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Guten Abend, ich simuliere gerade an einem OPV der jeweils 4 JFETs (Eigentlich sollen es BF862 sein) parallel am Eingang für niedrigstes Spannungs/Stromrauschen besitzt, kurze Erklärung zur Schaltung: Im Grunde ist das ähnlich wie in diversen anderen OPVs gemacht, eine gefaltete Kaskode hält das Drain auf konstanter Spannung um die Eingangskapazität (Millereffekt) klein zu halten und die Stufe schnell zu machen. Die rechte Seite ist ein Diamond Spannungsfolger als Ausgangstreiber. Besonders sind Q11/Q16 und Q17/18, diese dienen nur dazu den PSRR von super schlecht auf gut zu heben. Sie schränken zwar die Aussteuerbarkeit stark ein, das soll aber kein Thema sein. Ein paar Dinge verstehe ich im Moment noch nicht so richtig: Die Schaltung ist beschaltet für ein bisschen mehr als 40dB Verstärkung, bei 1mV am Eingang beträgt der Klirrfaktor @ 1kHz ziemlich schlechte ~0,05%. Die Leerlaufverstärkung ist knapp 90dB, das bedeutet das eigentlich 50dB "Reserve" für die Gegenkopplung da sind, trotzdem dieser schlechte Wert. Warum ist die Schaltung so unlinear im Vergleich zu diversen OPVs die ähnlich gebaut sind? Der OPV hat das Eingangssignal um 20dB gedämpft bevor die Phasenverschiebung am Ausgang 180° erreicht, nach meinem Verständnis des Bode Diagramms bedeutet das 40° Phasenreserve als Spannungsfolger beschaltet. Spice sieht das nicht so, verbinde ich den Ausgang mit dem Invertierenden Eingang schwingt die Schaltung sofort los. Wo liegt hier mein Denkfehler? Mich würde auch interessieren an welchem Punkt die Polstelle entsteht die den frühen Abfall ab ~100Hz verursacht? Gibt es eine Möglichkeit in diesem Konzept, weil die Gesamtverstärkung sowieso groß sein muss, die Leerlaufverstärkung weiter anzuheben um mehr Reserven für die Gegenkopplung zu haben? Bei meinen Versuchen mit einer zusätzlichen Stufe wurde die Schaltung immer instabil. Würde mich über Hinweise sehr freuen. Jan
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Jan schrieb: > Mich würde auch interessieren an welchem Punkt die Polstelle entsteht > die den frühen Abfall ab ~100Hz verursacht? Kollektor Q3/Q6. Die Polfrequenz ist nicht 100Hz, sondern eher 2kHz. > verbinde ich den Ausgang mit dem > Invertierenden Eingang schwingt die Schaltung sofort los. Wo liegt hier > mein Denkfehler? In dem Fall hängt C2 als Last am Ausgang... Jan schrieb: > Gibt es eine Möglichkeit in diesem Konzept, weil die Gesamtverstärkung > sowieso groß sein muss, die Leerlaufverstärkung weiter anzuheben um mehr > Reserven für die Gegenkopplung zu haben? Bei meinen Versuchen mit einer > zusätzlichen Stufe wurde die Schaltung immer instabil. Viel hilft viel, ja? Ich würde eher die Schaltung in sich linearer machen, als die Verzerrungen mit stärkerer Gegenkopplung niederknüppeln, und dazu erstmal die überflüssigen Teile (Q11, Q16-18 raus, Basis Q2/Q3 an V1) ausbauen und schauen, was man dann hat. Und bitte die Bilder in sinnvoller Auflösung, so kann ich nur einen winzigen Teil sehen oder keine Verbindungen. Man muss die Bauteile nicht so übertrieben weit auseinanderrücken. Schließlich willst du hier Hilfe, also mach den Leuten das Leben nicht künstlich schwer.
Ein Teil der Nichtlinearität kommt von der Gleichtaktverstärkung - da hilft dann auch ein hoher loop gain nicht gegen. Ein möglicher Ansatz wären Transistoren als Bootstrapped Kaskode. Q17/Q18 mogeln bei der PSRR - es kommt jetzt auf die -12 V an statt der neg. supply.
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Danke Euch beiden! >Kollektor Q3/Q6. Die Polfrequenz ist nicht 100Hz, sondern eher 2kHz. OK, danke. Ich konnte das in der Simulation nachvollziehen indem ich C3 auf Masse bezogen und auf 100pF vergrößert habe, dann verschiebt es die Polfrequenz auf 1kHz. >In dem Fall hängt C2 als Last am Ausgang... Hätte ich dazu schreiben sollen, der ist nur bei der AC Analyse dran. >Viel hilft viel, ja? >Ich würde eher die Schaltung in sich linearer machen, als die >Verzerrungen mit stärkerer Gegenkopplung niederknüppeln, und dazu >erstmal die überflüssigen Teile (Q11, Q16-18 raus, Basis Q2/Q3 an V1) >ausbauen und schauen, was man dann hat. Das war der erste Entwurf in Richtung AD8021 bzw. HDAM, der PSRR ist aber grottenschlecht. (Irgendwas um die -15dB) Klirrdämpfung bei 40dB Verstärkung auch nicht so toll. Man sieht hier auch schön, eigentlich ist die Verstärkung bei 180° Phasenverschiebung zwischen Ein/Ausgang um 18dB gesunken, klemme ich den Spannungsteiler R8/R11 und C2 ab und schließe die Gegenkopplung direkt an den Ausgang an schwingt die Schaltung. Erst bei Verstärkung >2 ist sie stabil. >Und bitte die Bilder in sinnvoller Auflösung, so kann ich nur einen >winzigen Teil sehen oder keine Verbindungen. Man muss die Bauteile nicht >so übertrieben weit auseinanderrücken. Schließlich willst du hier Hilfe, >also mach den Leuten das Leben nicht künstlich schwer. Das tut mir leid, auf meinem Monitor lässt sich das so ausgezeichnet erkennen. Ich habe die Schaltung etwas kompakter gemacht, ich hoffe es ist so besser? >Ein Teil der Nichtlinearität kommt von der Gleichtaktverstärkung - da >hilft dann auch ein hoher loop gain nicht gegen. >Ein möglicher Ansatz wären Transistoren als Bootstrapped Kaskode. Bootstrappen gegen was? >Q17/Q18 mogeln bei der PSRR - es kommt jetzt auf die -12 V an statt der >neg. supply. Ja, das war auch das Ziel. Man könnte die 12V per Z-Diode Stabil halten und mit einem Kondensator brücken, anders konnte ich das bisher nicht lösen. Es gibt sicher viel bessere Tricks, in integrierten OPVs geht es ja auch. nur kenne ich die nicht.
Machen die 4 Stromquellen unter den JFETs überhaupt Sinn? Ich war mir nicht sicher ob eine für alle 8 ausreicht, jeder JFET würde dann natürlich einen Sourcewiderstand bekommen. Wie groß müssten die Widerstände sein damit die Stromverteilung gleichmäßig ist, wie rechne ich das aus? (Spice geht ja von idealen Bauteilen aus, gerade JFETs haben aber sehr große Toleranzen)
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Jan schrieb: > eigentlich ist die Verstärkung bei 180° > Phasenverschiebung zwischen Ein/Ausgang um 18dB gesunken, klemme ich den > Spannungsteiler R8/R11 und C2 ab und schließe die Gegenkopplung direkt > an den Ausgang an schwingt die Schaltung. Erst bei Verstärkung >2 ist > sie stabil. Mit C2 arbeitet die rechten JFets in Basisschaltung (Gate ist gegen Masse fest), ohne C2 aber nicht mehr (Gate läuft mit dem Ein-/Ausgang mit), daher ist die Grenzfrequenz der Stufe niedriger. > Ich habe die Schaltung etwas kompakter gemacht, ich hoffe es > ist so besser? Mein Schreenshot sollte deine Frage beantworten. Immerhin sind jetzt sogar ein paar senkrechte Linien zu sehen.
Jan schrieb: > Machen die 4 Stromquellen unter den JFETs überhaupt Sinn? NEIN, die erhöhen das Rauschen.
Jan schrieb: > Machen die 4 Stromquellen unter den JFETs überhaupt Sinn? Ich war mir > nicht sicher ob eine für alle 8 ausreicht, jeder JFET würde dann > natürlich einen Sourcewiderstand bekommen. Wie groß müssten die > Widerstände sein damit die Stromverteilung gleichmäßig ist, wie rechne > ich das aus? Die müssen so groß sein, dass sich mit den Toleranzen der Gate-Source-Spannungen der einzelnen Fets eine brauchbare Stromverteilung ergibt. Aber die Sourcewiderstände machen dir dein geringes Rauschen kaputt und verringern die Leerlaufverstärkung - beides willst du sicher nicht. Deine DC-Dimensionierung passt auch nicht so recht. Die 68R liefern 1,3V/68R=19mA, die Stromquellen unten liefern 1,3V/180R=7,2mA, also fließen 5mA durch Q2/Q3/Q6/Q10. An R1/R3 liegen somit 9V, da wird die Aussteuerbarkeit versaut. Außerdem arbeitet Q10 mit Uce=0,7V, Q6 aber mit der Ausgangsspannung. Besser ist eine Z-Diode, die die Uce von Q10 auf etwa Massepotential bringt, das beseitigt den rel. großen DC-Offset. In einer Simu einer vereinfachten Schaltung (nur ein Diff-Paar, keine Endstufe) zeigt die Schaltung fast perfekte pos. PSRR und brauchbare neg. PSRR. Der Leerlaufklirr ist etwa 1% bei 30Vpp. Stabil bei Vu=+1.
Die parallelen Fets am Eingang sollte man für den Anfang erst einmal weglassen. Die machen die Sache nur etwa unübersichtlicher. Die 4 getrennten Stromquellen sind schon OK, aber recht aufwändig. Wenn man den großen Gleichtaktbereich nicht braucht (etwa weil man immer mit Verstärkung >2 arbeitet) kann man eine Stromquelle nutzen und Widerstände (je 1 für 1 Paar) zum Ausgleich. Nur als Ausgleich für die Paare tragen die Widerstände praktisch nicht zum Rauschen bei. Mit genug Reserve in der Spannung geht es auch ohne gefaltete Kaskode, mit einer normalen Kaskode. Für eine wirklich gute Gleichtaktunterdrückung und damit als Vorlage für sehr kleinen Klirr, kann man die Basisspannung für die Kaskode von der Sourcespannung der FETs ableiten (etwa Source + 4 V). Das gibt dann für die FETs eine konstante DS Spannung und damit eine fast ideale common-mode Unterdrückung. Für sehr hohe Ansprüche müsste ggf. auch die Source Stromquelle noch etwas besser werden (z.B. auch als Kaskode, oder mit 2 Transistoren).
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>Mit C2 arbeitet die rechten JFets in Basisschaltung (Gate ist gegen >Masse fest), ohne C2 aber nicht mehr (Gate läuft mit dem Ein-/Ausgang >mit), daher ist die Grenzfrequenz der Stufe niedriger. Da wäre ich niemals draufgekommen, dankeschön! (-: >Mein Schreenshot sollte deine Frage beantworten. Immerhin sind jetzt >sogar ein paar senkrechte Linien zu sehen. Die nächsten Bilder skaliere ich kleiner, ich hoffe das war es dann. >Die müssen so groß sein, dass sich mit den Toleranzen der >Gate-Source-Spannungen der einzelnen Fets eine brauchbare >Stromverteilung ergibt. Aber die Sourcewiderstände machen dir dein >geringes Rauschen kaputt und verringern die Leerlaufverstärkung - beides >willst du sicher nicht. Das habe ich befürchtet, ich wollte damit erzwingen das durch jedes FET-Päärchen der gleiche Strom fließt ohne die Bauteile selektieren zu müssen. >Deine DC-Dimensionierung passt auch nicht so recht. Die 68R liefern >1,3V/68R=19mA, die Stromquellen unten liefern 1,3V/180R=7,2mA, also >fließen 5mA durch Q2/Q3/Q6/Q10. An R1/R3 liegen somit 9V, da wird die >Aussteuerbarkeit versaut. Außerdem arbeitet Q10 mit Uce=0,7V, Q6 aber >mit der Ausgangsspannung. Besser ist eine Z-Diode, die die Uce von Q10 >auf etwa Massepotential bringt, das beseitigt den rel. großen DC-Offset. Ich habe in der AC-Analyse versucht die Verstärkung so weit zu erhöhen wie ich konnte, das mit R1/R3 ist mir deshalb entgangen. Ich stehe wohl etwas auf dem Schlauch, wo soll da eine Z-Diode hin die das Signal gegen Masse zieht? >In einer Simu einer vereinfachten Schaltung (nur ein Diff-Paar, keine >Endstufe) zeigt die Schaltung fast perfekte pos. PSRR und brauchbare >neg. PSRR. Der Leerlaufklirr ist etwa 1% bei 30Vpp. Stabil bei Vu=+1. Wie hoch ist denn die Leerlaufverstärkung in Deiner Simulation? Ich habe die Schaltung nie so gut hinbekommen das bei 40dB Spannungsverstärkung der Klirrfaktor besser als 0,0x% wird. Das ist ja ein Witz gegenüber anderen OPVs. >Für eine wirklich gute Gleichtaktunterdrückung und damit als Vorlage für >sehr kleinen Klirr, kann man die Basisspannung für die Kaskode von der >Sourcespannung der FETs ableiten (etwa Source + 4 V). Das gibt dann für >die FETs eine konstante DS Spannung und damit eine fast ideale >common-mode Unterdrückung. Die gefaltete Kaskode ist dann nicht mehr möglich, zumindest wüsste ich nicht wie. So wie im Anhang könnte es aber gehen. V4 als Spannungsreferenz (z.B. zwei gründe LEDs) vorstellen. Die Stromsenke müsste dann mehr Strom abkönnen, die Stromquelle soll einfach von der Versorgung abkoppeln. Ich habe das gerade einfach mal simuliert und mit einem OPV (OPA211) ausprobiert. Sieht meiner Meinung nach sehr gut aus für die gewünschte hohe Verstärkung. C1 und R3 sind die Polstellenkorrektur für kleinere Verstärkungsfaktoren. Klirrfaktor wird in Spice garnicht mehr dargestellt, ich glaube das ist ein Fehler vom Model des OPVs. Der ist dafür garnicht schlecht weil er eine hohe Gleichtaktunterdrückung bietet (geht ja in der Schaltung 1:1 in die positive PSRR) und nicht nur knapp Verstärkung 1 stabil ist.
Die Hybrid-OP Schaltung sieht im großen und ganzen schon gut aus. Die Kompensation ist aber noch nicht so wirklich gut - der OPA211 ist sehr schnell und bräuchte eine "Bremse". Der OP muss auch nicht mehr so rauscharm sein. Ein Mögliche Kompensation wäre so dass R1 etwa dafür sorgt dass die JFET stufe bei hohen Frequenzen noch auf einen Gain von etwas unter 1 kommt. Die 100 Ohm für R1 könnten ggf. etwa passen (je nach Steilheit der FETs). C3 müsste deutlich größer werden, etwa so dass C3*R1 im Bereich 0.1-1µs liegt. also etwa einen Faktor 10 unter der Bandbreite des OPs. C2 ist an der Stelle kontraproduktiv. Eher einen eher kleinen Kondensator parallel zu R8. Die Kompensation im Feedback Pfad ist für die Verzerrungen eine Katastrophe und auch nicht praktisch, weil die Bandbreite eher zu klein wird. Der Strom über Q4 ist deutlich zu groß da könnten auch 100 µA reichen. Bei so viel Strom müsste unterhalb von V4 noch eine PNP als Emitter-folger.
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>Die Hybrid-OP Schaltung sieht im großen und ganzen schon gut aus. Die >Kompensation ist aber noch nicht so wirklich gut - der OPA211 ist sehr >schnell und bräuchte eine "Bremse". Der OP muss auch nicht mehr so >rauscharm sein. Es ging mir bei der Wahl nicht um Rauscharmut sondern darum das der OPV auch wenn die Leerlaufverstärkung unter 1 gefallen ist einigermaßen Phasenreserve besitzt, zumindest interpretiere ich den angehängten Ausschnitt aus dem Datenblatt so. Die meisten anderen OPVs sind nur ganz knapp 1 stabil die ich gefunden habe, man könnte mal einen NE5534 oder OPA134 probieren weil die recht langsam sind. >Ein Mögliche Kompensation wäre so dass R1 etwa dafür sorgt dass die JFET >stufe bei hohen Frequenzen noch auf einen Gain von etwas unter 1 kommt. >Die 100 Ohm für R1 könnten ggf. etwa passen (je nach Steilheit der >FETs). C3 müsste deutlich größer werden, etwa so dass C3*R1 im Bereich >0.1-1µs liegt. also etwa einen Faktor 10 unter der Bandbreite des OPs. Die beiden Werte habe ich im AC-Plot in LTSpice ermittelt, mit 22 oder 47pF + 100 Ohm sah es für 40dB Gain ziemlich gut aus. Der Bode Plot von oben ist ohne diese Kompensation und währe nur gerade so stabil. >C2 ist an der Stelle kontraproduktiv. Eher einen eher kleinen >Kondensator parallel zu R8. Die Kompensation im Feedback Pfad ist für >die Verzerrungen eine Katastrophe und auch nicht praktisch, weil die >Bandbreite eher zu klein wird. Der ist da eingebaut wegen dem Bodediagramm sodass ich die Leerlaufverstärkung sehen kann, in der Schaltung später ist er natürlich nicht vorhanden. 100F wären auch ein ganz schöner Brocken ;-) Sorry hätte ich erwähnen müssen. >Der Strom über Q4 ist deutlich zu groß da könnten auch 100 µA reichen. >Bei so viel Strom müsste unterhalb von V4 noch eine PNP als >Emitter-folger. Ich habe den Schritt weiter gedacht, am realen Aufbau gibt es keine (gegenüber der Versorgungsspannung) potentialfreie Spannungsquelle die man dafür verwenden könnte und alles was eine Referenzspannung erzeugt braucht einen Strom. Stell dir Q4 als 2x LED in Reihe + Elko parallel vor, die ~2mA sind dafür gedacht. Hat das negative Auswirkungen auf den Differenzverstärker bzw. was soll der Emitterfolger hier verbessern?
Die Stromquelle mit Transistor und LED ist nicht ideal, sondern leicht von der Spannung abhängig. Das gibt dann eine Last auf die Source-Seite der FETs und damit eine Abhängigkeit vom Gleichtaktlevel. Ein PNP als Emitterfolger verringert die Last auf die FETs. Der Basisstrom für Q6 und Q10 liegt im Bereich 10 µA - da braucht man keine 2 mA. Eine 100 µA Stromquelle hätte auch weniger Rauschen. Die Stromquelle an der negative Seite ist auch nicht ideal wenn man mit dem Klirrfaktor in den Bereich 0.000xx% will braucht man ggf. dort auch eine bessere Quelle, etwa mit Kaskode (sofern man genügend Spannung hat).
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Guten Morgen Lurchi, >Die Stromquelle mit Transistor und LED ist nicht ideal, sondern leicht >von der Spannung abhängig. Das gibt dann eine Last auf die Source-Seite >der FETs und damit eine Abhängigkeit vom Gleichtaktlevel. Ein PNP als >Emitterfolger verringert die Last auf die FETs. Der Basisstrom für Q6 >und Q10 liegt im Bereich 10 µA - da braucht man keine 2 mA. Eine 100 µA >Stromquelle hätte auch weniger Rauschen. Ich kann Dir leider nicht ganz folgen, wo müsste der Emitterfolger verschaltet sein um zu helfen? Das Problem ist wie gesagt das ich kein Bauteil wüsste das unterhalb von ~1mA noch sauber als Spannungsreferenz verwendet werden könnte. Eine kleine SOT-23 (3,9V) Z-Diode vielleicht, ob die Zenerspannung bei 100uA aber noch sauber gehalten werden kann? Man müsste auch wieder einen Kondensator (Elko, Tantal) parallel schalten um ihr Rauschen kurzzuschließen und die dynamische Impedanz zu senken, der Leckstrom von diesem Bauteil wird aber wieder interessant. Ich habe noch angehängt wie es Ti im OPA627 gelöst hat, da ist der Strom durch die Spannungsreferenz praktisch vom Signalpfad entkoppelt und darf auch ein paar mA betragen. Dafür liegen zwei PN-Übergänge mehr zwischen FET und der Referenz, ich kann mir vorstellen das das zwar in einem IC funktioniert aber aus Einzelbauteilen Probleme macht weil man die Temperaturen der Bauteile nicht exakt gleich halten kann. Die Spannung über den FETs ist dann ja temperaturabhängig. >Die Stromquelle an der negative Seite ist auch nicht ideal wenn man mit >dem Klirrfaktor in den Bereich 0.000xx% will braucht man ggf. dort auch >eine bessere Quelle, etwa mit Kaskode (sofern man genügend Spannung >hat). Spannungsreserve haben wir mehr als genug, ich habe die Stromquelle nach Deinem Vorschlag verbessert. Spricht etwas dagegen für die 2V Quellen LEDs oder etwas in der art zu verwenden?
Die Schaltung im OPA627 geht schon in die Richtung, die ich gemeint habe. Nur sind es dort P-Kanal FETs und man hat zwischen den FETs noch einmal NPN Transistoren in Basisschaltung, so dass die Schaltung etwas anders ist: Der PNP Transistor unter der Eingangstufe übernimmt die Funktion von Q6 und Q10 und sorgt für die Konstante Spannung über die FETs. Der NPN Transistor wo der Pfeil hin zeigt ist der Emitterfolger. Die zusätzliche Basis-Emitter-Strecke ist kein Problem - so empfindlich sind die FETs auch nicht bei der Drain Source Spannung, dass die -2 mV/K groß stören. Das Bootstrapping ist dafür da den Signalhub von den FETs fern zu halten das sind ggf. einige Volt. Eine LED als 2 V Referenz für die Stromquellen ist gut. Zusammen mit dem Transistor gibt eine grobe Kompensation der Temperaturabhängigkeit und LEDs gelten als sehr rauscharm. Kleine Zenerdioden kann man auch mit weniger als 1 mA betreiben. Gerade im Bereich unter 5 V (echte Zener dioden, kein Lawinendurchbruch) sollte das auch nicht so negativ für das Rauschen sein. Das Rauschen der Referenz ist aber auch nicht so kritisch und die Impedanz muss nicht so super niedrig sein. Ein Kondensator parallel wäre ggf. für den Frequenzgang zu hohen Frequenzen hilfreich, muss aber nicht so groß sein.
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Guten morgen, ich verstehe leider im Moment weiterhin nicht wo das Problem liegt das die Last auf die Source-Seite der FETs erzeugen würde in der oberen Schaltung. Ich kann es deshalb auch nicht richtig nachvollziehen was der Emitterfolger machen soll, ich kann mir nur vorstellen das es etwas bringt die obere Stromquelle zu verbessern um deren Innenwiderstand zu maximieren. (wieder die Kaskode, siehe Anhang) Der Strom durch V5 könnte doch beliebig sein (uA, mA, A) solange es die Transistoren der Stromquelle/Senke thermisch mitmachen, er steht nie zum Bezug zu den JFETs. Das hat sogar noch den Vorteil das man parallel zum realen Bauteil eine Kapazität schalten kann um jede Art von Rauschen kurzzuschließen. Die Stromsenke am Source muss nur den zusätzlichen Strom aufnehmen können. Spice spukt leider weiterhin nichts brauchbares für den Klirrfaktor aus (0.000000%), am Modell des OPA211 liegt es nicht. Hat jemand eine Idee warum das so ist?
Jan schrieb: > Spice spukt leider weiterhin nichts brauchbares für den Klirrfaktor aus > (0.000000%), am Modell des OPA211 liegt es nicht. Hat jemand eine Idee > warum das so ist? Da gibt's nur eine Möglichkeit: deine Schaltung ist einfach zu gut für LTSpice. Was soll eigentlich der OPV in der Schaltung, wenn du nur die Eingangsstufe beurteilen willst? Nimm den OPV raus und sieh dir das Ausgangssignal des Diff an. Deine ursprünglich gepostete Schaltung oben ist bei vernünftiger Dimensionierung übrigens lange nicht so schlecht wie du oben geschrieben hattest. Aber ich denke, du hast daran längst das Interesse verloren. Ach, geht es hier eigentlich immer noch um den Kopfhörerverstärker? Beitrag "Diskreter Audio OPV Pole Splitting + Bewertung"
Die letzte Schaltung könnte schon einen sehr kleinen Klirrfaktor haben - 0.00000x% wären ggf. sogar richtig. Irgendwo sind auch die Grenzen die Spice an Genauigkeit liefern kann. Ein Emitterfolger am Source knoten hat 2 Gründe: Auch wenn die Stromquelle ideal ist, bleibt die leicht nichtlineare Impedanz von den Transistoren Q6 und Q10. Auch eine gute Stromquelle hat etwas Stromrauschen, dass in der Regel höher ist als das Stromrauschen an der Basis des Emitterfolgers. Mit einem relativ kleinen Strom von der oberen Stromquelle geht es auch ohne den extra Transistor - im Eingangsverstärker des 8,5-Stellen HP3458 DMM geht es auch ohne in einer ähnlichen Schaltung.
Guten Abend, 0.000000% bedeutet ja irgendwo bei -180dB Klirrdämpfung, laut Ti schafft der OPV das ja nichtmal als Spannungsfolger. Ich vermute mal auch das messen wird schwer, das Rauschen wird um einiges größer sein. (-: >Was soll eigentlich der OPV in der Schaltung, wenn du nur die >Eingangsstufe beurteilen willst? Nimm den OPV raus und sieh dir das >Ausgangssignal des Diff an. Mich interessiert aber eigentlich nur wie sich die gesamte Schaltung verhält. Mit dem OPV bekomme ich ein Gefühl dafür was machbar ist. >Deine ursprünglich gepostete Schaltung oben ist bei vernünftiger >Dimensionierung übrigens lange nicht so schlecht wie du oben geschrieben >hattest. Aber ich denke, du hast daran längst das Interesse verloren. Auf keinen Fall, ich lerne gerne etwas dazu! Wir können uns dieses Konzept auch nochmal ansehen und optimieren, ich bin sicher nicht der einzige der sich mit sowas gerne beschäftigt. >Ach, geht es hier eigentlich immer noch um den Kopfhörerverstärker? Hat damit nichts zu tun. Deine Schaltung existierte zuerst (suboptimal) auf einem Steckbrett, später dann auf einer (Doppelseitigen) Lochrasterplatine. Allerdings nur mit einem Endstufenpärchen und nicht für die +-35V ausgelegt. Ich simuliere gerade die Schaltung von oben mit dem diskreten OPV statt dem OPA211. >Ein Emitterfolger am Source knoten hat 2 Gründe: Auch wenn die >Stromquelle ideal ist, bleibt die leicht nichtlineare Impedanz von den >Transistoren Q6 und Q10. Auch eine gute Stromquelle hat etwas >Stromrauschen, dass in der Regel höher ist als das Stromrauschen an der >Basis des Emitterfolgers. Die Transistoren Q6 und Q10 lassen sich ja nicht vermeiden oder anderweitig kompensieren, ich vermute auch stark das sie und die Stromquellen weit weniger (Spannungs)Rauschen verursachen als die FETs? Q6 & Q10 Werden ja schließlich mit recht hohen Strömen betrieben. Ich hatte mal simuliert was passiert wenn V5 nicht Ideal ist sondern von einer Wechselspannung überlagert ist, der Effekt war nicht so schlimm wie ich vermutet habe. Die "ÜberAlles" GK scheint ja auch viel auszugleichen. >Mit einem relativ kleinen Strom von der oberen Stromquelle geht es auch >ohne den extra Transistor - im Eingangsverstärker des 8,5-Stellen HP3458 >DMM geht es auch ohne in einer ähnlichen Schaltung. Im Grunde muss ja nur die Spannung über V5 auch bei Eingangssignalen stabil bleiben, ich sehe den Zusammenhang mit dem Strom leider weiterhin nicht in der obigen Schaltung. Dank der Emitterfolger (Kaskode) wird der Strom durch V5 ja entkoppelt vom Signal. Dafür würden sich eben super 2 LEDs anbieten, billig und wohl auch rauscharm. (Wobei hier egal wenn mit Kondensator gebrückt) Man bräuchte halt 1-2mA. Das einzige Problem das ich gerade noch habe ist R11, wenn Spice nicht lügt und die JFETs auf kleinstes Rauschen selektiert sind läge das Rauschen im Bereich von einem 5 Ohm Widerstand. R11 sollte also entsprechen niederohmig sein, nur wird halt auch immer der DC-Offset mitverstärkt was schlecht ist. Man könnte unter ihn einen Kondensator setzen der die Spannungsverstärkung für DC auf 1 verringert, das müsste bei 4,7 Ohm wenn man unter 20Hz kommen möchte aber schon ein großer Elko sein und da ist mir bei so kleinen Signalen nicht wohl. Die beste Möglichkeit ist bisher ein Trimmer bei R2/R20.
Man bekommt das Rauschen schon recht klein, aber ganz so klein wie das Rauschen eines 5 Ohm Widerstandes eher nicht so einfach. Da sind ggf. die Modelle etwas optimistisch. Den Strom durch die FETs am Eingang sollte man ggf. auch etwas kleiner wählen - bei so hohem Strom wird die Temperaturabhängigkeit größer und die Eigenerwärmung (trotz der relativ kleinen Spannung) ggf. auch schon merklich. Ein Rauschen im Bereich 0.5-1 nV/Sqrt(Hz) entsprechend 15-60 Ohm wären schon recht gut. Der Widerstand R11 wird immer Rauschen. Je nach Verstärkung kann R11 auch kleiner machen. Bei kleiner Verstärkung wird man eher kein so super kleines Rauschen benötigen, wenn ja, muss man ggf. mit etwas Leistung für R11 leben. Bei hoher Verstärkung dar R11 auch klein werden. Theoretisch gäbe es die Möglichkeit die Rückkopplung per Transformator zu machen und damit theoretisch fast rauschfrei. Allerdings ist das mit dem DC Anteil, parasitären Kapazitäten und für niedrige Frequenzen nicht so praktisch. Ein passender Trafo ist ggf. aufwändig und relativ groß. Es gibt auch Ref. Spannungsquellen für weniger als 1 mA Strom, die man für V5 nehmen kann. LEDs gehen z.B. auch mit 0.1 mA noch, nur halt etwa 70 mV weniger Spannung als bei 1 mA. Auch eine 4.7 V zenerdiode wäre möglich - die hat dann halt keine 4.7 V mehr sondern vielleicht 4-4.5 V. Änderungen von V5 werden schon einigermaßen gut unterdrückt und entsprechend ist etwas Rauschen da nicht so schlimm. Die Stromquellen haben etwas Stromrauschen. Der unvermeidliche Anteil vom Widerstand skaliert mit der Wurzel des Widerstandes und damit auch mit der Wurzel des Stroms. Das könnte bei 1 mA ggf. schon wesentlich werden. Die Simulation sollte dies aber zeigen wie sehr die Stromquelle beiträgt. Weniger Strom solle eigentlich kein Problem sein. Alternativ zu kleinen Strom halt ein Transistor zur Entkopplung. Wenn man will könnte man Q10 und Q6 durch 2 JFETs mit hohem Threshold (etwa 2N4391 oder ähnlich) ersetzen damit könnte man ggf. auch V5 einsparen - auch der Weg wird zum Teil genutzt. Q6 und Q10 oder ein passender Ersatz sind schon sehr hilfreich für einen kleinen Klirrfaktor bei einem großen Eingangssignal. Super kleines Rauschen und sehr gute common mode Unterdrückung braucht man eigentlich nicht beides in einer Anwendung.
Hallo! ich möchte dieses alte Thema nochmal hochholen da ich weiter an der Schaltung simuliert habe. Die Stufe aus „Hybrid_OPV_V1.2.png“ ist genau die Schaltung, statt V5 ist eine Z-Diode drin und ein paar andere JFETs. Der OPA ist ein OP27. Die Stufe gibt es 4x und sie arbeitet auf einen Einzelnen OPV. Dadurch das die Spannung über den JFETs konstant ist haben sich Verzerrungen extrem gesenkt, selbst bei 40dB Verstärkung liegen die THD niedriger als Spice darstellen kann. Die Stufe ist so kompensiert das sie bei Verstärkung 1 Stabil ist. (Was so auch sein muss) Etwas verstehe ich nicht: Erhöht man den Quellwiderstand in den kOhm Bereich fängt der OP Amp an zu schwingen, im AC Plot sieht man das der Innenwiderstand des Eingangs irgendwann mal negativ wird. Ein kleiner 22pF Kondensator vom Eingang gegen Masse oder das künstliche erhöhen der Millerkapazität löst das Problem. Ich würde gerne verstehen warum das passiert und ob man das so lassen kann oder deutet das auf ein grundsätzliches Problem des Verstärkers hin? Die dabei eingestellte Gesamtverstärkung der Schaltung ist übrigens egal für den Effekt. Das zweite was auffällt: Ich habe über einen 100kOhm Widerstand von der Quelle zum Eingang versucht zurückzurechnen wie hoch die Eingangskapazität ist, heraus kommt ~25pF. Da hängen aber wie gesagt 22pF drin damit der Verstärker Stabil bleibt. Ich kann mir das erklären weil ich das Drain ja Bootstrappe, es gibt keinen AC Anteil zwischen Gate und Drain. Klappt das in der echten Welt ähnlich gut wie in der Simulation? Vielen Dank!
Kennst du die LT App Note 159 ? https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/application-notes/an159fa.pdf
Jan schrieb: > Erhöht man den Quellwiderstand in den kOhm Bereich fängt der OP Amp an > zu schwingen, im AC Plot sieht man das der Innenwiderstand des Eingangs > irgendwann mal negativ wird. Ein kleiner 22pF Kondensator vom Eingang > gegen Masse oder das künstliche erhöhen der Millerkapazität löst das > Problem. Ich würde gerne verstehen warum das passiert und ob man das so > lassen kann oder deutet das auf ein grundsätzliches Problem des > Verstärkers hin? Die dabei eingestellte Gesamtverstärkung der Schaltung > ist übrigens egal für den Effekt. Das liegt wohl am übertriebenen Bootstrapping am Differenzverstärker. Bau mal anstelle der Quelle V5 was rein, was etwas Dämpfung macht, einen PMOS vielleicht. Der Bootstrapfaktor muss deutlich unter 1 bleiben. Schau dir dazu das mal an: Beitrag "Re: Messverstärker für Widerstandsrauschen" Jan schrieb: > Das zweite was auffällt: Ich habe über einen 100kOhm Widerstand von der > Quelle zum Eingang versucht zurückzurechnen wie hoch die > Eingangskapazität ist, heraus kommt ~25pF. Da hängen aber wie gesagt > 22pF drin damit der Verstärker Stabil bleibt. Ich kann mir das erklären > weil ich das Drain ja Bootstrappe, es gibt keinen AC Anteil zwischen > Gate und Drain. Klappt das in der echten Welt ähnlich gut wie in der > Simulation? Ich denke das passt.
Hallo, zum Thema Klirrfaktormessung bin ich 2016 auf diesen Artikel gestoßen. http://preamp.org/elektronik/klirrfaktor-simulieren-mit-ltspice Die normale Spannungquelle von LTspice hat einen Noise Floor von etwa -120dB. Aber man kann da etwas machen. mfg Klaus
>Das liegt wohl am übertriebenen Bootstrapping am Differenzverstärker. >Bau mal anstelle der Quelle V5 was rein, was etwas Dämpfung macht, einen >PMOS vielleicht. Der Bootstrapfaktor muss deutlich unter 1 bleiben. >Schau dir dazu das mal an: Das werde ich versuchen, ich wollte allerdings versuchen ohne Massebezug auszukommen, sonst kann ich die Kaskode auch gleich ganz gegen Masse klemmen. Das Prinzip muss funktionieren, ich frage mich was hier in verlinkter Schaltung anders ist? http://bilder.hifi-forum.de/medium/588660/accuphase-e-305-schematic-detail-phono-pre-with-voltages_834839.png >Die normale Spannungquelle von LTspice hat einen Noise Floor von etwa >-120dB. Aber man kann da etwas machen. >mfg Klaus Das kenne ich, trotzdem danke. Simulation erreicht bei mir schon <160db.
>Das liegt wohl am übertriebenen Bootstrapping am Differenzverstärker. >Bau mal anstelle der Quelle V5 was rein, was etwas Dämpfung macht, einen >PMOS vielleicht. Der Bootstrapfaktor muss deutlich unter 1 bleiben. >Schau dir dazu das mal an: Den Effekt mit einem C am Eingang abfangen klappt ganz gut, da nur diese Kapazität am Eingang wirkt kann ich sie auch größer machen (100pF) Gibt es irgendwelche Probleme das so zu lösen? Die verlinkte Schaltung oben macht es wohl genauso.
Jan schrieb: > ich wollte allerdings versuchen ohne Massebezug > auszukommen, sonst kann ich die Kaskode auch gleich ganz gegen Masse > klemmen. Wo siehst du in meiner Schaltung einen Massebezug, was die gebootstrapte Kaskode betrifft? Der Drain des PMOS hat mit dem Signal oder der Kaskode nichts zu tun. Jan schrieb: > Das Prinzip muss funktionieren Tut es ja auch. Jan schrieb: > ich frage mich was hier in verlinkter Schaltung anders ist? Die Z-Diode hat einen differentiellen Widerstand, das ergibt an der Kathode einen geringeren Spannungshub als an den Source-Anschlüssen. Bei dir ist eine Quelle als "starre" Verbindung drin. Der Bootstrapfaktor ist bei dir also dichter an 1. Du musst dir klarmachen, daß Bootstrapping eine Mitkopplung ist, bei Faktor 1 hast du einen Oszillator. Jan schrieb: > Den Effekt mit einem C am Eingang abfangen klappt ganz gut, da nur diese > Kapazität am Eingang wirkt kann ich sie auch größer machen (100pF) > Gibt es irgendwelche Probleme das so zu lösen? Es ist doch absurd, erst eine übertrieben gebootstrapte Kaskode einzubauen und die dann mit einer externen Parallelkapazität zu stabilisieren. > Die verlinkte Schaltung oben macht es wohl genauso. Welche? Meine macht das nicht. Und die andere auch nicht, dort sind die Kapazitäten der Abschluß für den Tonabnehmer.
Sofern die Eingangskapazität nicht stört, vor allem für eher niedriger Frequenzen spricht nicht viel gegen die Kapazität an Eingang. Es besteht aber weiter die Möglichkeit, dass ein Signal quelle mit induktivem Anteil die Wirkung der Kapazität wider aufhebt. Dagegen kann es helfen wenn in Reihe zu dem Kondensator noch ein Widerstand (wohl im kOhm Bereich) ist.
Danke weiterhin für Eure Tipps >Die Z-Diode hat einen differentiellen Widerstand, das ergibt an der >Kathode einen geringeren Spannungshub als an den Source-Anschlüssen. Bei >dir ist eine Quelle als "starre" Verbindung drin. Der Bootstrapfaktor >ist bei dir also dichter an 1. Du musst dir klarmachen, daß >Bootstrapping eine Mitkopplung ist, bei Faktor 1 hast du einen >Oszillator. Oft sieht man auch einen C über der Z-Diode, so würde ich das auch machen: (Das mit der Z-Diode hat Lurchi ja auch schon vorgeschlagen) https://www.analog-forum.de/wbboard/gallery/userImages/21/74204-21e124ac-large.jpg Der Strom ist in beiden Schaltungen durch die Z-Diode relativ konstant, der Differenzielle Widerstand kann doch nur ein paar wenige Ohm Betragen. Kann ich dann nicht Einfach einen Widerstand (22-100 Ohm) in Serie zur Basis der Kaskodentransistoren oder irgendwas unter 10 Ohm zwischen Emitter und Drain legen? Simulation ist auf meinem anderen PC, da komme ich erst morgen wieder ran um zu Probieren. >Es ist doch absurd, erst eine übertrieben gebootstrapte Kaskode >einzubauen und die dann mit einer externen Parallelkapazität zu >stabilisieren. Ich sehe 2 Vorteile: Die Eingangskapazität der Schaltung ist kontrollierbarer und hängt nicht von Toleranzen der FETs ab und außerdem ist die Stufe laut Spice viel linearer (Und damit der Gegengekopplete Verstärker viel Verzerrungsärmer) als wenn ich die Kaskode auf Masse beziehe. >Sofern die Eingangskapazität nicht stört, vor allem für eher niedriger >Frequenzen spricht nicht viel gegen die Kapazität an Eingang. Es besteht >aber weiter die Möglichkeit, dass ein Signal quelle mit induktivem >Anteil die Wirkung der Kapazität wider aufhebt. Dagegen kann es helfen >wenn in Reihe zu dem Kondensator noch ein Widerstand (wohl im kOhm >Bereich) ist. Probiere ich aus. Im Instrumentenverstärker INA103 gibt es ein "Input Stabilization Network" bestehend aus einer 1,2uH Induktivität parallel 50Ohm in Serie zu den Eingängen. Mit sowas könnte man vielleicht definierte Verhältnisse schaffen, er Entstehende Schwingkreis wird durch die 50 ohm ja wieder gedämpft.
Die Bootstrapping-Schaltung hat nicht nur den Sinn die Eingangskapazität zu reduzieren. Der andere Effekt ist, dass die Eingangsfets eine fast konstante Spannung sehen. Damit wird die Gleichtakt Unterdrückung verbessert und dies macht die sehr gute Linearität als Spannungsfolger erst möglich. Ohne das Bootstrapping hängt die Kapazität der FETs von der DS Spannung ab und macht eine JFET-Eingangsstufe nichtlinear bei hochohmigerer Quelle. Der Weg mit bootstraped Kaskode und dann extra Kapazität am Eingang ist ggf. schon sinnvoll. Eine ähnliche Verstärkerschaltung mit Bootstrapping findet man teils in älteren hochwertigen DMMs. Nicht nur weil es früher kaum gute FET input OPs gab, sondern auch um eine sehr gute Linearität zu erreichen.
Jan schrieb: >>Es ist doch absurd, erst eine übertrieben gebootstrapte Kaskode >>einzubauen und die dann mit einer externen Parallelkapazität zu >>stabilisieren. > > Ich sehe 2 Vorteile: Die Eingangskapazität der Schaltung ist > kontrollierbarer und hängt nicht von Toleranzen der FETs ab und außerdem > ist die Stufe laut Spice viel linearer (Und damit der Gegengekopplete > Verstärker viel Verzerrungsärmer) als wenn ich die Kaskode auf Masse > beziehe. Ich sag doch gar nicht, dass die Kaskode nicht gebootstrappt werden soll, ich meine nur, man sollte den Faktor nicht so dicht an 1 legen, dadurch wird die Schaltung so instabil. Wenn man nur z.B. 90 % der Sourcewechselspannung auf die Kaskode gibt, hat man auch im wesentlichen die genannten positiven Effekte und die Stabilität.
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>Der andere Effekt ist, dass die Eingangsfets eine fast >konstante Spannung sehen. Damit wird die Gleichtakt Unterdrückung >verbessert und dies macht die sehr gute Linearität als Spannungsfolger >erst möglich. Ja, das hattest Du ja von Anfang an gesagt und meine Simulation zeigt den Effekt in dem die THD deutlich niedriger liegen als mit Kaskode auf GND bezogen. (Oder Ohne Kaskode denn die macht dann keinen Sinn mehr) So stelle ich mir das vor wie im Anhang, die Idee ist von den Marantz HDAM Stufen abgeschaut: https://www.avsforum.com/photopost/data/2324138/8/82/827733b0_hdam.jpeg Damit dürfte der Bootstrapfaktor doch auf jeden Fall unter 1 liegen?
Die HDAM Schaltung nutzt eine gefaltete Kaskode gegen ein fast festes Potential.
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