

eine Erklärung, was das bringen soll habe ich trotzdem noch nicht.

1. Woher soll denn so eine Spannungsspitze kommen? Wenn dann kommt sie 
wohl direkt aus dem Netz (Trafo Primärseite)
2. Wieso soll es mir helfen die Versorgungsspannung des Opamp damit zu 
koppeln??
3. Wieso geht eine Spannungsspitze aus dem Netz dann nicht auf auf eine 
weitere Wicklung über...?

Was hab ich von den Lösungen, wenn ich kein Problem habe??
Kann auch sein, dass ich das Problem noch nicht verstanden habe

Schorsch

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