Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Diskreter Low Noise JFET OPV Linearitätsproblem + Stabilität


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von Jan (Gast)


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Guten Abend,

ich simuliere gerade an einem OPV der jeweils 4 JFETs (Eigentlich sollen 
es BF862 sein) parallel am Eingang für niedrigstes 
Spannungs/Stromrauschen besitzt, kurze Erklärung zur Schaltung:

Im Grunde ist das ähnlich wie in diversen anderen OPVs gemacht, eine 
gefaltete Kaskode hält das Drain auf konstanter Spannung um die 
Eingangskapazität (Millereffekt) klein zu halten und die Stufe schnell 
zu machen. Die rechte Seite ist ein Diamond Spannungsfolger als 
Ausgangstreiber.
Besonders sind Q11/Q16 und Q17/18, diese dienen nur dazu den PSRR von 
super schlecht auf gut zu heben. Sie schränken zwar die Aussteuerbarkeit 
stark ein, das soll aber kein Thema sein.

Ein paar Dinge verstehe ich im Moment noch nicht so richtig:

Die Schaltung ist beschaltet für ein bisschen mehr als 40dB Verstärkung, 
bei 1mV am Eingang beträgt der Klirrfaktor @ 1kHz ziemlich schlechte 
~0,05%. Die Leerlaufverstärkung ist knapp 90dB, das bedeutet das 
eigentlich 50dB "Reserve" für die Gegenkopplung da sind, trotzdem dieser 
schlechte Wert. Warum ist die Schaltung so unlinear im Vergleich zu 
diversen OPVs die ähnlich gebaut sind?

Der OPV hat das Eingangssignal um 20dB gedämpft bevor die 
Phasenverschiebung am Ausgang 180° erreicht, nach meinem Verständnis des 
Bode Diagramms bedeutet das 40° Phasenreserve als Spannungsfolger 
beschaltet. Spice sieht das nicht so, verbinde ich den Ausgang mit dem 
Invertierenden Eingang schwingt die Schaltung sofort los. Wo liegt hier 
mein Denkfehler?
Mich würde auch interessieren an welchem Punkt die Polstelle entsteht 
die den frühen Abfall ab ~100Hz verursacht?

Gibt es eine Möglichkeit in diesem Konzept, weil die Gesamtverstärkung 
sowieso groß sein muss, die Leerlaufverstärkung weiter anzuheben um mehr 
Reserven für die Gegenkopplung zu haben? Bei meinen Versuchen mit einer 
zusätzlichen Stufe wurde die Schaltung immer instabil.

Würde mich über Hinweise sehr freuen.

Jan

von ArnoR (Gast)


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Jan schrieb:
> Mich würde auch interessieren an welchem Punkt die Polstelle entsteht
> die den frühen Abfall ab ~100Hz verursacht?

Kollektor Q3/Q6. Die Polfrequenz ist nicht 100Hz, sondern eher 2kHz.

> verbinde ich den Ausgang mit dem
> Invertierenden Eingang schwingt die Schaltung sofort los. Wo liegt hier
> mein Denkfehler?

In dem Fall hängt C2 als Last am Ausgang...

Jan schrieb:
> Gibt es eine Möglichkeit in diesem Konzept, weil die Gesamtverstärkung
> sowieso groß sein muss, die Leerlaufverstärkung weiter anzuheben um mehr
> Reserven für die Gegenkopplung zu haben? Bei meinen Versuchen mit einer
> zusätzlichen Stufe wurde die Schaltung immer instabil.

Viel hilft viel, ja?
Ich würde eher die Schaltung in sich linearer machen, als die 
Verzerrungen mit stärkerer Gegenkopplung niederknüppeln, und dazu 
erstmal die überflüssigen Teile (Q11, Q16-18 raus, Basis Q2/Q3 an V1) 
ausbauen und schauen, was man dann hat.

Und bitte die Bilder in sinnvoller Auflösung, so kann ich nur einen 
winzigen Teil sehen oder keine Verbindungen. Man muss die Bauteile nicht 
so übertrieben weit auseinanderrücken. Schließlich willst du hier Hilfe, 
also mach den Leuten das Leben nicht künstlich schwer.

von Lurchi (Gast)


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Ein Teil der Nichtlinearität kommt von der Gleichtaktverstärkung - da 
hilft dann auch ein hoher loop gain nicht gegen.
Ein möglicher Ansatz wären Transistoren als Bootstrapped Kaskode.


Q17/Q18 mogeln bei der PSRR - es kommt jetzt auf die -12 V an statt der 
neg. supply.

von Jan (Gast)


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Danke Euch beiden!

>Kollektor Q3/Q6. Die Polfrequenz ist nicht 100Hz, sondern eher 2kHz.

OK, danke. Ich konnte das in der Simulation nachvollziehen indem ich C3 
auf Masse bezogen und auf 100pF vergrößert habe, dann verschiebt es die 
Polfrequenz auf 1kHz.

>In dem Fall hängt C2 als Last am Ausgang...

Hätte ich dazu schreiben sollen, der ist nur bei der AC Analyse dran.

>Viel hilft viel, ja?
>Ich würde eher die Schaltung in sich linearer machen, als die
>Verzerrungen mit stärkerer Gegenkopplung niederknüppeln, und dazu
>erstmal die überflüssigen Teile (Q11, Q16-18 raus, Basis Q2/Q3 an V1)
>ausbauen und schauen, was man dann hat.

Das war der erste Entwurf in Richtung AD8021 bzw. HDAM, der PSRR ist 
aber grottenschlecht. (Irgendwas um die -15dB) Klirrdämpfung bei 40dB 
Verstärkung auch nicht so toll.
Man sieht hier auch schön, eigentlich ist die Verstärkung bei 180° 
Phasenverschiebung zwischen Ein/Ausgang um 18dB gesunken, klemme ich den 
Spannungsteiler R8/R11 und C2 ab und schließe die Gegenkopplung direkt 
an den Ausgang an schwingt die Schaltung. Erst bei Verstärkung >2 ist 
sie stabil.

>Und bitte die Bilder in sinnvoller Auflösung, so kann ich nur einen
>winzigen Teil sehen oder keine Verbindungen. Man muss die Bauteile nicht
>so übertrieben weit auseinanderrücken. Schließlich willst du hier Hilfe,
>also mach den Leuten das Leben nicht künstlich schwer.

Das tut mir leid, auf meinem Monitor lässt sich das so ausgezeichnet 
erkennen. Ich habe die Schaltung etwas kompakter gemacht, ich hoffe es 
ist so besser?

>Ein Teil der Nichtlinearität kommt von der Gleichtaktverstärkung - da
>hilft dann auch ein hoher loop gain nicht gegen.
>Ein möglicher Ansatz wären Transistoren als Bootstrapped Kaskode.

Bootstrappen gegen was?

>Q17/Q18 mogeln bei der PSRR - es kommt jetzt auf die -12 V an statt der
>neg. supply.

Ja, das war auch das Ziel. Man könnte die 12V per Z-Diode Stabil halten 
und mit einem Kondensator brücken, anders konnte ich das bisher nicht 
lösen. Es gibt sicher viel bessere Tricks, in integrierten OPVs geht es 
ja auch. nur kenne ich die nicht.

von Jan (Gast)


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Machen die 4 Stromquellen unter den JFETs überhaupt Sinn? Ich war mir 
nicht sicher ob eine für alle 8 ausreicht, jeder JFET würde dann 
natürlich einen Sourcewiderstand bekommen. Wie groß müssten die 
Widerstände sein damit die Stromverteilung gleichmäßig ist, wie rechne 
ich das aus? (Spice geht ja von idealen Bauteilen aus, gerade JFETs 
haben aber sehr große Toleranzen)

von ArnoR (Gast)


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Jan schrieb:
> eigentlich ist die Verstärkung bei 180°
> Phasenverschiebung zwischen Ein/Ausgang um 18dB gesunken, klemme ich den
> Spannungsteiler R8/R11 und C2 ab und schließe die Gegenkopplung direkt
> an den Ausgang an schwingt die Schaltung. Erst bei Verstärkung >2 ist
> sie stabil.

Mit C2 arbeitet die rechten JFets in Basisschaltung (Gate ist gegen 
Masse fest), ohne C2 aber nicht mehr (Gate läuft mit dem Ein-/Ausgang 
mit), daher ist die Grenzfrequenz der Stufe niedriger.

> Ich habe die Schaltung etwas kompakter gemacht, ich hoffe es
> ist so besser?

Mein Schreenshot sollte deine Frage beantworten. Immerhin sind jetzt 
sogar ein paar senkrechte Linien zu sehen.

von der schreckliche Sven (Gast)


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Jan schrieb:
> Machen die 4 Stromquellen unter den JFETs überhaupt Sinn?

NEIN, die erhöhen das Rauschen.

von ArnoR (Gast)


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Jan schrieb:
> Machen die 4 Stromquellen unter den JFETs überhaupt Sinn? Ich war mir
> nicht sicher ob eine für alle 8 ausreicht, jeder JFET würde dann
> natürlich einen Sourcewiderstand bekommen. Wie groß müssten die
> Widerstände sein damit die Stromverteilung gleichmäßig ist, wie rechne
> ich das aus?

Die müssen so groß sein, dass sich mit den Toleranzen der 
Gate-Source-Spannungen der einzelnen Fets eine brauchbare 
Stromverteilung ergibt. Aber die Sourcewiderstände machen dir dein 
geringes Rauschen kaputt und verringern die Leerlaufverstärkung - beides 
willst du sicher nicht.

Deine DC-Dimensionierung passt auch nicht so recht. Die 68R liefern 
1,3V/68R=19mA, die Stromquellen unten liefern 1,3V/180R=7,2mA, also 
fließen 5mA durch Q2/Q3/Q6/Q10. An R1/R3 liegen somit 9V, da wird die 
Aussteuerbarkeit versaut. Außerdem arbeitet Q10 mit Uce=0,7V, Q6 aber 
mit der Ausgangsspannung. Besser ist eine Z-Diode, die die Uce von Q10 
auf etwa Massepotential bringt, das beseitigt den rel. großen DC-Offset.

In einer Simu einer vereinfachten Schaltung (nur ein Diff-Paar, keine 
Endstufe) zeigt die Schaltung fast perfekte pos. PSRR und brauchbare 
neg. PSRR. Der Leerlaufklirr ist etwa 1% bei 30Vpp. Stabil bei Vu=+1.

von Lurchi (Gast)


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Die parallelen Fets am Eingang sollte man für den Anfang erst einmal 
weglassen. Die machen die Sache nur etwa unübersichtlicher. Die 4 
getrennten Stromquellen sind schon OK, aber recht aufwändig. Wenn man 
den großen Gleichtaktbereich nicht braucht (etwa weil man immer mit 
Verstärkung >2 arbeitet) kann man eine Stromquelle nutzen und 
Widerstände (je 1 für 1 Paar) zum Ausgleich. Nur als Ausgleich für die 
Paare tragen die Widerstände praktisch nicht zum Rauschen bei. Mit genug 
Reserve in der Spannung geht es auch ohne gefaltete Kaskode, mit einer 
normalen Kaskode.

Für eine wirklich gute Gleichtaktunterdrückung und damit als Vorlage für 
sehr kleinen Klirr, kann man die Basisspannung für die Kaskode von der 
Sourcespannung der FETs ableiten (etwa Source + 4 V). Das gibt dann für 
die FETs eine konstante DS Spannung und damit eine fast ideale 
common-mode Unterdrückung.

Für sehr hohe Ansprüche müsste ggf. auch die Source Stromquelle noch 
etwas besser werden (z.B. auch als Kaskode, oder mit 2 Transistoren).

von Jan (Gast)


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>Mit C2 arbeitet die rechten JFets in Basisschaltung (Gate ist gegen
>Masse fest), ohne C2 aber nicht mehr (Gate läuft mit dem Ein-/Ausgang
>mit), daher ist die Grenzfrequenz der Stufe niedriger.

Da wäre ich niemals draufgekommen, dankeschön! (-:

>Mein Schreenshot sollte deine Frage beantworten. Immerhin sind jetzt
>sogar ein paar senkrechte Linien zu sehen.

Die nächsten Bilder skaliere ich kleiner, ich hoffe das war es dann.

>Die müssen so groß sein, dass sich mit den Toleranzen der
>Gate-Source-Spannungen der einzelnen Fets eine brauchbare
>Stromverteilung ergibt. Aber die Sourcewiderstände machen dir dein
>geringes Rauschen kaputt und verringern die Leerlaufverstärkung - beides
>willst du sicher nicht.

Das habe ich befürchtet, ich wollte damit erzwingen das durch jedes 
FET-Päärchen der gleiche Strom fließt ohne die Bauteile selektieren zu 
müssen.

>Deine DC-Dimensionierung passt auch nicht so recht. Die 68R liefern
>1,3V/68R=19mA, die Stromquellen unten liefern 1,3V/180R=7,2mA, also
>fließen 5mA durch Q2/Q3/Q6/Q10. An R1/R3 liegen somit 9V, da wird die
>Aussteuerbarkeit versaut. Außerdem arbeitet Q10 mit Uce=0,7V, Q6 aber
>mit der Ausgangsspannung. Besser ist eine Z-Diode, die die Uce von Q10
>auf etwa Massepotential bringt, das beseitigt den rel. großen DC-Offset.

Ich habe in der AC-Analyse versucht die Verstärkung so weit zu erhöhen 
wie ich konnte, das mit R1/R3 ist mir deshalb entgangen.
Ich stehe wohl etwas auf dem Schlauch, wo soll da eine Z-Diode hin die 
das Signal gegen Masse zieht?

>In einer Simu einer vereinfachten Schaltung (nur ein Diff-Paar, keine
>Endstufe) zeigt die Schaltung fast perfekte pos. PSRR und brauchbare
>neg. PSRR. Der Leerlaufklirr ist etwa 1% bei 30Vpp. Stabil bei Vu=+1.

Wie hoch ist denn die Leerlaufverstärkung in Deiner Simulation? Ich habe 
die Schaltung nie so gut hinbekommen das bei 40dB Spannungsverstärkung 
der Klirrfaktor besser als 0,0x% wird. Das ist ja ein Witz gegenüber 
anderen OPVs.

>Für eine wirklich gute Gleichtaktunterdrückung und damit als Vorlage für
>sehr kleinen Klirr, kann man die Basisspannung für die Kaskode von der
>Sourcespannung der FETs ableiten (etwa Source + 4 V). Das gibt dann für
>die FETs eine konstante DS Spannung und damit eine fast ideale
>common-mode Unterdrückung.

Die gefaltete Kaskode ist dann nicht mehr möglich, zumindest wüsste ich 
nicht wie. So wie im Anhang könnte es aber gehen. V4 als 
Spannungsreferenz (z.B. zwei gründe LEDs) vorstellen. Die Stromsenke 
müsste dann mehr Strom abkönnen, die Stromquelle soll einfach von der 
Versorgung abkoppeln.

Ich habe das gerade einfach mal simuliert und mit einem OPV (OPA211) 
ausprobiert. Sieht meiner Meinung nach sehr gut aus für die gewünschte 
hohe Verstärkung. C1 und R3 sind die Polstellenkorrektur für kleinere 
Verstärkungsfaktoren. Klirrfaktor wird in Spice garnicht mehr 
dargestellt, ich glaube das ist ein Fehler vom Model des OPVs. Der ist 
dafür garnicht schlecht weil er eine hohe Gleichtaktunterdrückung bietet 
(geht ja in der Schaltung 1:1 in die positive PSRR) und nicht nur knapp 
Verstärkung 1 stabil ist.

von Lurchi (Gast)


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Die Hybrid-OP Schaltung sieht im großen und ganzen schon gut aus. Die 
Kompensation ist aber noch nicht so wirklich gut - der OPA211 ist sehr 
schnell und bräuchte eine "Bremse". Der OP muss auch nicht mehr so 
rauscharm sein.

Ein Mögliche Kompensation wäre so dass R1 etwa dafür sorgt dass die JFET 
stufe bei hohen Frequenzen noch auf einen Gain von etwas unter 1 kommt. 
Die 100 Ohm für R1 könnten ggf. etwa passen (je nach Steilheit der 
FETs). C3 müsste deutlich größer werden, etwa so dass C3*R1 im Bereich 
0.1-1µs liegt. also etwa einen Faktor 10 unter der Bandbreite des OPs. 
C2 ist an der Stelle kontraproduktiv. Eher einen eher kleinen 
Kondensator parallel zu R8. Die Kompensation im Feedback Pfad ist für 
die Verzerrungen eine Katastrophe und auch nicht praktisch, weil die 
Bandbreite eher zu klein wird.

Der Strom über Q4 ist deutlich zu groß da könnten auch 100 µA reichen. 
Bei so viel Strom müsste unterhalb von V4 noch eine PNP als 
Emitter-folger.

von Jan (Gast)


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>Die Hybrid-OP Schaltung sieht im großen und ganzen schon gut aus. Die
>Kompensation ist aber noch nicht so wirklich gut - der OPA211 ist sehr
>schnell und bräuchte eine "Bremse". Der OP muss auch nicht mehr so
>rauscharm sein.

Es ging mir bei der Wahl nicht um Rauscharmut sondern darum das der OPV 
auch wenn die Leerlaufverstärkung unter 1 gefallen ist einigermaßen 
Phasenreserve besitzt, zumindest interpretiere ich den angehängten 
Ausschnitt aus dem Datenblatt so. Die meisten anderen OPVs sind nur ganz 
knapp 1 stabil die ich gefunden habe, man könnte mal einen NE5534 oder 
OPA134 probieren weil die recht langsam sind.

>Ein Mögliche Kompensation wäre so dass R1 etwa dafür sorgt dass die JFET
>stufe bei hohen Frequenzen noch auf einen Gain von etwas unter 1 kommt.
>Die 100 Ohm für R1 könnten ggf. etwa passen (je nach Steilheit der
>FETs). C3 müsste deutlich größer werden, etwa so dass C3*R1 im Bereich
>0.1-1µs liegt. also etwa einen Faktor 10 unter der Bandbreite des OPs.

Die beiden Werte habe ich im AC-Plot in LTSpice ermittelt, mit 22 oder 
47pF + 100 Ohm sah es für 40dB Gain ziemlich gut aus. Der Bode Plot von 
oben ist ohne diese Kompensation und währe nur gerade so stabil.

>C2 ist an der Stelle kontraproduktiv. Eher einen eher kleinen
>Kondensator parallel zu R8. Die Kompensation im Feedback Pfad ist für
>die Verzerrungen eine Katastrophe und auch nicht praktisch, weil die
>Bandbreite eher zu klein wird.

Der ist da eingebaut wegen dem Bodediagramm sodass ich die 
Leerlaufverstärkung sehen kann, in der Schaltung später ist er natürlich 
nicht vorhanden. 100F wären auch ein ganz schöner Brocken ;-)
Sorry hätte ich erwähnen müssen.

>Der Strom über Q4 ist deutlich zu groß da könnten auch 100 µA reichen.
>Bei so viel Strom müsste unterhalb von V4 noch eine PNP als
>Emitter-folger.

Ich habe den Schritt weiter gedacht, am realen Aufbau gibt es keine 
(gegenüber der Versorgungsspannung) potentialfreie Spannungsquelle die 
man dafür verwenden könnte und alles was eine Referenzspannung erzeugt 
braucht einen Strom. Stell dir Q4 als 2x LED in Reihe + Elko parallel 
vor, die ~2mA sind dafür gedacht. Hat das negative Auswirkungen auf den 
Differenzverstärker bzw. was soll der Emitterfolger hier verbessern?

von Lurchi (Gast)


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Die Stromquelle mit Transistor und LED ist nicht ideal, sondern leicht 
von der Spannung abhängig. Das gibt dann eine Last auf die Source-Seite 
der FETs und damit eine Abhängigkeit vom Gleichtaktlevel. Ein PNP als 
Emitterfolger verringert die Last auf die FETs.  Der Basisstrom für Q6 
und Q10 liegt im Bereich 10 µA - da braucht man keine 2 mA. Eine 100 µA 
Stromquelle hätte auch weniger Rauschen.

Die Stromquelle an der negative Seite ist auch nicht ideal wenn man mit 
dem Klirrfaktor in den Bereich 0.000xx% will braucht man ggf. dort auch 
eine bessere Quelle, etwa mit Kaskode (sofern man genügend Spannung 
hat).

von Jan (Gast)


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Guten Morgen Lurchi,

>Die Stromquelle mit Transistor und LED ist nicht ideal, sondern leicht
>von der Spannung abhängig. Das gibt dann eine Last auf die Source-Seite
>der FETs und damit eine Abhängigkeit vom Gleichtaktlevel. Ein PNP als
>Emitterfolger verringert die Last auf die FETs.  Der Basisstrom für Q6
>und Q10 liegt im Bereich 10 µA - da braucht man keine 2 mA. Eine 100 µA
>Stromquelle hätte auch weniger Rauschen.

Ich kann Dir leider nicht ganz folgen, wo müsste der Emitterfolger 
verschaltet sein um zu helfen?
Das Problem ist wie gesagt das ich kein Bauteil wüsste das unterhalb von 
~1mA noch sauber als Spannungsreferenz verwendet werden könnte. Eine 
kleine SOT-23 (3,9V) Z-Diode vielleicht, ob die Zenerspannung bei 100uA 
aber noch sauber gehalten werden kann? Man müsste auch wieder einen 
Kondensator (Elko, Tantal) parallel schalten um ihr Rauschen 
kurzzuschließen und die dynamische Impedanz zu senken, der Leckstrom von 
diesem Bauteil wird aber wieder interessant.

Ich habe noch angehängt wie es Ti im OPA627 gelöst hat, da ist der Strom 
durch die Spannungsreferenz praktisch vom Signalpfad entkoppelt und darf 
auch ein paar mA betragen. Dafür liegen zwei PN-Übergänge mehr zwischen 
FET und der Referenz, ich kann mir vorstellen das das zwar in einem IC 
funktioniert aber aus Einzelbauteilen Probleme macht weil man die 
Temperaturen der Bauteile nicht exakt gleich halten kann. Die Spannung 
über den FETs ist dann ja temperaturabhängig.

>Die Stromquelle an der negative Seite ist auch nicht ideal wenn man mit
>dem Klirrfaktor in den Bereich 0.000xx% will braucht man ggf. dort auch
>eine bessere Quelle, etwa mit Kaskode (sofern man genügend Spannung
>hat).

Spannungsreserve haben wir mehr als genug, ich habe die Stromquelle nach 
Deinem Vorschlag verbessert. Spricht etwas dagegen für die 2V Quellen 
LEDs oder etwas in der art zu verwenden?

von Lurchi (Gast)


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Die Schaltung im OPA627 geht schon in die Richtung, die ich gemeint 
habe. Nur sind es dort P-Kanal FETs und man hat zwischen den FETs noch 
einmal NPN Transistoren in Basisschaltung, so dass die Schaltung etwas 
anders ist: Der PNP Transistor unter der Eingangstufe übernimmt die 
Funktion von Q6 und Q10 und sorgt für die Konstante Spannung über die 
FETs. Der NPN Transistor wo der Pfeil hin zeigt ist der Emitterfolger. 
Die zusätzliche Basis-Emitter-Strecke ist kein Problem - so empfindlich 
sind die FETs auch nicht bei der Drain Source Spannung, dass die -2 mV/K 
groß stören. Das Bootstrapping ist dafür da den Signalhub von den FETs 
fern zu halten das sind ggf. einige Volt.


Eine LED als 2 V Referenz für die Stromquellen ist gut. Zusammen mit dem 
Transistor gibt eine grobe Kompensation der Temperaturabhängigkeit und 
LEDs gelten als sehr rauscharm.

Kleine Zenerdioden kann man auch mit weniger als 1 mA betreiben. Gerade 
im Bereich unter 5 V (echte Zener dioden, kein Lawinendurchbruch) sollte 
das auch nicht so negativ für das Rauschen sein. Das Rauschen der 
Referenz ist aber auch nicht so kritisch und die Impedanz muss nicht so 
super niedrig sein. Ein Kondensator parallel wäre ggf. für den 
Frequenzgang zu hohen Frequenzen hilfreich, muss aber nicht so groß 
sein.

von Jan (Gast)


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Guten morgen,

ich verstehe leider im Moment weiterhin nicht wo das Problem liegt das 
die Last auf die Source-Seite der FETs erzeugen würde in der oberen 
Schaltung. Ich kann es deshalb auch nicht richtig nachvollziehen was der 
Emitterfolger machen soll, ich kann mir nur vorstellen das es etwas 
bringt die obere Stromquelle zu verbessern um deren Innenwiderstand zu 
maximieren. (wieder die Kaskode, siehe Anhang)
Der Strom durch V5 könnte doch beliebig sein (uA, mA, A) solange es die 
Transistoren der Stromquelle/Senke thermisch mitmachen, er steht nie zum 
Bezug zu den JFETs. Das hat sogar noch den Vorteil das man parallel zum 
realen Bauteil eine Kapazität schalten kann um jede Art von Rauschen 
kurzzuschließen. Die Stromsenke am Source muss nur den zusätzlichen 
Strom aufnehmen können.

Spice spukt leider weiterhin nichts brauchbares für den Klirrfaktor aus 
(0.000000%), am Modell des OPA211 liegt es nicht. Hat jemand eine Idee 
warum das so ist?

von ArnoR (Gast)


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Jan schrieb:
> Spice spukt leider weiterhin nichts brauchbares für den Klirrfaktor aus
> (0.000000%), am Modell des OPA211 liegt es nicht. Hat jemand eine Idee
> warum das so ist?

Da gibt's nur eine Möglichkeit: deine Schaltung ist einfach zu gut für 
LTSpice.

Was soll eigentlich der OPV in der Schaltung, wenn du nur die 
Eingangsstufe beurteilen willst? Nimm den OPV raus und sieh dir das 
Ausgangssignal des Diff an.

Deine ursprünglich gepostete Schaltung oben ist bei vernünftiger 
Dimensionierung übrigens lange nicht so schlecht wie du oben geschrieben 
hattest. Aber ich denke, du hast daran längst das Interesse verloren.

Ach, geht es hier eigentlich immer noch um den Kopfhörerverstärker?
Beitrag "Diskreter Audio OPV Pole Splitting + Bewertung"

von Lurchi (Gast)


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Die letzte Schaltung könnte schon einen sehr kleinen Klirrfaktor haben - 
0.00000x% wären ggf. sogar richtig. Irgendwo sind auch die Grenzen die 
Spice an Genauigkeit liefern kann.

Ein Emitterfolger am Source knoten hat 2 Gründe: Auch wenn die 
Stromquelle ideal ist, bleibt die leicht nichtlineare Impedanz von den 
Transistoren Q6 und Q10. Auch eine gute Stromquelle hat etwas 
Stromrauschen, dass in der Regel höher ist als das Stromrauschen an der 
Basis des Emitterfolgers.

Mit einem relativ kleinen Strom von der oberen Stromquelle geht es auch 
ohne den extra Transistor - im Eingangsverstärker des 8,5-Stellen HP3458 
DMM geht es auch ohne in einer ähnlichen Schaltung.

von Jan (Gast)


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Guten Abend,

0.000000% bedeutet ja irgendwo bei -180dB Klirrdämpfung, laut Ti schafft 
der OPV das ja nichtmal als Spannungsfolger. Ich vermute mal auch das 
messen wird schwer, das Rauschen wird um einiges größer sein. (-:

>Was soll eigentlich der OPV in der Schaltung, wenn du nur die
>Eingangsstufe beurteilen willst? Nimm den OPV raus und sieh dir das
>Ausgangssignal des Diff an.

Mich interessiert aber eigentlich nur wie sich die gesamte Schaltung 
verhält. Mit dem OPV bekomme ich ein Gefühl dafür was machbar ist.

>Deine ursprünglich gepostete Schaltung oben ist bei vernünftiger
>Dimensionierung übrigens lange nicht so schlecht wie du oben geschrieben
>hattest. Aber ich denke, du hast daran längst das Interesse verloren.

Auf keinen Fall, ich lerne gerne etwas dazu! Wir können uns dieses 
Konzept auch nochmal ansehen und optimieren, ich bin sicher nicht der 
einzige der sich mit sowas gerne beschäftigt.

>Ach, geht es hier eigentlich immer noch um den Kopfhörerverstärker?

Hat damit nichts zu tun. Deine Schaltung existierte zuerst (suboptimal) 
auf einem Steckbrett, später dann auf einer (Doppelseitigen) 
Lochrasterplatine. Allerdings nur mit einem Endstufenpärchen und nicht 
für die +-35V ausgelegt. Ich simuliere gerade die Schaltung von oben mit 
dem diskreten OPV statt dem OPA211.

>Ein Emitterfolger am Source knoten hat 2 Gründe: Auch wenn die
>Stromquelle ideal ist, bleibt die leicht nichtlineare Impedanz von den
>Transistoren Q6 und Q10. Auch eine gute Stromquelle hat etwas
>Stromrauschen, dass in der Regel höher ist als das Stromrauschen an der
>Basis des Emitterfolgers.

Die Transistoren Q6 und Q10 lassen sich ja nicht vermeiden oder 
anderweitig kompensieren, ich vermute auch stark das sie und die 
Stromquellen weit weniger (Spannungs)Rauschen verursachen als die FETs? 
Q6 & Q10 Werden ja schließlich mit recht hohen Strömen betrieben. Ich 
hatte mal simuliert was passiert wenn V5 nicht Ideal ist sondern von 
einer Wechselspannung überlagert ist, der Effekt war nicht so schlimm 
wie ich vermutet habe. Die "ÜberAlles" GK scheint ja auch viel 
auszugleichen.

>Mit einem relativ kleinen Strom von der oberen Stromquelle geht es auch
>ohne den extra Transistor - im Eingangsverstärker des 8,5-Stellen HP3458
>DMM geht es auch ohne in einer ähnlichen Schaltung.

Im Grunde muss ja nur die Spannung über V5 auch bei Eingangssignalen 
stabil bleiben, ich sehe den Zusammenhang mit dem Strom leider weiterhin 
nicht in der obigen Schaltung. Dank der Emitterfolger (Kaskode) wird der 
Strom durch V5 ja entkoppelt vom Signal. Dafür würden sich eben super 2 
LEDs anbieten, billig und wohl auch rauscharm. (Wobei hier egal wenn mit 
Kondensator gebrückt) Man bräuchte halt 1-2mA.

Das einzige Problem das ich gerade noch habe ist R11, wenn Spice nicht 
lügt und die JFETs auf kleinstes Rauschen selektiert sind läge das 
Rauschen im Bereich von einem 5 Ohm Widerstand. R11 sollte also 
entsprechen niederohmig sein, nur wird halt auch immer der DC-Offset 
mitverstärkt was schlecht ist. Man könnte unter ihn einen Kondensator 
setzen der die Spannungsverstärkung für DC auf 1 verringert, das müsste 
bei 4,7 Ohm wenn man unter 20Hz kommen möchte aber schon ein großer Elko 
sein und da ist mir bei so kleinen Signalen nicht wohl. Die beste 
Möglichkeit ist bisher ein Trimmer bei R2/R20.

von Lurchi (Gast)


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Man bekommt das Rauschen schon recht klein, aber ganz so klein wie das 
Rauschen eines 5 Ohm Widerstandes eher nicht so einfach. Da sind ggf. 
die Modelle etwas optimistisch. Den Strom durch die FETs am Eingang 
sollte man ggf. auch etwas kleiner wählen - bei so hohem Strom wird die 
Temperaturabhängigkeit größer und die Eigenerwärmung (trotz der relativ 
kleinen Spannung) ggf. auch schon merklich. Ein Rauschen im Bereich 
0.5-1 nV/Sqrt(Hz) entsprechend 15-60 Ohm wären schon recht gut.

Der Widerstand R11 wird immer Rauschen. Je nach Verstärkung kann R11 
auch kleiner machen. Bei kleiner Verstärkung wird man eher kein so super 
kleines Rauschen benötigen, wenn ja, muss man ggf. mit etwas Leistung 
für R11 leben. Bei hoher Verstärkung dar R11 auch klein werden.

Theoretisch gäbe es die Möglichkeit die Rückkopplung per Transformator 
zu machen und damit theoretisch fast rauschfrei. Allerdings ist das mit 
dem DC Anteil, parasitären Kapazitäten und für niedrige Frequenzen nicht 
so praktisch. Ein passender Trafo ist ggf. aufwändig und relativ groß.

Es gibt auch Ref. Spannungsquellen für weniger als 1 mA Strom, die man 
für V5 nehmen kann. LEDs gehen z.B. auch mit 0.1 mA noch, nur halt etwa 
70 mV weniger Spannung als bei 1 mA. Auch eine 4.7 V zenerdiode wäre 
möglich - die hat dann halt keine 4.7 V mehr sondern vielleicht 4-4.5 V. 
Änderungen von V5 werden schon einigermaßen gut unterdrückt und 
entsprechend ist etwas Rauschen da nicht so schlimm.

Die Stromquellen haben etwas Stromrauschen. Der unvermeidliche Anteil 
vom Widerstand skaliert mit der Wurzel des Widerstandes und damit auch 
mit der Wurzel des Stroms. Das könnte bei 1 mA ggf. schon wesentlich 
werden. Die Simulation sollte dies aber zeigen wie sehr die Stromquelle 
beiträgt. Weniger Strom solle eigentlich kein Problem sein. Alternativ 
zu kleinen Strom halt ein Transistor zur Entkopplung. Wenn man will 
könnte man Q10 und Q6 durch 2 JFETs mit hohem Threshold (etwa 2N4391 
oder ähnlich) ersetzen damit könnte man ggf. auch V5 einsparen - auch 
der Weg wird zum Teil genutzt. Q6 und Q10 oder ein passender Ersatz sind 
schon sehr hilfreich für einen kleinen Klirrfaktor bei einem großen 
Eingangssignal. Super kleines Rauschen und sehr gute common mode 
Unterdrückung braucht man eigentlich nicht beides in einer Anwendung.

von Jan (Gast)


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Hallo!

ich möchte dieses alte Thema nochmal hochholen da ich weiter an der 
Schaltung simuliert habe. Die Stufe aus „Hybrid_OPV_V1.2.png“ ist genau 
die Schaltung, statt V5 ist eine Z-Diode drin und ein paar andere JFETs. 
Der OPA ist ein OP27. Die Stufe gibt es 4x und sie arbeitet auf einen 
Einzelnen OPV.
Dadurch das die Spannung über den JFETs konstant ist haben sich 
Verzerrungen extrem gesenkt, selbst bei 40dB Verstärkung liegen die THD 
niedriger als Spice darstellen kann.
Die Stufe ist so kompensiert das sie bei Verstärkung 1 Stabil ist. (Was 
so auch sein muss)

Etwas verstehe ich nicht:

Erhöht man den Quellwiderstand in den kOhm Bereich fängt der OP Amp an 
zu schwingen, im AC Plot sieht man das der Innenwiderstand des Eingangs 
irgendwann mal negativ wird. Ein kleiner 22pF Kondensator vom Eingang 
gegen Masse oder das künstliche erhöhen der Millerkapazität löst das 
Problem. Ich würde gerne verstehen warum das passiert und ob man das so 
lassen kann oder deutet das auf ein grundsätzliches Problem des 
Verstärkers hin? Die dabei eingestellte Gesamtverstärkung der Schaltung 
ist übrigens egal für den Effekt.

Das zweite was auffällt: Ich habe über einen 100kOhm Widerstand von der 
Quelle zum Eingang versucht zurückzurechnen wie hoch die 
Eingangskapazität ist, heraus kommt ~25pF. Da hängen aber wie gesagt 
22pF drin damit der Verstärker Stabil bleibt. Ich kann mir das erklären 
weil ich das Drain ja Bootstrappe, es gibt keinen AC Anteil zwischen 
Gate und Drain. Klappt das in der echten Welt ähnlich gut wie in der 
Simulation?

Vielen Dank!

von Hans-Georg L. (h-g-l)


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von ArnoR (Gast)


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Jan schrieb:
> Erhöht man den Quellwiderstand in den kOhm Bereich fängt der OP Amp an
> zu schwingen, im AC Plot sieht man das der Innenwiderstand des Eingangs
> irgendwann mal negativ wird. Ein kleiner 22pF Kondensator vom Eingang
> gegen Masse oder das künstliche erhöhen der Millerkapazität löst das
> Problem. Ich würde gerne verstehen warum das passiert und ob man das so
> lassen kann oder deutet das auf ein grundsätzliches Problem des
> Verstärkers hin? Die dabei eingestellte Gesamtverstärkung der Schaltung
> ist übrigens egal für den Effekt.

Das liegt wohl am übertriebenen Bootstrapping am Differenzverstärker. 
Bau mal anstelle der Quelle V5 was rein, was etwas Dämpfung macht, einen 
PMOS vielleicht. Der Bootstrapfaktor muss deutlich unter 1 bleiben. 
Schau dir dazu das mal an:

Beitrag "Re: Messverstärker für Widerstandsrauschen"

Jan schrieb:
> Das zweite was auffällt: Ich habe über einen 100kOhm Widerstand von der
> Quelle zum Eingang versucht zurückzurechnen wie hoch die
> Eingangskapazität ist, heraus kommt ~25pF. Da hängen aber wie gesagt
> 22pF drin damit der Verstärker Stabil bleibt. Ich kann mir das erklären
> weil ich das Drain ja Bootstrappe, es gibt keinen AC Anteil zwischen
> Gate und Drain. Klappt das in der echten Welt ähnlich gut wie in der
> Simulation?

Ich denke das passt.

von Klaus R. (klara)


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Hallo,
zum Thema Klirrfaktormessung bin ich 2016 auf diesen Artikel gestoßen.

http://preamp.org/elektronik/klirrfaktor-simulieren-mit-ltspice

Die normale Spannungquelle von LTspice hat einen Noise Floor von etwa 
-120dB. Aber man kann da etwas machen.
mfg Klaus

von Jan (Gast)


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>Das liegt wohl am übertriebenen Bootstrapping am Differenzverstärker.
>Bau mal anstelle der Quelle V5 was rein, was etwas Dämpfung macht, einen
>PMOS vielleicht. Der Bootstrapfaktor muss deutlich unter 1 bleiben.
>Schau dir dazu das mal an:

Das werde ich versuchen, ich wollte allerdings versuchen ohne Massebezug 
auszukommen, sonst kann ich die Kaskode auch gleich ganz gegen Masse 
klemmen. Das Prinzip muss funktionieren, ich frage mich was hier in 
verlinkter Schaltung anders ist?

http://bilder.hifi-forum.de/medium/588660/accuphase-e-305-schematic-detail-phono-pre-with-voltages_834839.png

>Die normale Spannungquelle von LTspice hat einen Noise Floor von etwa
>-120dB. Aber man kann da etwas machen.
>mfg Klaus

Das kenne ich, trotzdem danke. Simulation erreicht bei mir schon <160db.

von Jan (Gast)


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>Das liegt wohl am übertriebenen Bootstrapping am Differenzverstärker.
>Bau mal anstelle der Quelle V5 was rein, was etwas Dämpfung macht, einen
>PMOS vielleicht. Der Bootstrapfaktor muss deutlich unter 1 bleiben.
>Schau dir dazu das mal an:

Den Effekt mit einem C am Eingang abfangen klappt ganz gut, da nur diese 
Kapazität am Eingang wirkt kann ich sie auch größer machen (100pF)
Gibt es irgendwelche Probleme das so zu lösen? Die verlinkte Schaltung 
oben macht es wohl genauso.

von ArnoR (Gast)


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Jan schrieb:
> ich wollte allerdings versuchen ohne Massebezug
> auszukommen, sonst kann ich die Kaskode auch gleich ganz gegen Masse
> klemmen.

Wo siehst du in meiner Schaltung einen Massebezug, was die gebootstrapte 
Kaskode betrifft? Der Drain des PMOS hat mit dem Signal oder der Kaskode 
nichts zu tun.

Jan schrieb:
> Das Prinzip muss funktionieren

Tut es ja auch.

Jan schrieb:
> ich frage mich was hier in verlinkter Schaltung anders ist?

Die Z-Diode hat einen differentiellen Widerstand, das ergibt an der 
Kathode einen geringeren Spannungshub als an den Source-Anschlüssen. Bei 
dir ist eine Quelle als "starre" Verbindung drin. Der Bootstrapfaktor 
ist bei dir also dichter an 1. Du musst dir klarmachen, daß 
Bootstrapping eine Mitkopplung ist, bei Faktor 1 hast du einen 
Oszillator.

Jan schrieb:
> Den Effekt mit einem C am Eingang abfangen klappt ganz gut, da nur diese
> Kapazität am Eingang wirkt kann ich sie auch größer machen (100pF)
> Gibt es irgendwelche Probleme das so zu lösen?

Es ist doch absurd, erst eine übertrieben gebootstrapte Kaskode 
einzubauen und die dann mit einer externen Parallelkapazität zu 
stabilisieren.

> Die verlinkte Schaltung oben macht es wohl genauso.

Welche? Meine macht das nicht. Und die andere auch nicht, dort sind die 
Kapazitäten der Abschluß für den Tonabnehmer.

von Lurchi (Gast)


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Sofern die Eingangskapazität nicht stört, vor allem für eher niedriger 
Frequenzen spricht nicht viel gegen die Kapazität an Eingang. Es besteht 
aber weiter die Möglichkeit, dass ein Signal quelle mit induktivem 
Anteil die Wirkung der Kapazität wider aufhebt.  Dagegen kann es helfen 
wenn in Reihe zu dem Kondensator noch ein Widerstand (wohl im kOhm 
Bereich) ist.

von Jan (Gast)


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Danke weiterhin für Eure Tipps

>Die Z-Diode hat einen differentiellen Widerstand, das ergibt an der
>Kathode einen geringeren Spannungshub als an den Source-Anschlüssen. Bei
>dir ist eine Quelle als "starre" Verbindung drin. Der Bootstrapfaktor
>ist bei dir also dichter an 1. Du musst dir klarmachen, daß
>Bootstrapping eine Mitkopplung ist, bei Faktor 1 hast du einen
>Oszillator.

Oft sieht man auch einen C über der Z-Diode, so würde ich das auch 
machen:
(Das mit der Z-Diode hat Lurchi ja auch schon vorgeschlagen)

https://www.analog-forum.de/wbboard/gallery/userImages/21/74204-21e124ac-large.jpg

Der Strom ist in beiden Schaltungen durch die Z-Diode relativ konstant, 
der Differenzielle Widerstand kann doch nur ein paar wenige Ohm 
Betragen. Kann ich dann nicht Einfach einen Widerstand (22-100 Ohm) in 
Serie zur Basis der Kaskodentransistoren oder irgendwas unter 10 Ohm 
zwischen Emitter und Drain legen? Simulation ist auf meinem anderen PC, 
da komme ich erst morgen wieder ran um zu Probieren.

>Es ist doch absurd, erst eine übertrieben gebootstrapte Kaskode
>einzubauen und die dann mit einer externen Parallelkapazität zu
>stabilisieren.

Ich sehe 2 Vorteile: Die Eingangskapazität der Schaltung ist 
kontrollierbarer und hängt nicht von Toleranzen der FETs ab und außerdem 
ist die Stufe laut Spice viel linearer (Und damit der Gegengekopplete 
Verstärker viel Verzerrungsärmer) als wenn ich die Kaskode auf Masse 
beziehe.

>Sofern die Eingangskapazität nicht stört, vor allem für eher niedriger
>Frequenzen spricht nicht viel gegen die Kapazität an Eingang. Es besteht
>aber weiter die Möglichkeit, dass ein Signal quelle mit induktivem
>Anteil die Wirkung der Kapazität wider aufhebt.  Dagegen kann es helfen
>wenn in Reihe zu dem Kondensator noch ein Widerstand (wohl im kOhm
>Bereich) ist.

Probiere ich aus. Im Instrumentenverstärker INA103 gibt es ein "Input 
Stabilization Network" bestehend aus einer 1,2uH Induktivität parallel 
50Ohm in Serie zu den Eingängen. Mit sowas könnte man vielleicht 
definierte Verhältnisse schaffen, er Entstehende Schwingkreis wird durch 
die 50 ohm ja wieder gedämpft.

von Lurchi (Gast)


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Die Bootstrapping-Schaltung hat nicht nur den Sinn die Eingangskapazität 
zu reduzieren. Der andere Effekt ist, dass die Eingangsfets eine fast 
konstante Spannung sehen. Damit wird die Gleichtakt Unterdrückung 
verbessert und dies macht die sehr gute Linearität als Spannungsfolger 
erst möglich.
Ohne das Bootstrapping hängt die Kapazität der FETs von der DS Spannung 
ab und macht eine JFET-Eingangsstufe nichtlinear bei hochohmigerer 
Quelle.

Der Weg mit bootstraped Kaskode und dann extra Kapazität am Eingang ist 
ggf. schon sinnvoll.

Eine ähnliche Verstärkerschaltung mit Bootstrapping findet man teils in 
älteren hochwertigen DMMs. Nicht nur weil es früher kaum gute FET input 
OPs gab, sondern auch um eine sehr gute Linearität zu erreichen.

von ArnoR (Gast)


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Jan schrieb:
>>Es ist doch absurd, erst eine übertrieben gebootstrapte Kaskode
>>einzubauen und die dann mit einer externen Parallelkapazität zu
>>stabilisieren.
>
> Ich sehe 2 Vorteile: Die Eingangskapazität der Schaltung ist
> kontrollierbarer und hängt nicht von Toleranzen der FETs ab und außerdem
> ist die Stufe laut Spice viel linearer (Und damit der Gegengekopplete
> Verstärker viel Verzerrungsärmer) als wenn ich die Kaskode auf Masse
> beziehe.

Ich sag doch gar nicht, dass die Kaskode nicht gebootstrappt werden 
soll, ich meine nur, man sollte den Faktor nicht so dicht an 1 legen, 
dadurch wird die Schaltung so instabil. Wenn man nur z.B. 90 % der 
Sourcewechselspannung auf die Kaskode gibt, hat man auch im wesentlichen 
die genannten positiven Effekte und die Stabilität.

von Jan (Gast)


Angehängte Dateien:

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>Der andere Effekt ist, dass die Eingangsfets eine fast
>konstante Spannung sehen. Damit wird die Gleichtakt Unterdrückung
>verbessert und dies macht die sehr gute Linearität als Spannungsfolger
>erst möglich.

Ja, das hattest Du ja von Anfang an gesagt und meine Simulation zeigt 
den Effekt in dem die THD deutlich niedriger liegen als mit Kaskode auf 
GND bezogen. (Oder Ohne Kaskode denn die macht dann keinen Sinn mehr)

So stelle ich mir das vor wie im Anhang, die Idee ist von den Marantz 
HDAM Stufen abgeschaut:

https://www.avsforum.com/photopost/data/2324138/8/82/827733b0_hdam.jpeg

Damit dürfte der Bootstrapfaktor doch auf jeden Fall unter 1 liegen?

von Lurchi (Gast)


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Die HDAM Schaltung nutzt eine gefaltete Kaskode gegen ein fast festes 
Potential.

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