Guten Abend, nachdem nun zwei wirklich hervorragende Threads existieren, die sich mit Messverstärkern zum Messen von Rauschen beschäftigen: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz Beitrag "Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz" Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz Beitrag "Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz" frage ich mal in die Runde, ob jemand Unterlagen zu einem Messverstärker hat, der den Frequenzbereich 0,1Hz - 100kHz abdeckt, mit dem sich das Rauschen von Widerständen (100R - 100kHz) bestimmen lässt, also eine gewissen Eingangsimpedanz mit sich bringt. Ich weiß um die verschiedenen Verfahren, die man in Publikationen findet: - double frequency ac methode - 0°/90° subtraction methode - 45° cross correlation technique - DC-measurement technique Quelle: https://dcc.ligo.org/public/0002/T0900200/.../current_noise.pdf Der Nachteil an der DC-measurement technique ist, dass 4 Widerstände auf gleichen Widerstandswert selektiert werden müssen, um dann mit einem Instrumentenverstärker (INA103, AD620) die Differenzspannung der Brücke zu verstärken. Zu den anderen Methoden versuche ich gerade noch entsprechende Quellen zu ermitteln. Es gibt den Wenzel-Verstärker (www.techlib.com/files/lowamp.pdf), der in Verbindung mit einer Soundkarte (E-MU 0204) verwendet werden kann, um ein komplettes Test-Setup zu realisieren. Nachteil, die E-MU 0204 ist nicht mehr erhältlich. Aber vielleicht habt ihr ja Quellen, die einen "einfachen" pragmatischen Ansatz verfolgen. Wichtig wäre nicht nur der Analogteil, sondern die Systemskizze bis zur Digitalisierung inkl. FFT. Ich eröffne daher einfach mal den Ring und hoffe auf eine gute und fruchtbare Diskussion. branadic
So genau müssen die Widerstände bei der DC Technik nicht selektiert werden. Je besser die Widerstände passen (Abgleich der Brücke auf 0 DC), desto weniger wichtig ist es dass die DC Quelle rauscharm ist. Mit einer wirklich Rauscharmen DC quelle (z.B. Akkus) kann ein Abgleich im 1% Bereich schon ausreichen. Mit einem Akkus als DC Quelle darf der Verstärker auch an einer Seite an Masse liegen (vor allem wenn die Widerstände nicht so groß sind). Es muss also kein Instrumentenverstärker sein. Es ist auch eine Frage, welche Widerstände man vermessen will. Das Rauschen von Kohlewiderständen ist deutlich einfacher zu messen als das von Drahtwiderständen. Der passende Verstärker hängt vom Widerstandswert ab. Da man hier keine AC-Kopplung braucht kann man ggf. auch welche mit höherem Stromrauschen nutzen. Ein Verstärker für alle Widerstände wird nicht passen. Für sehr kleines Rauschen dürfte die Korrelationsmethode mit 2 Verstärkern die besten Werte liefern (weil man gut lange mitteln kann). Wegen des 1/f Charakters dürfte eine eher langsame Messung (z.B. 10 oder 50 Hz) ausreichen. Es könnte wichtig sein synchron zum Netz zu messen. Eine Soundkarte ist da ggf. nicht mehr die richtige Wahl. Wie man die Daten aufzeichnet ist da tatsächlich die Frage: 1) Soundkarte - nur relativ hohe Frequenzen 2) DMM - eher nur niedrige Frequenzen und eher nur 1 Kanal 3) extra ADC(s) - extra Aufwand, dafür freie Wahl bei Datenrate So hoch muss die Auflösung eigentlich nicht mal sein, wenn die Verstärkung passt. Im Prinzip könnten schon 12 Bit ausreichen. Viel schneller als 50 Hz wird auch eher nicht nötig sein.
ArnoR hatte ja einen Verstärker für den genannten Frequenzbereich präsentiert Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz" und Schaltplan und Layout zur Verfügung gestellt Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz" Mit einem Eingangswiderstand von 1M ist das Konzept zumindest schon deutlich hochohmiger als diverse andere Lösungen. Damit ließen sich zumindest in gewissen Grenzen schon Widerstände vermessen.
> Es ist auch eine Frage, welche Widerstände man vermessen will. Das > Rauschen von Kohlewiderständen ist deutlich einfacher zu messen als das > von Drahtwiderständen. Kohleschichtwiderstände sollen es nicht sein, aber Sinterschichten. Keine Ahnung welche Größénordnung man da erwarten kann.
branadic schrieb: > ArnoR hatte ja einen Verstärker für den genannten Frequenzbereich > präsentiert Der ist zwar hochohmig (auch mehr als 1M ist einstellbar), aber die Eingangskapazität ist ziemlich groß, was für echte hochohmige Messungen nicht taugt. Dafür war der aber auch nicht gedacht. Mit einer anderen Version bekomme ich eine sehr kleine Eingangskapazität und hohen Eingangswiderstand ohne zusätzliches Rauschen.
Da bekannt ist, dass das strominduzierte Zusatzrauschen recht gut 1/f Charakter hat, macht es eher wenig Sinn bis 100 kHz zu messen. Der Wesentliche Teil spielt sich eher bei niedrigen Frequenzen ab. Da würde ich den Bereich eher so 0.1 - 1 kHz wählen, mehr nur wenn es sich einfach ergibt. Der oben verlinkte Artikel zeigt schon wie viel Rauschen man etwa zu erwarten hat: für die eher schlechten Widerstände (Kohle und Dickschicht/Cermet) hat man bei 100 Hz bis etwa das 10 fache des normalen Johnson Rauschens ohne einen DC Bias. Das ist noch einfach zu messen. Da passt einer der einfachen Verstärker und auch eine normale Soundkarte zur Datenaufnahmen kann ausreichen - das untere Limit ist dann halt bei 10-20 Hz. Schwieriger wird es bei guten Widerständen (thin film, Folie oder gar Draht). Da hat man erst unter 100 Hz mehr Zusatzrauschen als das Grundrauschen. Die hohen Frequenzen machen da wenig Sinn. Bei den Dünnschichtwiderständen sollte es noch mit einem Verstärker und klassisch FFT gehen. Bis etwa 1 Hz runter gibt es eigentlich Verstärker, so dass man weniger Rauschen vom Verstärker hat, als das Johnson-Rauschen. Ein besserer Verstärker bringt dann nicht mehr viel. Es geht mehr darum im Wechsel das Rauschen mit und ohne den DC Bias zu messen und dann die Differenz zu bilden. Eine Frage wäre ggf. ob es sich lohnt in der Frequenz sehr weit runter zu gehen (d.h. der Bereich 0.1 - 1 Hz): da hat man dann auch 1/f Rauschen des Verstärkers, d.h. der Abstand zum gesuchten Rauschen wird nicht besser. Immerhin kann man die erste Stufe DC gekoppelt haben, so dass man hier nicht das Problem wie bei der Messung an Referenzspannungen hat. Die Variante mit 2 Verstärkern und der Korrelation wäre ggf. etwas um das Rauschen des Verstärkers besser zu trennen - es hilft aber nicht gegen das Johnson Rauschen. Relevant wird das also nur bei den niedrigen Frequenzen wo 1/f Rauschen vom Verstärker ein Problem wird. Eine Alternative wäre da ggf. auch ein AZ Verstärker, wo man fast kein 1/f Rauschen hat und so ggf. auch deutlich unter 0.1 Hz gehen könnte ohne das man mit dem Verstärker Rauschen über den Johnson-Untergrund kommt.
Danke für die bisherigen Antworten. Leider kommt man an die wissenschaftlichen Veröffentlichungen zu den Korrelationsmethoden nicht so ohne weiteres ran, um sich hier einzulesen. Da werde ich wohl den offiziellen Weg gehen müssen, um zu schauen was da im Detail in den Publikationen gemacht worden ist. Ich habe auch noch überhaupt kein Gefühl dafür, in welcher Größenordnung das Rauschen von Sinterstrukturen liegt, mutmaßlich in der gleichen Region wie Dickschichtwiderstände, vielleicht drüber, vielleicht aber auch drunter. Ein Quick & Dirty Messverstärker für das Bauchgefühl wäre hilfreich, aber vermutlich kann man es dann auch gleich richtig machen und spart sich die Arbeit zweimal einen entsprechenden Verstärker zu realisieren.
Wenn Du die DOI der Publikationen hast, dann kommt man da normalerweise auch ran.
> Wenn Du die DOI der Publikationen hast, dann kommt man da normalerweise > auch ran. An der DOI liegt es nicht, die Publikation ist nur leider nicht frei zugänglich. doi: 10.1063/1.1139587
Ich mache gerade einen Nachfolger für den Verstärker mit den 20 parallelen OpAmps, diesmal mit Interfet IF3601, genauer mit 2 Pärchen IF3602. Ich komme im Gegensatz zur Simulation leider nur bis 190 pV/rtHz herunter, ich hätte 130 pV erwartet/ erhofft. Mit 8 FETs müsste man die 100 pV knacken können. Leider haben die FETs gigantische Kapazitäten, was die Erweiterung auf 8 (4Paare) vorläufig verhindert. Auch ist der Gatestrom nicht 0, 110 Meg Gatewiderstand sind schon problematisch. Cgs wird durch die Gegenkopplung drastisch neutralisiert, den Miller verhindert eine Cascode. Aber Cgd ist immer noch da, Versuche die Cascode zu bootstrappen führen im realen Leben zum Schwingen, in der Simulation nicht. Bei diesen Rauschpegeln liefern schon die 0.1 Ohm Source-R einen spürbaren Beitrag, lassen sich aber nicht vermeiden weil man die Gegenkopplung irgendwo einspeisen muss. Die FETs streuen extrem in ihren DC-Werten, man muss sie selektieren damit nicht einer völlig zu und der andere völlig auf ist bei gegebener Vgs. Ausgleich mit Sourcewiderständen geht nicht wegen des Rauschbeitrags, s.o. Selektion ist natürlich nicht willkommen. Man muss mehr kaufen als man eigentlich braucht und ein Paar kostet gut € 50. Ich habe gerade nicht den Antrieb, nochmal 500 Euro auszugeben in der Hoffnung noch 2 passende Paare zu finden. Eingangs-RC = 30uF Wima * 66 Meg zur Zeit. Wenn ein Fensterkomparator meint, dass der Arbeitspunkt komplett daneben ist, wird der Widerstand auf 4 Meg reduziert, sonst dauert das Einschwingen ewig. 1/f corner ist 30 Hz, für einen FET recht ordentlich. Platine: < https://www.flickr.com/photos/137684711@N07/33031514641/in/album-72157662535945536/ > LTspice ist das Bild daneben. Gruß, Gerhard
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Gerhard H. schrieb: > Aber Cgd ist immer noch > da, Versuche die Cascode zu bootstrappen führen im realen > Leben zum Schwingen, in der Simulation nicht. Mit welchem Faktor? Man muss ja nicht mit vollem Eingangssignal (Faktor 1) bootstrappen. Mit reduziertem Faktor wird es irgendwann auf jeden Fall stabil und die Kapazität ist entsprechend kleiner. Ich habe schon Schaltungen mit ganz knapp über 1 stabil betrieben (natürlich war da noch eine Dämpfung im Spiel, sonst wäre es ja ein Oszillator; ist aber irre was man da an Eingangskapazität bekommt).
Wenn es um das extra Rauschen der Widerstände geht, ist das weiße Rauschen der Widerstände nicht so wichtig, nur ein 1/f rauschen des Verstärkers ist ggf. ein Problem. Im Gegensatz zum testen einer Ref. Quelle kann man dabei den Verstärker auch DC koppeln. Eine AC Kopplung kann dann nach einer etwa 10-100 fachen Verstärkung folgen und ist dort bei weitem nicht mehr so kritisch. Dort darf man ohne Probleme 10 M, 1-10 µF Folie und einen JFET basierten OP nutzen. Man kann also für kleine Quell-Widerstände (z.B. 100 Ohm) auch BJT basierte Verstärker nutzen. Wenn man wirklich den Bereich sehr niedriger Frequenzen oder sehr geringem Rauschen ansehen will (oder muss für Drahtwiderstände) könnte man ggf. ein Brücke mit AC Anregung nutzen. So ganz habe ich die Methoden noch nicht verstanden, aber vermutlich wird es auf eine Ähnliche Brücke hinauslaufen, ggf. alternativ mit nur 2 Widerständen und entsprechenden Transformator mit Mittelabgriff für die Anregung. Der Vorteil wäre das man auch bei FET basierten Verstärkern wohl um das 1/f rauschen der FETs rum kommt, und ggf. besser das Eigenrauschen vom Zusatzrauschen trennen könnte.
ArnoR schrieb: > Gerhard H. schrieb: >> Aber Cgd ist immer noch >> da, Versuche die Cascode zu bootstrappen führen im realen >> Leben zum Schwingen, in der Simulation nicht. > > Mit welchem Faktor? Man muss ja nicht mit vollem Eingangssignal (Faktor > 1) bootstrappen. Mit reduziertem Faktor wird es irgendwann auf jeden > Fall stabil und die Kapazität ist entsprechend kleiner. Ich habe schon > Schaltungen mit ganz knapp über 1 stabil betrieben (natürlich war da > noch eine Dämpfung im Spiel, sonst wäre es ja ein Oszillator; ist aber > irre was man da an Eingangskapazität bekommt). Ja, damit spiele ich gerade rum, aber das Ding ist schon ohne den Bootstrap etwas heikel. z.B. braucht die Cascode einen Kondensator zwischen B&C, dann ist da eine Stromquelle als aktive Last weil nur mit einem Widerstand die VCC allerhöchstens 2nV/rt Hz Rauschen haben darf, ein Transimpedanz- verstärker, die Rückkopplung auf die Sourcen und die Biasloop. Alles mit stark unterschiedlichen Zeitkonstanten; Spice rechnet sich tot und beim Loopgain kommt nichts nachvollziehbares raus. They would not call it hardware if it was easy.
Ich habe mit die AC Messmethoden noch einmal angesehen. So schwer fand ich es nicht das was zu finden. So ganz groß ist der Unterschied zur DC Messung gar nicht: Im Prinzip auch eine Brücke mit 4 Widerständen, wobei ggf. 2 durch einen Trafo ersetzt werden können. Nur ist die Anregung AC und die Auswertung nach Art eines Lockin-Verstärkers. Bei der DC Messung macht man auch eine Differenzmessung (ohne DC und mit DC bias). An sich ändert sich da also vor allem die Frequenz mit der das gemacht wird: bei der AC Methode i.A. mit einem Sinus im 100-1000 Hz Bereich (weil dort die Verstärker am besten sind) und bei der DC Methode sehr langsam (Minuten und mehr) und als aus - an. Durch die Messung im Bereich weitgehend ohne 1/f rauchen vom Verstärker, ist der Verstärker selber nicht mehr so kritisch. Mit JFET basierten Verstärkern (ggf. auch ein OP wie AD743, OP140) kommt man da leicht in den Bereich wo das Rauschen des Verstärkers deutlich kleiner ist als das Johnson Rauschen des Widerstandes. Da ist man dann am Verstärker und der Auswertung einfach am Limit - viel mehr geht einfach nicht. Die Messung brauch ggf. halt einfach Zeit. Zu verbessern gibt es ggf. noch was am thermischen Aufbau, um thermische Fluktuationen von mikroskopischen zu trennen - etwa ein paar Thermistoren dazu. Für kleinere Widerstände kommt auch mit BJT basierten OPs in den Bereich wo das Rauschen des OPs schon fast zu vernachlässigen ist. Die Einschränkung der AC Messung ist halt, dass der Frequenzbereich eher so bei 1 mHz - 1 kHz liegt. Den Bereich von vielleicht 100 Hz - 10 kHz könnte man ggf. auch noch mit relativ wenig Aufwand mit der weitgehend selben HW nach der DC Methode erfassen. Der wesentlichere Teil wird also der Lockin_verstärker Teil, und weniger der Eingangsverstärker sein. Heute wäre das wohl eher eine digitale Variante mit 2 Kanal ADC und µC zur Berechnung, ggf. auch über die Soundkarte am PC. Wer noch eine Menge wissenschaftliches zum Rauschen lesen mag, ggf. hier noch ein Link: Konferenzbeiträgen (Sixth International Conference on Noise in Physical Systems 1981, 430 Seite PDF) http://nvlpubs.nist.gov/nistpubs/Legacy/SP/nbsspecialpublication614.pdf
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Gerhard H. schrieb: > Versuche die Cascode zu bootstrappen führen im realen > Leben zum Schwingen Hab deine Schaltung mal angesehen. Der J1 arbeitet mit nur 2V Drain-Source-Spannung, da sind die Kapazitäten ziemlich groß. Mit höherer Spannung werden die Kapazitäten kleiner und man könnte den Bootstrap-Faktor verkleinern, was die Stabilität erhöht. Der Kaskode-Transistor muss mit sehr niedriger Impedanz an der Basis gesteuert werden, sonst schwingt das Gebilde (siehe purple Kurve im Anhang). Der OPV U2 hat aber einen mit der Frequenz ansteigenden Ausgangswiderstand und eine eigene Phasendrehung... Ich habe im Anhang den OPV durch einen einfachen p-Kanal-Mosfet ersetzt. Der steuert den Kaskode-Transistor niederohmig und schnell an und erzeugt mit seiner Ugs auch gleich noch dessen Basispotential. Man bekommt am Drain des J1 einen Bootstrap-Faktor von ~0,96.
Ja, die 2V sind gewollt. Wenn man deutlich mehr nimmt bekommt man Stossionisation im Kanal und die Ladungsträger fließen über das Gate ab. Macht Gatestrom und mehr Rauschen. Das kann man durchaus sehen. (5V Richtwert beim BF862) Entscheidend für sie Kapazität ist Vdg, und Vgs ist so -1200 mV um den Drainstrom auf 170 mA zu dimmen. Die IF3601 können mehr als 1A Idss haben, jeder der vier. Bei Ptot=300mW sind sie bei 3V und Idss jederzeit zum Selbstmord fähig. Die Kühlkörper dienen übrigens eher als thermischer Tiefpass mit ihrer Masse. Bei ein paar Hz und darunter leidet das Rauschen beträchtlich wenn man das Oberteil der Kühlkörper nicht aufschraubt, und der Unterschied zwischen "so auf dem Tisch" und "mit einem Blatt Papier abgedeckt" ist enorm. An der Basis der Cascode ist zur Zeit ein BUF634 (BB/TI). Das dürfte mit der Loop durch den opa2134 wohl ziemlich exakt 0 Ohm sein, bis 250mA Basisstrom. :-) Stabiler ist das ganze aber mit einem 100 Ohm base stopper. Ich möchte Transistor-Folger möglichst vermeiden weil ich Angst habe dass ich mir VCC-noise einschleppe. Das PSRR des Opamps kommt da gerade recht. Die Cascode mitsamt ihrer Basisversorgung inclusive der Z-Diode liefert übrigens praktisch keinen Rauschbeitrag. Z-Dioden <= 3.3V sind bemerkenswert sauber. Die Konstantstromquelle der aktiven Last macht sich eher bemerkbar, wenn der Emitterwiderstand des PNP zu klein wird. Für einen hinreichend großen Emitterwiderstand brauche ich 5 Diodendrops an der Basis des PNP; mehr wäre noch besser, aber ich will mit 12 NiMH-Zellen auskommen. Gruß, Gerhard
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OK, 3V Vds wäre noch drinnen, aber die aktive Last hat mehr Spannung gefressen als geplant.
Gerhard H. schrieb: > Ich möchte Transistor-Folger möglichst vermeiden weil ich > Angst habe dass ich mir VCC-noise einschleppe. Die Simulation meiner Schaltung sagt, dass eine Störung auf der Versorgung mit ~1/6 am Ausgang erscheint, auf den Eingang bezogen wirkt die Störung auf der Versorgung daher mit 1/6000. Bezogen auf 100pV/SQRT(Hz) verschlechtert eine Versorgung mit 600nV/SQRT(Hz) das Rauschen um 3dB.
Für den Bootstrapping Pfad kann es wichtig sein, dass der genügend schnell ist. So etwas wie eine Source-folger ist da schon passend. Wenn nötig kann man den eher kleinen Strom dort noch einmal zusätzlich filtern. Bei der weiter oben verlinkten Schaltung mit den JFETs hat der zusätzliche Rückkopplungspfad für DC sehr viel Verstärkung. Da sollte man über so etwas wie einen Teiler hinter dem OP nachdenken und den ungefähren Wert ggf. von Hand einmal abgleichen. Das Reduziert die Loop Verstärkung bzw. wirkt als Multiplikator für den Kondensator. Für die Rauschmessung an Widerständen braucht man vermutlich auch keine AC-Kopplung am Eingang. Man muss es mit der Rauscharmut auch nicht übertreiben - viel niedriger als das Widerstandsrauschen bringt nichts. Bei der Variante mit AC Anregung kann man sich dazu auch noch eine günstige Frequenz aussuchen, d.h. eher oberhalb der 1/f Grenze des Verstärkers, was für einen JFET basierten Verstärker schon ein echter Vorteil wäre.
Äußerst interessantes Thema mit der Widerstandsmessung, dafür interessiere ich mich auch, jedoch aus einer anderen Motivation heraus. Die Messung bei DC mit einer Wheatstonebrücke und einem Instrumentationsverstärker klingt vergleichsweise einfach, allerdings frage ich mich, was als low noise power supply (0 - 10V) zum Einsatz kam bzw. was man da einsetzen kann. LM317 mit Batterieversorgung wird sicherlich auch ziemlich aufwendig, weil man eine negative Versorgungsspannung benötigt, um bis auf 0V Ausgangsspannung zu kommen. Das endet dann irgendwo in 3x 12V-Batterie (-12V und +24V), um 0-10V Ausgangsspannung realisieren zu können. Alternativ könnte man auch einfach 10 Batterien (1,2V) verwenden und muss dann eben mit Spannungsschritten von 1,2V leben. Auch nicht schön, insbesondere wenn man sich mit den Ergebnissen aus dem Paper vergleichen möchte. Was wäre denn die Empfehlung der Experten?
Stefan schrieb: > Was wäre denn die Empfehlung der Experten? Nimm NiCd oder NiMH-Zellen. Der LM317 rauscht mit 30uVeff/V im Vergleich viel mehr. Bei 12V sind das ja schon 2.4mVpp. Gruß Anja
Anja schrieb: > Stefan schrieb: >> Was wäre denn die Empfehlung der Experten? > > Nimm NiCd oder NiMH-Zellen. > Der LM317 rauscht mit 30uVeff/V im Vergleich viel mehr. > Bei 12V sind das ja schon 2.4mVpp. > > Gruß Anja Was kann man alternativ verwenden, um Spannungen von 0-10V in 100mV Schritten abzubilden? Nach etwas Recherche vermute ich, dass die Jungs am Ligo ein Kepco-Netzteil verwendet haben. Also nichts, was man sich mal eben so kauft: "...They also offer very low ripple and noise, very accurate regulation in 0.001% range..." http://www.arbenelux.com/brands/kepco/programmable-power-supplies/
Stefan schrieb: > Wäre ein LM723 eine gute Basis? Besser als der LM317 jedenfalls, es gibt aber keine negative Version. Der LT3042 deklassiert alle. < https://www.flickr.com/photos/137684711@N07/24070698809/in/album-72157662535945536/ > 0 db = 1nV / Wurzel Hz, 20 db= 10nV usw. Alle Messungen sind mit dem gleichen Messaufbau gemacht, mit den Datenblattschaltungen und den empfohlenen Maßnahmen zur Rauschreduktion. Man beachte im Bild links daneben das geringe Rauschen der LED HLMP6000 von Avago. Gruß, Gerhard
Gerhard H. schrieb: > Der LT3042 deklassiert alle. Hallo Gerhard, vielen Dank auch von mir für diesen Tipp. Der LT3042 zusammen mit einem 12V-Akku ist sicherlich eine gute Möglichkeit die erforderlichen Spannungen bereit zu stellen. -branadic-
Gerhard H. schrieb: > Alle Messungen sind mit dem gleichen Messaufbau gemacht, mit den > Datenblattschaltungen und den empfohlenen Maßnahmen zur Rauschreduktion. Deinen Bildern entnehme ich, dass du nur eine feste Ausgangsspannungen hast, keine variable Ausgangsspannung. https://www.flickr.com/photos/137684711@N07/29197476530/in/album-72157662535945536/ Kennt eigentlich schon jemand kommerziell verfügbare programmierbare Netzteile (0-15V o.ä. mit max. 1A Ausgangsstrom) auf Basis des LT3042? BTW: Was ist das für eine kleine Kiste mit dem Sticker Picosecond?
Stefan schrieb: > Deinen Bildern entnehme ich, dass du nur eine feste Ausgangsspannungen > hast, keine variable Ausgangsspannung. Du kannst den Referenzwiderstand als Poti ausführen. Je Widerstand desto Ausgangsspannung. > Kennt eigentlich schon jemand kommerziell verfügbare programmierbare > Netzteile (0-15V o.ä. mit max. 1A Ausgangsstrom) auf Basis des LT3042? Nicht dass ich wüsste. Wenn du willst, kann ich dir das Layout von dem Testplatinchen geben. (neben dem Picosecond Dingens). Das ist die Schaltung aus dem 3042-Datenblatt mit dem externen Leistungstransistor. > BTW: Was ist das für eine kleine Kiste mit dem Sticker Picosecond? Ein DC-Block. Im Prinzip ein koaxialer Kondensator. Sperrt DC und lässt alles durch von ein paar 100 KHz bis 20 GHz. Lag auf dem Tisch und hindert das kopflastige Platinchen am Umfallen.
Danke für das Angebot. Welchen Leistungstransistor hast du eingesetzt? Eine Poti-Lösung will mir nicht so recht gefallen,digital einstellbare Ausgangsspannung wäre die elegantere Lösung. Also einfach das Poti gegen einen digital programmierbaren Widerstand ersetzen oder lieber etwas mit einem FET aufbauen?
Eine Lösung an die ich gedacht hatte wäre sowas hier: http://www.elektroniknet.de/design-elektronik/halbleiter/digital-fast-ohne-grenzen-101548.html
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LT3042_npn_lay.png
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Der D44VH10 ist ein Feld, Wald & Wiesen-NPN in TO-220. Kommt in vielen LT-AppNotes vor. Ich habe die die Platine selbst geätzt, mit anderen Testschaltungen zusammen auf einer Bungard-Europakarte. Der LT3042 drückt einen Konstantstrom in einen hochohmigen Widerstand und die Spannung, die sich dabei ergibt ist die Ausgangs-Sollspannung. Die Hochohmigkeit sorgt dafür, dass schon kleine Kondensatoren eine grosse Siebwirkung haben. Wenn man versucht, ihn hinter einem DAC oder sowas zu betreiben, dann passt das irgendwie schlecht zusammen. Die Rauschmessungen waren vom LT3042 ohne externen Transistor. Ich glaube, das PSSR war mit dem Boosttransistor etwas schlechter.
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Hinter einem DAC wird der LT3042 dann eine Art Spannungsfolger. Für kleine Rauschen kommt es dann auch auf den DAC und dessen Referenz an, die Stromreferenz im LT3042 bleibt so ungenutzt. Für die Messung des Stromrauschens ist der Spannungsregler auch mehr Nebensächlich: Man braucht in der Regel keine genauen Werte für die Spannung. Auch mit 100 Ohm sollte man noch mit 1.2-1.5 V von einer Zelle hinkommen, außer ggf. bei extem kleiner Bauform ( < 0201 ?). Der genaue Wert der Spannung geht nur linear in die Größe des Rauschens ein. Ob man jetzt genau bei 1 V oder vielleicht bei 1.27 V misst ist das eher nebensächlich, sofern man die Spannung misst. Für die Meisten Fälle sollte man also direkt mit Strom aus einer Batterie auskommen. Interessant wäre ggf. die AC Quelle, wenn man die AC angeregte Brücke wählen will. Da wird geringes Rauschen noch etwas aufwändiger. Um die Anforderungen an den ADC nicht zu hoch zu haben, wird man aber wohl dort einen sehr genauen Abgleich der Brücke anstreben und so nebenbei das Rauschproblem der Quelle auch reduzieren.
> Hinter einem DAC wird der LT3042 dann eine Art Spannungsfolger. Für > kleine Rauschen kommt es dann auch auf den DAC und dessen Referenz an, > die Stromreferenz im LT3042 bleibt so ungenutzt. Ich würde mit dem hier gezeigten digital programmierbaren Widerstand www.elektroniknet.de/design-elektronik/halbleiter/digital-fast-ohne-gren zen-101548.html auch eher den SET und den ILIM Pin steuern und nicht den klassischen DAC-Ansatz fahren. Aber der Thread dreht sich ja eigentlich auch um ein anderes Thema, weswegen ein "Digital programmierbares ultralow noise Labornetzteil mit LT3042" Stoff für einen weiteren Thread ist und nicht unbedingt hierher gehört. Also zurück zum eigentlichen Thema. Wieviel Auflösung muss ein ADC nach der Verstärkung des Rauschens nach der DC-Methode und Verstärkung G=60dB mit INA103 eigentlich noch mitbringen? Im oben gezeigten Paper kommt ein FFT-Analysator zum Einsatz. Was wenn ich diesen durch ein Oszilloskop oder gar einen ADC ersetzen würde? Ein FFT-Analysator ist ja sicherlich frequenzselektiv, während ein Oszilloskop oder ADC erst einmal ziemlich breitbandig ist. Also braucht es sicherlich noch einige Filter?
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