Announcement: there is an English version of this forum on Hallo Leute Hat von euch schon mal jemand einen Verstärker mit einen Frequenzbereich 1-1500MHz und ca 1Watt Ausgangsleistung gebaut? Welche MMICs würden dafür gehen. Hintergrund ist folgendes Ich habe festgestellt, das mein neu entwickelter Dual-Pfad-Detektor an meinen Swob5 nur ca 60db Dynamikumfang anzeigt. Das heist wenn ich eine Durchlasskurve sichtbar mache, geht der Boden auf maximal -65db bezogen auf das Dach der Durchlasskurve runter. Ich kann die ganze Kurve durch absenken des Ausgangspegel gleichmäsig um bis zu 30db absenken. Der Grund ist dann auf -90db des maximal Ausgangspegel. Mit einen SMHU als Wobbler dagegen funktioniert er einwandfrei. Ich habe dann den Yigoszillator für die Ansteuerung des Mischers im HF-Modul des Swob5 abgeklemmt. Der Grundpegel hat sich dann auf -65db abgesenkt und nicht auf -90db. Als nächstes habe ich dann die Verbindung zwischen dem Hybrid-Modul und der ersten Verstärkerstufe des aus 4 mal BFQ34 aufgebauten Verstärker abgeklemmt. Jetzt lag die Grundlinie bei -85db bezogen auf den maximalpegel. Schon besser aber immer noch zu hoch. Als nächstes habe ich die Unterbrechung zwischen Hybridverstärker und den vierstufigen BFQ34 Verstärkers wieder geschlossen und den Hybridverstärker vom Mischer abgeklemmt. Die Grundlinie lag wieder bei -65db. Daraus schließe ich das ich ein Problem mit dem Eigenrauschen habe. Der gesamte Verstärkerzug verstärkt immerhin 53db , wobei 20db auf das Hybridmodul und 33db auf den 4stufigen Verstärker entfallen. Dabei variiert die Verstärkung der ganze Kette um bis zu 15db, welches durch eine ALC im 2GHz Zweig vor dem Mischer aufgefangen wird. Ich spiele jetzt mit dem Gedanken den kompletten HF Teil neu zu konstruieren. Das heist es müssten 100MHz verzwanzigfacht werden. Das 2 GHz Signal mit einen Signal vom Yigoszillator 2-3,5GHz gemischt werden und das ganze auf ca +23dbm Ausgangspegel verstärkt werden. Das ganze soll natürlich möglichst rausch und oberwellenarm erfolgen. Kennt jemand MMICs welche bei 24V Betriebsspannung den erforderlichen Ausgangspegel mit möglichst 40db Oberwellenabstand ( oder besser) bringt, und das innerhalb des Frequenzbereiches 1-1500MHz ? Ich habe keine gefunden. Jedenfalls keine die noch mit Amateurhafte Mittel verlötet werden kann. Wenn ich erst mal auf kleinere Pegel bin wird es vermutlich einfacher, weil es hierfür leichter MMICs gibt. ( Era 5 ) Hat hier jemand schon mal so breitbandige Verstärker mit so hohen Pegel gebaut? Für Ideen und Hinweise wäre ich offen. Bitte jetzt keine Antworten wie Google kaputt? schmeise den Schrott weg oder kaufe dir ein fertiges Gerät. Ralph Berres
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Hallo Ralph, vor Jahren hatte ich mal Sample von ADL5601 / ADL5602 Analog Device erhalten. 1 Watt entspricht 30 dBm Hier würde dann ein 2 zu 1 oder 3 zu 1 Combiner benötigt. Ob man den zu breitbanding hinbekommt? Wie dann die Eingangs- und Ausgangsanpassungen über den gesamten Frequenzbereich aussehen, ist auch nicht bekannt. Aktuelle habe ich bei Analog Device nicht nachgesehen, was es für Dich an weiter Entwicklungen geben könnte. 73
hallo Karl Am liebsten wären mir natürlich solche MMICs die am Ein und Ausgang schon breitbandig an 50 Ohm angepasst sind. So wie z.B. der Era5 oder die Gali Familie Der PHA101, den ich gefunden habe, macht leider zu wenig Dampf am Ausgang. Und breitbandig 2 Stück in Gegentakt zu betreiben dürfte auch nicht so einfach sein. Ich bin am überlegen ob ich in der letzten Stufe die von dem Swob5 nachbauen soll und den Rest dann mit MMICs zu lösen. Ehrlich gesagt bin ich mir auch nicht hundert Prozent sicher, ob ein Neuaufbau mein Problem löst. Ich messe schon nur mit einen 100MHz Scope 100mVss Rauschen am Ausgang der Baugruppe. Das halte ich schon für heftig. Ralph
Ralph B. schrieb: > und das ganze auf ca +23dbm Ausgangspegel verstärkt werden. > [...] > Verstärker 1-1500MHz 1Watt Möchtest Du 23 dBm (= 200 mW) oder 30 dBm (= 1 W) erreichen? Das ist schon ein Unterschied. Ralph B. schrieb: > Kennt jemand MMICs welche bei 24V Betriebsspannung den erforderlichen > Ausgangspegel mit möglichst 40db Oberwellenabstand ( oder besser) > bringt, und das innerhalb des Frequenzbereiches 1-1500MHz ? Der HMC998APM5E von Hittite/Analog könnte funktionieren: https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/hmc998apm5e.pdf Der hat, im Gegensatz zu vielen MMICs, den Oberwellenabstand im Datenblatt spezifiziert, geht aber bis 22 GHz und hat einen Output-P1 um die 32 dBm. Ach ja, Kostenpunkt so um die 200 Euro. Oder z.B. MAAM-010617 von M/A-COM (Output-P1: 31 dBm)? Oder ein fertiges Modul von AR oder Mini-Circuits. Kostet aber schnell mal einige Tausend Euro. Edit: Gerade noch gesehen: NPA1003QA von M/A-COM. Macht 5 W bis 1500 MHz. Kostet auch nur um die 50 Euro: https://cdn.macom.com/datasheets/NPA1003QA.pdf
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Mario H. schrieb: > Möchtest Du 23 dBm (= 200 mW) oder 30 dBm (= 1 W) erreichen? Das ist > schon ein Unterschied. hallo Mario Der nominale Ausgangspegel der HF Baugruppe beträgt 23dbm. Diese sollten aber schon oberwellenarm sein. Deswegen die Reserven bis 30dbm. Ein 1db Kompressionspunkt von 23dbm wäre hier nicht ausreichend. Mario H. schrieb: > Der hat, im Gegensatz zu vielen MMICs, den Oberwellenabstand im > Datenblatt spezifiziert, geht aber bis 22 GHz und hat einen Output-P1 um > die 32 dBm. Ach ja, Kostenpunkt so um die 200 Euro. Naja bis 22GHz muss er nicht gehen. Und 200 Euro ist schon heftig für meine Anwendung. Mario H. schrieb: > Edit: Gerade noch gesehen: NPA1003QA von M/A-COM. Macht 5 W bis 1500 > MHz. Kostet auch nur um die 50 Euro: > > https://cdn.macom.com/datasheets/NPA1003QA.pdf sieht auf den ersten Blick interessant aus. Muss man aber heftig im Frequenzgang korrrigieren hat eine Schieflage von über 10db, wäre aber hinzubekommen. Aber es ist schwierig aufzulöten. Die untere Grenzfrequenz von 20MHz lässt sich hoffentlich durch Anerung von Bauteilen auf 1MHz ausweiten. Mario H. schrieb: > Oder z.B. MAAM-010617 von M/A-COM (Output-P1: 31 dBm)? sieht gut aus, aber wie bekommt man ohne Transformationsglieder aus 5V Betriebsspannung 1 Watt Leistung raus? Transformationsglieder so breitbandig halte ich für etwas problematisch. Mario H. schrieb: > Oder ein fertiges Modul von AR oder Mini-Circuits. Kostet aber schnell > mal einige Tausend Euro. scheidet komplett aus. Ich würde sowas wie der MAAM 010617 schon suchen, allerdings für 24V und mit 50 Ohm an Ein und Ausgang breitbandig angepasst. Oder siehst du eine Möglichkeit so breitbandige Anpassglieder zu konstruieren? Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > sieht auf den ersten Blick interessant aus. Muss man aber heftig im > Frequenzgang korrrigieren hat eine Schieflage von über 10db, wäre aber > hinzubekommen. Aber es ist schwierig aufzulöten. Ist das nicht ein QFN mit 0.65mm Pitch? Das ist ja noch relativ gutmütig, und geht problemlos mit dem Heißluftföhn und Lotpaste. > sieht gut aus, aber wie bekommt man ohne Transformationsglieder aus 5V > Betriebsspannung 1 Watt Leistung raus? Vielleicht sind welche auf dem Chip? > Ich würde sowas wie der MAAM 010617 schon suchen, allerdings für 24V und > mit 50 Ohm an Ein und Ausgang breitbandig angepasst. Er scheint von Haus aus einigermaßen angepasst zu sein. In der Applikationsschaltung ist ja nur am Eingang ein einstufiges Anpassglied. > Oder siehst du eine Möglichkeit so breitbandige Anpassglieder zu > konstruieren? Kommt darauf an: Um wie viel man anpassen muss, und wie gut das Ergebnis sein soll. Wenn man die S-Parameter des entsprechenden Bauteils hat, kann man ja mal etwas simulieren. Das wird aber in den meisten Fällen auf mehrstufige Anpassglieder oder auf welche mit verteilten Elementen hinauslaufen. Wenn man keine S-Parameter bekommt, muss man sich eben ein kleines Eval-Board bauen. Dann per Port Extension die Kalibrierebene ans Bauteil rücken und messen. So ganz aus dem Handgelenk ist ein Verstärker mit den Anforderungen sicher nicht zu schütteln. Zumindest nicht für mich.
Allenfalls einen LDMOS verstaerker ? Die haben hinreichend Dampf, die Anpassung von sehr niederimpedant auf 50 Ohm macht man mit 2 Trafos. Aber 1-1500MHz ist schon etwas viel fuer einen Trafo.
Megatroll schrieb: > Allenfalls einen LDMOS verstaerker ? Die haben hinreichend Dampf, die > Anpassung von sehr niederimpedant auf 50 Ohm macht man mit 2 Trafos. > Aber 1-1500MHz ist schon etwas viel fuer einen Trafo. Das wäre auch zu überlegen. Wenn ich Ralph aber richtig verstanden habe, wollte er zunächst die Möglichkeit einer "fertigen" Lösung ausloten. Ich glaube nicht, dass man bei einen LDMOS-Verstärker das Matching für den Frequenzbereich mit einem bzw. zwei Trafos hinbekommt. Eher mit einem mehrstufigen Netzwerk und Simulation auf der Basis von Messwerten. Eine Fundstelle hätte ich noch: AM00010037WN-00 von Amcom: http://www.amcomusa.com/documents/datasheets/MMIC-series/AM00010037WN-SN-R.pdf Der macht DC...10 GHz, P1: 30 dBm, ist breitbandig angepasst am Ein- und Ausgang (Return Loss um die -10 dB), und hat einen Gain Ripple von +/- 1,5 dB (im interessierenden Frequenzbereich deutlich weniger). Ziemlich exotisches Teil, ungewöhnliches Keramik-Gehäuse mit Schraubbefestigung, und vermutlich teuer und schwer beschaffbar (ein deutscher Distributor ist auf der Webseite des Herstellers angegeben). Passende Teile gibt es also schon (wie auch der schon genannte HMC998APM5E), aber eben nicht im Bastelversand und für ein Appel und ein Ei. Ein fertiges Modul mit SMA-Konnektoren, das die Anforderungen erfüllt, kostet nicht umsonst jenseits der tausend Euro.
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Mit zwei mal TPV598 gehen circa 10 W in Push-Pull. Mit den 1.5 GHz koennte das aber knapp werden.
Was ist das für eine Detektorschaltung welche 90dB Dynamik in diesem
Frequenzbereich anzeigt.
Gruß Hans
sepp222 schrieb: > Was ist das für eine Detektorschaltung welche 90dB Dynamik in diesem > Frequenzbereich anzeigt. > Gruß Hans ist ein selbst entwickelte Dualpfad Detektorschaltung. Ist demnächst in den UKW Berichten zu sehen. siehe Beitrag "Re: Swob5 Einschub E3 log-Verstärker wer kennt sich hiermit aus?" Ralph Berres
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HF-Spezialist schrieb: > Mit zwei mal TPV598 gehen circa 10 W in Push-Pull. > Mit den 1.5 GHz koennte das aber knapp werden. hmm Transitfrequenz 2GHz die BFQ34 haben 4GHz Transitfrequenz. Allerdings was weniger Dampf. eventuell baue ich mal einen einstufigen Verstärker um es zu vermessen.
Mit einem RFA 403 käme man auf beinahe +20 dbm bei max 0 dbm Input.
Es gibt noch den RFA 404 mit SMA Anschlüssen,sind beides ELV Bausätze.
Frequenzbereich ab 10 Mhz,der 404 hat noch 10dB Verstärkung bei 6 Ghz.
Also warte ich auf die nächste UKW-Berichte,hoffentlich gibt es auch
eine Leiterplatte vom Messkopf.
Gruß Hans
Mittlerweile bin ich mir nicht mehr sicher, ob ich einen grundsätzlichen Problem auf den Leim gehe. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Mittlerweile bin ich mir nicht mehr sicher, ob ich einen grundsätzlichen > Problem auf den Leim gehe. Wenn das Rauschen tatsächlich aus dem Breitbandverstärker kommt, könnte es reichen, den Hybridverstärker am Eingang durch einen rauscharmen MMIC zu ersetzen. Die vier BFQ34 sollten den Rauschfaktor des gesamten Verstärkerzuges nicht mehr wesentlich beeinflussen, wenn der MMIC ausreichend Gain hat.
Ich finde es schon ein wenig grenzwertig mit 1 W in eine Schaltung hineinzuwobbeln. Ausser vielleicht in mehrkreisige Koaxial(Topf-)Filter. Da muss man ja schon aufpassen das einem ein Abschlusswiderstand nicht abbrennt.
HF-Spezialist schrieb: > Ich finde es schon ein wenig grenzwertig mit 1 W in eine Schaltung > hineinzuwobbeln. Ich habe auch nicht vor mit 1 Watt Leistung zu wobbeln. Aber hinter dem Verstärker gibt es noch ein Verteilernetzwerk, weil auch der Markengeber der Frequenzzähler und der Pegelregler auch noch was abbekommen wollen. Hier gehen etwa 10db verloren. Wenn man +13dbm am Ausgang haben will, muss der eigentliche Verstärker also +23dbm Pegel liefern. Das sind 200mW. Will man aber jetzt einen Oberwellenabstand von mindestens 40db so muss der Verstärker weit höher aussteuerbar sein als +23dbm. Der jetzige BFQ34 bringt es locker auf +30dbm Pegel. Mario H. schrieb: > Wenn das Rauschen tatsächlich aus dem Breitbandverstärker kommt, könnte > es reichen, den Hybridverstärker am Eingang durch einen rauscharmen MMIC > zu ersetzen. Die vier BFQ34 sollten den Rauschfaktor des gesamten > Verstärkerzuges nicht mehr wesentlich beeinflussen, wenn der MMIC > ausreichend Gain hat. In einen zweiten Swob5 habe ich das mal gemacht, weil der Hybridbaustein defekt war. Aber auch da das gleiche Verhalten. Hier hatte ich zwei Eras eingesetzt. Ich bin immer noch am rätseln was die wirkliche Ursache ist. Eine Erklärung habe ich (noch ) nicht. Ich bin aber dankbar für jeden Tipp, wie man das Problem eingrenzen könnte. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Ich bin immer noch am rätseln was die wirkliche Ursache ist. Eine > Erklärung habe ich (noch ) nicht. Ich bin aber dankbar für jeden Tipp, > wie man das Problem eingrenzen könnte. Hast Du Dir das Rauschen mal auf dem Spektrumanalysator angeschaut? Nicht, dass da irgendwas schwingt oder über die Betriebsspannung einkoppelt. Ansonsten würde ich mal versuchen, den Breitbandverstärker unabhängig vom Gerät zu charakterisieren, z.B. Rauschfaktor messen.
Mario H. schrieb: > Hast Du Dir das Rauschen mal auf dem Spektrumanalysator angeschaut? Ja und auf einen Oszillograf. Auf dem 100MHz Oszillografen sieht man ein gleichmäßiges Rauschen mit 100mVSS Auf dem Spektrumanalyzer sieht man auch ein gleichmäßiges Rauschen. Den Pegel müsste ich aber noch mal messen. Mario H. schrieb: > Ansonsten würde ich mal versuchen, den Breitbandverstärker > unabhängig vom Gerät zu charakterisieren, z.B. Rauschfaktor messen. Die Möglichkeit den Rauschfaktor zu messen habe ich direkt nicht. Da muss ich mir was einfallen lassen. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Der Grund ist dann auf -90db des maximal Ausgangspegel. > [...] > Als nächstes habe ich dann die Verbindung > zwischen dem Hybrid-Modul und der ersten Verstärkerstufe des aus 4 mal > BFQ34 aufgebauten Verstärker abgeklemmt. Jetzt lag die Grundlinie bei > -85db bezogen auf den maximalpegel. Schon besser aber immer noch zu > hoch. Das deutet ja schon einmal darauf hin, dass der Hybridverstärker hier eine Rolle spielt. Wenn Dir nicht irgendwas ganz anderes in die Suppe spuckt, sollte er auch die Rauschzahl des Verstärkers dominieren. > Die Möglichkeit den Rauschfaktor zu messen habe ich direkt nicht. Da > muss ich mir was einfallen lassen. Eine einfache Abschätzung bei stark rauschenden Verstärkern geht mit der Beziehung
wobei N die Rauschleistung in dBm am Ausgang ist, G der (unabhängig gemessene) Gewinn, k die Boltzmann-Konstante, B die Bandbreite der Messung (genauer die Rauschbandbreite), und T die Temperatur (ca. 300 K) des Abschlusses am Eingang. Mit was für einer Bandbreite misst Du bzw. der SWOB denn da? Wenn man z.B. 1 kHz nimmt, käme man an 50 Ohm bei 290 K auf -144 dBm thermische Rauschleistung. Wenn der Verstärkerzug 53 dB macht, hätte man schon -90 dBm Rauschleistung am Ausgang bei einem idealen Verstärker.
Mario H. schrieb: > Mit was für einer Bandbreite misst Du bzw. der SWOB denn da? hmm was muss ich denn da zu Grunde legen. Das gemessene Signal geht über einen 6db Combiner auf ein ADL5513 Modul, welche ich von dem Griechen https://www.sv1afn.com/adl5513.html bezogen habe. Keine Ahnung mit welcher Bandbreite der misst. Das Grundrauschen liegt so bei -75dbm. Wen ich einen SMHU als Generator nehme komme ich ja bis zum Grundrauschen runter. Wenn ich den Ausgangsabschwächer des Swob5 auf 20db stelle dann liege ich auch so bei -85db bezogen auf die +13dbm maximale Ausgangspegel des Swob5. wenn ich 30db einstelle liegt das Grundrauschen bei nicht ganz -90db. Das ist im etwa der selbe Betrag welche ich bei Ausgangsabschwäche =0db erziele, wenn ich den Ausgang des Hybridverstärkers abklemme. Das würde schon dafür sprechen das ich irgendwelches Rauschen um 20db mit dem Hybridmodul anhebe. Aber auch das der erste BFQ34 schon leicht mit reinspielt. Ich habe übrigens mal ein 10KHz breites Quarzfilter gewobbelt. Da ändert sich am Grundrauschen im Sperrbereich des Filters absolut nichts. Das müsste ja gegenüber dem 2 MHz breiten Doppeltopfkreis ja sinken, und es müsste wenn ich den Messkopf direkt an den Ausgang hänge ja noch dramatisch steigen. Tut es aber nicht. Bei allen Messversuchen liegt das Grundrauschen bei ca -65db bezogen auf die +13dbm Heute Nachmittag will ich mal die ALC auser Betrieb nehmen und mal den Frequenzgang der gesamten Verstärkerkette messen.Vielleicht kann man schon mal ein paar db gewinnen, wenn man den Frequenzgang ohne ALC halbwegs glatt bekommt, und die ALC nicht 15db ausregeln muss. Das wird allerdings eine ziemliche Fummelei in den BFQ34 Stufen. Am Hybridmodul kann man leider nichts ändern. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Das gemessene Signal geht über einen 6db Combiner auf ein ADL5513 Modul, > welche ich von dem Griechen > https://www.sv1afn.com/adl5513.html bezogen habe. > > Keine Ahnung mit welcher Bandbreite der misst. Das Grundrauschen liegt > so bei -75dbm. Na ja, der ADL5513 hat eine Bandbreite von 1 MHz bis 4 GHz lt. Datenblatt. Ein ziemliches weit offen stehendes Scheunentor. Bei 4 GHz Bandbreite käme man auch mit 10•log(1000•kTB) auf ein thermisches Rauschen von rund -78 dBm. Passt also. > Ich habe übrigens mal ein 10KHz breites Quarzfilter gewobbelt. Da ändert > sich am Grundrauschen im Sperrbereich des Filters absolut nichts. > > Das müsste ja gegenüber dem 2 MHz breiten Doppeltopfkreis ja sinken, und > es müsste wenn ich den Messkopf direkt an den Ausgang hänge ja noch > dramatisch steigen. Tut es aber nicht. Bei allen Messversuchen liegt das > Grundrauschen bei ca -65db bezogen auf die +13dbm D.h. Dein Grundrauschen liegt in dem Fall, dass der Messkopf auf irgendeinem Weg mit der Quelle im SWOB verbunden ist, bei -65 dB - 13 dBm = -52 dBm? Also rund 26 dB höher als das Grundrauschen des Messkopfes? Und das alles völlig unabhängig von der Bandbreite des Messobjekts im Messpfad? Seltsam. Wenn ich das richtig verstehe, ist da etwas faul.
Mario ich bin ja froh das du dich wieder zu Wort meldest. bei dem Letzten Problem bei dem E3 Einschub hattest du mir ja auch auf die Sprünge geholfen. Mario H. schrieb: > D.h. Dein Grundrauschen liegt in dem Fall, dass der Messkopf auf > irgendeinem Weg mit der Quelle im SWOB verbunden ist, bei -65 dB - 13 > dBm = -52 dBm? Also rund 26 dB höher als das Grundrauschen des > Messkopfes? Und das alles völlig unabhängig von der Bandbreite des > Messobjekts im Messpfad? ja genauso ist es. Es ist völlig egal was ich in den Messpfad einspeise. Egal ob es ein 10KHz breites Quarzfilter ist oder ob ich den Messkopf direkt an den Ausgang hänge. Es ist auch völlig egal ob die 100MHz vor dem Vervielfacher im 2GHz Pfad oder der Yigoszillator oder beides abgeklemmt ist. Was ich heute Abend mal testen werde ob das Grundrauschen abnimmt, wenn ich dem Pindiodenabschwächer im 2GHz Pfad die Regelspannung klaue. Der Pegel des Signals am Ausgang nimmt dann um ca. 20db ab. Aber ich meine mich erinnern zu können der Pegel des Rauschens nicht. Das ist ja das was mich so irritiert, und wofür ich keine Erklärung habe. Ralph Berres
so Nachtrag Wenn ich die Regelspannung der Pindiode unterbreche sinkt der Pegel des Nutzsignales um gut 20db, der Frequenzgang sieht gruselig aus bis zu 20db Welligkeit besonders ab 500MHz. Das Grundrauschen ändert sich nicht, hat auch nicht den Frequenzgang des Verstärkers, sondern ist ziemlich glatt. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Das ist ja das was mich so irritiert, und wofür ich keine Erklärung > habe. > [...] > Das Grundrauschen ändert sich > nicht, hat auch nicht den Frequenzgang des Verstärkers, sondern ist > ziemlich glatt. Du misst ziemlich breitbandig. Vielleicht koppelt irgendwas mit einer deutlich höheren Frequenz aus dem Gerät in den Messkopf ein. Das muss nicht unbedingt Rauschen sein. Ich habe den Frequenzfahrplan vom SWOB nicht im Kopf, aber da ist doch ein YIG drin? Oder irgendwas von außerhalb koppelt ein, und Du empfängst WLAN bei 2,4 GHz. Das ist sicher unwahrscheinlich, aber aus der Ferne schwierig zu beurteilen. Ich würde mich mal auf die Suche danach begeben. Passt der gemessene Rauschpegel aus dem Sendeteil des SWOB zum angezeigten Rauschpegel? Kommt irgendwas anderes bei höheren Frequenzen aus dem Sendeteil? Ist hinter dem schmalbandigen Messobjekt trotzdem bei höheren Frequenzen noch hinreichend Rauschpegel, um die Anzeige des SWOB zu erklären? Einen hinreichend empfindlichen und breitbandigen Spektrumanalysator hast Du sicherlich?
Mario H. schrieb: > Du misst ziemlich breitbandig. Vielleicht koppelt irgendwas mit einer > deutlich höheren Frequenz aus dem Gerät in den Messkopf ein. Hmm muss aber in der Verstärkerbaugruppe passieren. Denn wenn ich den Ausgang der Verstärkerbaugruppe abziehe ist der Pegel bei -95db bezogen auf die +13dbm Mario H. schrieb: > Ich habe den Frequenzfahrplan vom SWOB > nicht im Kopf, aber da ist doch ein YIG drin? Der Frequenzfahrplan sieht folgendermasen aus. ein 100MHz Quarzoszillator wird erst verstärkt und geht auf eine Recoverydiode, welche Oberwellen erzeugt. Die 20te Oberwelle wird mit einen dreikreisigen Topfkreisfilter mit ca 2MHz Bandbreite ausgefiltert. Dieses 2GHz Signal hat ein Pegel von ca +2dbm. Hier folgt ein Pindiodenregler welches für die ALC dient. Der Ausgang geht auf einen Mischer ( siehe Schaltbild. Der Oszillatoreingang des Mischers wird direkt von einen Yigoszillator 2-3,5GHz Pegel ca +13dbm beschickt. Der Ausgang des Mischers geht auf den Hybridverstärker mit dem nachfolgenden 4stufigen BFQ34 Verstärker. Dessen Ausgang geht über einen Tiefpass auf einen Verteiler, welches das Signal aufteilt, einmal über ein 50 Ohm Widerstand zu einen schaltbares Dämpfungsglied 0-70db in 1db Schritten zum Ausgang des Gerätes, einmal zum Frequenzzähler und einmal zum Markenmischer für die Frequenzmarken. Die ALC Gleichrichterdiode greift das Signal direkt vor dem 50 Ohm Widerstand ab und dient zur Steuerung der Pindiode im 2GHz Vervielfacher. Am Ausgang des Verstärkers stehen bei +13dbm am Geräteausgang ein Pegel von +23dbm. Mario H. schrieb: > Oder irgendwas von außerhalb koppelt ein, und Du empfängst WLAN bei 2,4 > GHz. Das ist sicher unwahrscheinlich, aber aus der Ferne schwierig zu > beurteilen. Das müsste schon direkt in den HF Verstärker einstreuen. Mario H. schrieb: > Ich würde mich mal auf die Suche danach begeben. Passt der gemessene > Rauschpegel aus dem Sendeteil des SWOB zum angezeigten Rauschpegel? > Kommt irgendwas anderes bei höheren Frequenzen aus dem Sendeteil? Ist > hinter dem schmalbandigen Messobjekt trotzdem bei höheren Frequenzen > noch hinreichend Rauschpegel, um die Anzeige des SWOB zu erklären? Das sind alles Punkte die ich momentan noch nicht richtig klären kann, weil mir ein Messobjekt für Frequenzen so um 188MHz oder höher fehlt. Mario H. schrieb: > Einen hinreichend empfindlichen und breitbandigen Spektrumanalysator > hast Du sicherlich? Ahm hmm ich habe einen Tek492 der ist sicherlich nicht der letzte Stand was empfindlichkeit betrifft. Ralph
Moin Ralph und Mitleser-/schreiber, Ralph B. schrieb: > Das Grundrauschen ändert sich > nicht, hat auch nicht den Frequenzgang des Verstärkers, sondern ist > ziemlich glatt. ich lese sehr interessiert mit und habe leider nur sehr grundlegende Prinzipkenntnisse (besonders den SWOB kenne ich nur vom Namen her). Ich hoffe, es ist nicht vermessen (meinerseits), mal zu fragen, ob die Betriebsspannungen "sauber" sind... Ich kann mir nach der bisherigen Beschreibung externe Störquellen weniger vorstellen. Hast du die von der Baugruppe (BFQs und Hybr.-Stufe) evtl. schon überprüft, ggf. sogar mal die Gruppe(n) aus einem Akku versorgt? Ansonsten werd' ich mich gerne weiterhin still (mit Mitlesen) beteiligen.... ;-) und wünsche viel Erfolg. Grüße Michael
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Übersichtshalber hier mal die betreffende Schaltungsauszüge über die wir hier reden Michael M. schrieb: > ich lese sehr interessiert mit und habe leider nur sehr grundlegende > Prinzipkenntnisse (besonders den SWOB kenne ich nur vom Namen her). > Ich hoffe, es ist nicht vermessen (meinerseits), mal zu fragen, ob die > Betriebsspannungen "sauber" sind... Nein ist nicht vermessen. ch bin für jeden Tipp der weitrführn könnte durchaus dankbar. Michael M. schrieb: > Hast du die von der Baugruppe (BFQs und Hybr.-Stufe) evtl. schon > überprüft, ggf. sogar mal die Gruppe(n) aus einem Akku versorgt? werde ich heute Abnd nochmals überprüfen. Aber so weit ich mich erinnern kann waren sie sauber. Ich könnte mir am ehesten noch vorstellen, das der Hybridbaustein irgendwie schwingt. Der Pegel muss ja nicht hoch sein. Auffällig war gestern Abend noch das der gesamte Verstärker schwingt, wenn ich den Eingang des Hybridbausteines kurzschließe. Aber der anderen Swob5 wo statt des Hybrid ein zweistufiger Verstärker aus 2 Era 3 drin ist, verhält sich genauso. Michael M. schrieb: > Ansonsten werd' ich mich gerne weiterhin still (mit Mitlesen) > beteiligen.... ;-) und wünsche viel Erfolg. wenn du Ideen hast kannst du ruhig schreiben, auch wenn du den Swob nicht näher kennst. Darum habe ich die Schaltbilder der betroffenen Baugruppen hier nochmals gepostet, da ich niemand zumuten will das ganze Servicemanual durchzulesen. Übrigens die Datei swob5-10MHz Verzwanziger.jpg sollte eigentlich Swob5-100MHz Verzwanziger.jpg heisen. Kann das ein Sysop bitte korrigieren? Ralph Berres Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Auffällig war gestern Abend noch das der gesamte Verstärker schwingt, > wenn ich den Eingang des Hybridbausteines kurzschließe. Guten Morgen, der bekommt ja sein Signal aus dem Mischer, der sicher eine definitive/definierte Ausgangs-Impedanz hat. "Kurzgeschlossen" ?=? genau diese Impedanz oder = 0 R? Bei koreekter I. sollte das m.E. nicht schwingen... ?
Michael M. schrieb: > der bekommt ja sein Signal aus dem Mischer, der sicher eine > definitive/definierte Ausgangs-Impedanz hat. der sollte eigentlich 50 Ohm betragen. Aber wer weis!! Michael M. schrieb: > "Kurzgeschlossen" ?=? genau > diese Impedanz oder = 0 R? Naja wieviel Induktiver Anteil der Schraubenzieher hat, mit dem ich den Eingang gegen das Gehäuse kurzgeschlossen habe, kann ich nicht sagen. Länge der Beteiligten Schraubenzieherklinge, vielleicht 1,5cm und 3mm Durchmesser. Das war ja nur ein Test. Michael M. schrieb: > Bei koreekter I. sollte das m.E. nicht schwingen... ? sollte nicht, oder vielleicht doch? hmmm Ralph Berres
Hallo Ralph, nur so eine Idee, den Frequenzmarker- und den Zähler-Teil am Splitter abhängen und dein Spektrum nochmals betrachten. Vielleicht Schwachsinn, kam mir aber so spontan in den Sinn. Viel Erfolg Marksu
Markus W. schrieb: > nur so eine Idee, den Frequenzmarker- und den Zähler-Teil > am Splitter abhängen und dein Spektrum nochmals betrachten. Wenn es aus der Zähler oder Markenbaugruppe käme, müsste der Grundpegel bei -65db bezogen auf den +13dbm bleiben, wenn ich die HF Baugruppe abklemme. Tut es aber nicht. es sind dann knapp -95db Abstand. Ralph Berres
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Hallo Ralph, noch ein Schuß ins Blaue. Wie sieht es mit den Arbeitspunkt Transistoren des Amplifers aus. Sind die ok, nicht dass einer von diesen in eine Basis der Verstärker-Transistoren hineinrauscht, weil defekt. Die AP Spannung der Bassen ist zwar HF-mässig geblockt aber da könnte auch was im Argen sein. Markus
Markus W. schrieb: > Wie sieht es mit den Arbeitspunkt Transistoren > des Amplifers aus. Sind die ok, nicht dass einer > von diesen in eine Basis der Verstärker-Transistoren > hineinrauscht, weil defekt. Ich werde heute Abend mal die Kollektorspannungen der vier Stufen nachmessen. Die Spannungen sind ja im Schaltbild angegeben. Allerdings wenn ich den Hybrid davor abklemme, so das der erste BFQ34 keine Ansteuerung mehr erhält, sinkt der Grundpegel ja aucf immerhin -85db bezogen auf die +13dbm ab. das sind zwar immer noch 10db zuviel. Der Löwenanteil scheint aus dem Hybridbaustein zu kommen. Ich werde weiter berichten (sofern ich mich noch in meiner Bastelbude aufhalten kann. Dort sind es mittlerweile 38° Temperatur. Ralph Berres
Selbst wenn die Schaltung schööön ist, kann der Aufbau noch Mist sein. Irgendwo kommt bestimmt noch ein tückischer Anpassungs/Rückkopplungseffekt?
oszi40 schrieb: > Selbst wenn die Schaltung schööön ist, kann der Aufbau noch Mist sein. > Irgendwo kommt bestimmt noch ein tückischer > Anpassungs/Rückkopplungseffekt? Da gebe ich dir recht. Was ich schon an Klöpse in dem Swob5 gefunden habe, ist das Vertrauen in Rohde&Schwarz bei den alten Geräten gewaltig gesunken. Die haben auchnur mit Wasser gekocht. Ist aber auch 40 Jahre her.
Hallo Ralph, zu Deiner Frage nach den MMIC für 1-1500MHz hätte ich noch die folgenden Links: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ths4302.pdf http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ths4303.pdf Dazu gibt es noch EVAL Boards für etwas über 70€ https://www.mouser.de/Search/Refine?Keyword=THS4302EVM Nicht ganz Deine gewünschte Ausgangsleistung, aber da kannst Du ja noch einen Nachsetzer-Transistor spendieren. Markus
Ralph B. schrieb: > Markus W. schrieb: >> nur so eine Idee, den Frequenzmarker- und den Zähler-Teil >> am Splitter abhängen und dein Spektrum nochmals betrachten. > > Wenn es aus der Zähler oder Markenbaugruppe käme, müsste der Grundpegel > bei -65db bezogen auf den +13dbm bleiben, wenn ich die HF Baugruppe > abklemme. Vielleicht koppelt die Marker-Baugruppe oder irgendwas anderes ja in den Eingang des Breitbandverstärkers? Hast Du am Eingang mal einen Signalgenerator angeschlossen? Ralph B. schrieb: >> Bei koreekter I. sollte das m.E. nicht schwingen... ? > > sollte nicht, oder vielleicht doch? Grundsätzlich gibt es keinen Grund, den Verstärker auf unbedingte Stabilität auszulegen, da er am Ein- und Ausgang feste Impedanzen sieht (vielleicht etwas Variabilität am Ausgang hinter dem Splitter und der Dämpfung). Daher ist das erst einmal unproblematisch, wenn er bei Impedanzen weit weg von reellen 50 Ohm schwingt. Die Frage ist, was genau er bei 50 Ohm macht. Michael M. schrieb: > Hast du die von der Baugruppe (BFQs und Hybr.-Stufe) evtl. schon > überprüft, ggf. sogar mal die Gruppe(n) aus einem Akku versorgt? Ich würde auch vorschlagen, den Verstärker mal so weit es geht außerhalb des Gerätes zu charakterisieren. Möglichst auch mit externer Versorgungsspannung. Das Rauschen anschauen, mal mit dem Signalgenerator einspeisen, oder, sofern vorhanden, mit dem VNA ausmessen. (Vorsicht mit dem Ausgangspegel, damit kann man übliche VNA nicht nur übersteuern, sondern abschießen; unbedingt ausreichendes Leistungs-Dämpfungsglied nehmen und de-embedden -- gilt auch für Spektrumanalysator). Ralph B. schrieb: > Da gebe ich dir recht. Was ich schon an Klöpse in dem Swob5 gefunden > habe, ist das Vertrauen in Rohde&Schwarz bei den alten Geräten gewaltig > gesunken. Man darf aber nicht vergessen, dass es vor fast einem halben Jahrhundert deutlich schwieriger war, so etwas zu bauen als heute. Bei dem Verstärker waren sicher einige Kompromisse nötig. Dumme Frage (sorry, ich kenne den SWOB nicht aus eigener Anschauung): Wieso fällt das Problem eigentlich nicht im Ursprungszustand des Geräts auf? Liegt das Grundrauschen der originalen Messköpfe so viel höher?
Mario H. schrieb: > Dumme Frage (sorry, ich kenne den SWOB nicht aus eigener Anschauung): > Wieso fällt das Problem eigentlich nicht im Ursprungszustand des Geräts > auf? Liegt das Grundrauschen der originalen Messköpfe so viel höher? Mit dem Originalkopf von Rohde&schwarz hat man bezogen auf die +13dbm bestenfalls eie Dynamik von 70db also -57dbm erreicht. Da ist die Grundlinie aber schon arg verrauscht und man befindet sich im stark unlinearen Teil der Kennlinie. Seriös waren es eher 60db also -47dbm. Mit meinen neuen Messkopf komme ich aktuell auf etwa 65db Dynamik. Mario H. schrieb: > Vielleicht koppelt die Marker-Baugruppe oder irgendwas anderes ja in den > Eingang des Breitbandverstärkers? Ich habe einen Verdacht. Das megnetische Ablenkfeld der Bildröhre. Mario H. schrieb: > Hast Du am Eingang mal einen > Signalgenerator angeschlossen? Ist etas schwierig zu realisieren. Ich habe das schon mal versucht. Der Masseanschluss ist das Problem. Aber ich versuche das nochmal. Ralph Berres
Hast Du schon die Metallteile der Baugruppenschirmung gereinigt? Die roten Bakelitelkos sind sicher schon getauscht.
Petra schrieb: > Hast Du schon die Metallteile der Baugruppenschirmung gereinigt? Die > roten Bakelitelkos sind sicher schon getauscht. Hallo Petra Habe ich beides noch nicht gemacht. Das werde ich morgen mal machen. Ralph
@ Ralph: Die ganze Sache ist und bleibt sehr, sehr spannend, schon fast mysteriös.... Wir sollten alle mal zu dir fahren und einen Workshop daraus machen :-D M.M.n. kann man dabei (von allen) bestimmt viel lernen... Ich bringe gute Laune und viel, viel Neugier mit ;-)
Das Reinigen der Schirmung hat speziell bei Messempfängern oft Wunder gewirkt. Sind halt "lange Löcher" wo es perfekt rauspfeift und in der Nachbargruppe stört. Ich hoffe die Schirmung der Kabel ist ok. Da hatte ich einige Male AHA Effekte, weil die Lötung aufgegangen ist. Die Elkos sind speziell in heißen Zonen nur mehr Dummies. Da gab es schon Hinweise und am rauschen der Spannung ist es meist auch sichtbar. Als Verstärker würde ich mal eine SMGL Ausgangsstufe ansehen.
Petra schrieb: > Die roten Bakelitelkos sind sicher schon getauscht. Ich hatte erst überlegt (Bakelit vor "nur" 40 Jahren?)... ..dann fiel es mir wieder ein: Du meinst sicher die Roederstein-Töpfchen?
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Petra schrieb: > Das Reinigen der Schirmung hat speziell bei Messempfängern oft Wunder > gewirkt. Sind halt "lange Löcher" wo es perfekt rauspfeift und in der > Nachbargruppe stört. Kann ich bestätigen. Ich hatte das mal bei einem R&S-Spektrumanalysator, wo der Rauschteppich bis auf -140 dBm gestiegen und damit nicht mehr in der Spezifikation war. Polieren der Auflageflächen der EMV-Dichtungen aller Baugruppen, Nachziehen der Schrauben an den Abschirmblechen und am Rahmen, Polieren der Massekontakte der Baugruppen, Reinigen der Steckverbinder, etc., hat Wunder gewirkt. Der Rauschteppich war dann wieder bei fast -160 dBm, wie es sich gehört. Also insbesondere auch mal die Masseverbindungen prüfen und verbessern.
Michael M. schrieb: > Wir sollten alle mal zu dir fahren und einen Workshop daraus machen :-D warum eigentlich nicht? Da lerne ich die interessanten Leute auch mal persöhnlich kennen :-D Petra schrieb: > Das Reinigen der Schirmung hat speziell bei Messempfängern oft Wunder > gewirkt. Sind halt "lange Löcher" wo es perfekt rauspfeift und in der > Nachbargruppe stört. Zur Zeit ist die Baugruppe ja offen. Aber Ich werde das mit geschlossener Baugruppe noch mal testen. Obwohl die Baugruppe ja nur an 4 Ecken mit solchen gefederten Spannschrauben geschlossen sind. Ganz Wasserdicht waren di Baugruppen noch nie. Petra schrieb: > Ich hoffe die Schirmung der Kabel ist ok. Da hatte > ich einige Male AHA Effekte, weil die Lötung aufgegangen ist Da hatte ich auch schon mal was entdeckt. Da war das Wasserrohr aus Aluminium direkt im Stecker gebrochen und hatte keine zuverlässige Verbindung mehr. Gestern hatte ich bei einer Messung mit Messkopf dirkt am Ausgang sogar festgestellt, das es noch schlimmer ist. Der Störabstand bei fehlenden Yig Oszillator beträgt sogar nur 40db. Ich habe es aber gstern Nachmittag bei mir oben allerdings nicht mehr ausgehalten. Es waren in der Bude 43° Das war selbst mir zuviel. Ralph Berres Unglücklicherweise sind die Kabel an den Abschwächer mit einer rohde-spezifischen Steckernorm versehen, welche ich nirgends schon mal gesehen hatte. Es lässt sich auch nicht löten. Das Kabel war auch was unübliches. kein UT141 oder ähnliches. sondern noch dicker.
Petra schrieb: > Das Reinigen der Schirmung hat speziell bei Messempfängern oft Wunder > gewirkt. Sind halt "lange Löcher" wo es perfekt rauspfeift und in der > Nachbargruppe stört. Ich hoffe die Schirmung der Kabel ist ok. Da hatte > ich einige Male AHA Effekte, weil die Lötung aufgegangen ist. Die Elkos > sind speziell in heißen Zonen nur mehr Dummies. Da gab es schon Hinweise > und am rauschen der Spannung ist es meist auch sichtbar. > Als Verstärker würde ich mal eine SMGL Ausgangsstufe ansehen. Die Elcos habe ich alle gewechselt, die Abschirmdeckel habe ich an den Stellen welche das Gehäuse berühren mit einen Glasfaserstift gereinigt. Es hat sich aber nichts geändert. Kann es sein das es tatsächlich das Rauschen der Verstärker ist, welches mir in die Suppe spuckt, und das es ein prinzipielles Problem ist, an der man nichts ändern kann? Morgen gehts weiter. Ralph Berres
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Michael M. schrieb: > Ich hatte erst überlegt (Bakelit vor "nur" 40 Jahren?)... > ..dann fiel es mir wieder ein: Du meinst sicher die > Roederstein-Töpfchen? Ja. Wenn sie heiß wurden, hat das Gehäuse Risse bekommen, und waren nur mehr Platzhalter.
Ralph, Du hast sicher ein Blockdiagramm das Du posten kannst. Wenn der YIG durch 50 Ohm ersetzt ist, und der Ausgang rauscht, denke ich dass etwas unregelmäßig schwingt. Das wirst Du nur durch isolieren herausfinden können. Wenn Murphy es sich im Gerät gemütlich gemacht hat, beeinflusst eine Baugruppe die andere. Ich hatte sowas mal bei einem Messempfänger. Da war der Oszillatorpegel etwas zu hoch und das nachfolgende Modul hat heftige Oberwellen produziert. Pegel runter und er funktionierte einwandfrei. Vielleicht ist es bei Deinem Gerät ähnlich.
Ich lese den Thread schon seit Anfang mit, und die Frage nach +30 dBm in dem Frequenzbereich hat auch mcih zum Nachdenken angeregt. Wenn ich aber lese, daß nur deshalb so hoch verstärkt wird, um danach die Leistung auf mehrere Zweige aufzuteilen, stellt sichmir doch die Frage, ob ich nicht vorher mehrere Zweige etabliere und dann pro Zweig mit weniger Leistung zurecht komme. Ich habe mit einem Skyworks 65028(?) mal so etwas aufbauen müssen - +21 dBm machte der problemlos, und ist dabei bezahlbar. Da das nun 10 Jahre her ist, könnte Skyworks auch ein besseres Modell am Start haben. Der war seinerzeit Ersatz für einen MMIC von Mini-Circuits, mit dem es Probleme in der Serie gab.
Moin auch Petra, danke für die Bestätigung und Aufklärung. @ Ralph: (EDIT: sehe grad, Petra hat das gleiche Thema "am Wickel"...) Den Beschreibungen (und deinen bisherigen Untersuchungen) nach haben wir uns bislang ziemlich auf grundlegende Fehlerquellen wie Abschirmung, Betriebssapannung und evtl. Schwingen des Hybrids "festgebissen", soweit erst mal logisch. Andere Idee: Was würde passieren, wenn VOR dem Mischer bereits unerwünschte Effekte auftreten, z.B. Signal A oder B bereits einen zu hohen SB-Rauschteppich mitbringen? Dem Gefühl nach betrachte ich den YIG eher zweitrangig und lenke das Augenmerk eher auf den 100MHz-Osz. (und dessen Ver20facher?). Meiner (laienhaften) M.n. würde doch ein zu hohes Oszillator-SB-Rauschen im Mischer durchgereicht und ein 3-Kreis-Topf wäre in dem Moment damit auch überfordert? Lt. deiner Bschreibung macht der Hybrid bereits 20dB von 53dB, ist also sicher wesentlich für's Gesamtrauschen verantwortlich. Gibt es übrigens eine Typenbezeichnung vom Hybrid "B1810" bzw. ein DB? Gruß Michael
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Petra schrieb: > Ralph, Du hast sicher ein Blockdiagramm das Du posten kannst. siehe Anhang Petra schrieb: > Wenn der YIG durch 50 Ohm ersetzt ist, und der Ausgang rauscht, denke > ich dass etwas unregelmäßig schwingt. Wenn ich den Yig-Oszillator und oder die 100MHz abklemme, sinkt der Pegel am Ausgangspegel gegenüber Vollaussteuerung um 40db, wenn ich den Messkopf direkt am Ausgang habe, und um 65db wenn ich das 2MHz breite Bandfilter als DUT drin habe. Das selbe messe ich wenn ich der Pindiode die ALC Spannung klaue, welche hinter dem Bandfilter des Verzwanzigfacher sitzt. Dieses Dreikreisfilter bei 2GHz ist übrigens auch ca 2MHz breit. Jochen F. schrieb: > stellt sichmir doch die > Frage, ob ich nicht vorher mehrere Zweige etabliere und dann pro Zweig > mit weniger Leistung zurecht komme. Die Frage habe ich mir auch gestellt, würde es bei einen kompletten Neuaufbau des HF-Teils sicherlich anders lösen. Aber dann müsste wegen der unkonventionellen Stecker auch der Ausgangsabschwächer neu, was wieder zusätzliche Probleme aufwirft. ( 10db und 1db Teiler hintereinander ). Und wenn es dann nur die Beschriftung der Frontplatte ist, weil die Schaltstellungen der neuen HF Teiler nicht mehr mit der Skala auf der Frontplatte in Deckung gebrachtwerden kann. Aber +19dbm ( wegen den 50 Ohm in Reihe zum Ausgang hinter der ALC Diode) plus ein bischen Regelreserve benötige ich auch hier. Die ALC sorgt ja dafür das am Messpunkt wo die HF-Spannung für die ALC abgegriffen wird ja theoretisch 0 Ohm Impedanz entsteht. Also muss ein 50 Ohm in Reihe um wieder auf 50 Ohm Ausgangsimpedanz zu kommen. Da sind die +23dbm die ich jetzt habe nicht übertrieben. Michael M. schrieb: > Was würde passieren, wenn VOR dem Mischer bereits unerwünschte Effekte > auftreten, z.B. Signal A oder B bereits einen zu hohen SB-Rauschteppich > mitbringen? Habe ich bereits durch abklemmen ausgeschlossen. Michael M. schrieb: > Lt. deiner Bschreibung macht der Hybrid bereits 20dB von 53dB, ist also > sicher wesentlich für's Gesamtrauschen verantwortlich. Was ich am ehesten Vermute. Michael M. schrieb: > Gibt es übrigens eine Typenbezeichnung vom Hybrid "B1810" bzw. ein DB? > > Gruß > Michael Nein hat vermutlich Rohde selbst gefertigt. Ralph Berres
Jochen F. schrieb: > Ich habe mit einem Skyworks 65028(?) > mal so etwas aufbauen müssen - +21 dBm machte der problemlos, und ist > dabei bezahlbar. Breitbandig von 1MHz bis 1,5GHz? Wie bekommt man ohne Resonanzkreise überhaupt bei 6V Betriebsspannung diese Pegel zustande? +20dbm sind ja schon 2,23Veff also 6,3Vss dieser Baustein hat doch keine 50 Ohm am Ein und Ausgang? Der BFQ34 zwar auch nicht, aber bei solch breitbandigen Endstufen baut man ja sowas ähnliches wie Verstärker welche nur eine ausreichend große ( resonanzfreie!! )Kollektordrossel besitzt, und welche eine Frequenzganglinearisierende Spannungsgegenkopplung zwischen Basis und Kollektor haben. Ähnlich wie CATV Breitbandverstärker aufgebaut sind. Diese benötigen dann auch zwangsläufig Betriebsspannungen die sehr viel höher als die maximale Ausgangsspannung in Vss beträgt. Ralph Berres PS. Wer will kann mich auch anrufen. 0651-44016
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Hallo Ralph, die genaue Typnummer ist: http://www.skyworksinc.com/Product/345/SKY65017-70LF Ob der bis 1 MHz runtergeht, habe ich nicht ausprobiert, bei den Hameg-Synthesizern 8134-3 und 8135 macht er 16 bis 3000 MHz. Bei 3000 muß er +18 dBm plus Marge für die Serie machen, und das funktioniert wirklich. Die Sache mit den speziellen Steckern macht natürlich Sinn - da ändert man ja gleich das halbe Gerät.
Einen Fehler habe ich schon mal gefunden. Mir ist aufgefallen, das der Mischer unter 100MHz einen drastischen Pegelabfall hat. Hier ist wohl einer der Dioden defekt. Ist verdammt schwierig zu wechseln. Es handelt sich um 2 Diodenpqartette welche nicht größer als ein Era5 sind. Typenbezeichnung AE D 5847. Weis jemand wo man die bekommt? oder was es da für Ersatz gibt? Möglichst mit gleicher Pinbelegung und Abmessung. Sehen aus wie Era5 Ist eine Pille mit ca 3mm Durchmesser und 4 Beine rundrum verteilt Ralph Berres
Hallo Ralph, ich glaube, bei so einem breiten Frequenzbereich musst du einen distributed Amplifier verwenden. Hittite (Analog Devices) hat welche, die auch noch lötbar sind, um eine Leiterplatte wirst du aber nicht herum kommen. Und: 30dBm Ausgangsleistung dürfte auch schwer werden. Evtl. 2 kombinieren? Ich will sowieso demnächst so einen distributed Amplifier einsetzen, allerdings von 10MHz bis 26.5GHz. Ich will die Ausgangsleistung meines HP 8341A Signalgenerators etwas 'hoch skillen' ;-) kann dir ja dann berichten, wie gut es funktioniert hat. Grüsse, Tobias
Ich habe im Internet Diodenquartette die passen könnten. HP5082-2277 und HP5082-2291. Ich finde nur keinen Lieferanten der einen zu erschwinglichen Preisen privat beliefert. Oder hat hier noch jemand solche Diodenquartette? Ich habe zwar in Ebay ein HP5082-2830 entdeckt, dessen Pille genau so aussieht und auch beschaltet ist, doch in dem Datenblatt steht bis zu 2GHz. Bei mir sind es aber an den Eingangsports bis 3,5 GHz. Ich weis nicht ob diese dann gehen. Die modernerneren Sot143 Gehäuse welche ein HSMS8207 aufnimmt ist in meinen Fall schwierig zu montieren. Ralph Berres
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Ralph B. schrieb: > Diodenquartette ich könnte dir solche anbieten: MA-40492 und MA-40499. In dem von dir beschriebenen Gehäuse. Sollten bis X-Band tauglich sein.
Tobias P. schrieb: > ich könnte dir solche anbieten: MA-40492 und MA-40499. In dem von dir > beschriebenen Gehäuse. Sollten bis X-Band tauglich sein. Hallo Tobias Hast du eventuell Datenblätter davon? Mich würde interessieren was das Band L und S ist ( Frequenzbereich ). Weiterhin welchee maximal zulässige Spweespannung haben die? Ich habe mir die vermutlich mit zu hoher Spannung aus einen Generator gekillt ). Sind das Dioden im Ring geschaltet und nicht wie bei der BAT14-099R über Kreuz. Was willst du für solche Diodenquartette haben? und wieviel könntest du mir abtreten? Aktuell benötige ich 2 Stück, doch ich würde mir gerne 2 Stück auf Reserve legen. Wann könntesst du sie mir liefern? Kann ich dich eventuell telefonisch erreichen? oder per Email? Meine Emailadresse r-berres@arcor.de meine Tel: 0651-44016 ( ich habe keine Geheimnisse ). Die alten Dioden habe ich gerade rausgelötet. Ist eine elende Fummelei. Aber ich lag mit meiner Vermutung richtig. Beide Quartette sind jeweils mindestens 2 Dioden defekt. Jetzt habe ich eine Baustelle hier liegen, und warte erst mal deine Antwort ab. Ralph Berres
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Jochen F. schrieb: > die genaue Typnummer ist: > http://www.skyworksinc.com/Product/345/SKY65017-70LF nicht schlecht. werde ich mal im Auge behalten. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Hast du eventuell Datenblätter davon? > > Mich würde interessieren was das Band L und S ist ( Frequenzbereich ). > Weiterhin welchee maximal zulässige Spweespannung haben die? Ich habe > mir die vermutlich mit zu hoher Spannung aus einen Generator gekillt ). > > Sind das Dioden im Ring geschaltet und nicht wie bei der BAT14-099R über > Kreuz. > > Was willst du für solche Diodenquartette haben? und wieviel könntest du > mir abtreten? > > Aktuell benötige ich 2 Stück, doch ich würde mir gerne 2 Stück auf > Reserve legen. > > Wann könntesst du sie mir liefern? > > Kann ich dich eventuell telefonisch erreichen? oder per Email? > > Meine Emailadresse r-berres@arcor.de meine Tel: 0651-44016 ( ich habe > keine Geheimnisse ). > > Die alten Dioden habe ich gerade rausgelötet. Ist eine elende Fummelei. > Aber ich lag mit meiner Vermutung richtig. Beide Quartette sind jeweils > mindestens 2 Dioden defekt. > > Jetzt habe ich eine Baustelle hier liegen, und warte erst mal deine > Antwort ab. Hi Ralph, Band L und S ist um 2..2.5 GHz herum. Datenblatt ist im Anhang. Lass dich vom Wort Beamlead nicht verwirren. Es sind keine Beamlead-Dioden im heutigen Sinne. Das Bauteil ist ca. Stecknadelkopfgross, mit 4 goldenen Beinen je ca. 7mm lang. Ich denke, dass die Dioden im Ring verschaltet sind, so sieht es zumindest im Datenblatt aus. Ich kann dir je 2 Stk. anbieten. Wenn du die Versandkosten übernimmst genügt das völlig ;-) hast du PayPal? ich kann die Dioden im Laufe der nächsten Woche zur Post geben. Ich bin per Mail erreichbar, sende einfach eine Nachricht über die PM-Funktion hier im Forum. Grüsse, Tobias
Tobias P. schrieb: > Band L und S ist um 2..2.5 GHz herum. S-Band scheint laut wikipedia 2-4GHz und Lband 1GHz zu bedeuten. Passt also. Tobias P. schrieb: > Ich kann dir je 2 Stk. anbieten. Wenn du die Versandkosten übernimmst > genügt das völlig ;-) hast du PayPal? Das ist nobel. Paypal habe ich. Das Geld könnte ich also unter Freunden versenden, damit du keine zusätzlichen Kosten hast. Tobias P. schrieb: > ich kann die Dioden im Laufe der nächsten Woche zur Post geben. Das wäre OK solange ruht dann das Projekt. Ich trete mal per PN in Kontakt. Besten dank schon mal. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Die alten Dioden habe ich gerade rausgelötet. Ist eine elende Fummelei. > Aber ich lag mit meiner Vermutung richtig. Beide Quartette sind jeweils > mindestens 2 Dioden defekt. Hier hat sich in der Zwischenzeit ja einiges getan; das ist definitiv ein guter Fortschritt. Erhöhtes Rauschen würde zu diesem Befund passen. Was heißt eigentlich "beide Quartette"? Sind zwei davon in der Mischerbaugruppe? Tobias P. schrieb: > ich glaube, bei so einem breiten Frequenzbereich musst du einen > distributed Amplifier verwenden. Hittite (Analog Devices) hat welche, > die auch noch lötbar sind, um eine Leiterplatte wirst du aber nicht > herum kommen. Und: 30dBm Ausgangsleistung dürfte auch schwer werden. > Evtl. 2 kombinieren? Wie oben bereits gesagt (siehe Links auf Datenblätter): es gibt solche Teile, die die Bandbreite und die Leistung bringen, aber das ist Boutiqueware. Ob sowas wie der AM00010037WN ein Distributed Amplifier ist, weiß ich nicht. Die S11 und S22-Ripple im Datenblatt sehen aber ein wenig nach mehrstufigem Anpassnetzwerk aus. Ralph B. schrieb: > Michael M. schrieb: >> Wir sollten alle mal zu dir fahren und einen Workshop daraus machen :-D > > warum eigentlich nicht? > > Da lerne ich die interessanten Leute auch mal persöhnlich kennen :-D Das wäre doch mal eine Maßnahme. :-) Und in Trier war ich auch noch nicht. ;-)
Mario H. schrieb: > Was heißt eigentlich "beide Quartette"? Sind zwei davon in der > Mischerbaugruppe? ja sind zwei Stück drin siehe Schaltbild im Anhang ist wohl sowas wie ein tripple Balange Mixer. Mario H. schrieb: > Das wäre doch mal eine Maßnahme. :-) Und in Trier war ich auch noch > nicht. ;-) Trier ist eine schöne Stadt. Man sollte gegebenfalls das terminlich per Telefon abklären, oder per PN. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Einen Fehler habe ich schon mal gefunden. > > Mir ist aufgefallen, das der Mischer unter 100MHz einen drastischen > Pegelabfall hat. > > Hier ist wohl einer der Dioden defekt. ...dann habe ich zumindest mal die "einigermaßen richtige" Richtung eingeschlagen, jedoch ein klein wenig am Ziel vorbei bzw. zu weit... ;-) Gespannt auf die Fortsetzung (wenn den nötig)... Gruß Michael
Ralph B. schrieb: > ist wohl sowas wie ein tripple Balange Mixer. Ich vermute,es handelt sich um einen Doubly Double balanced Diode Mixer (Ulrich L. Rohde)
Michael M. schrieb: > ...dann habe ich zumindest mal die "einigermaßen richtige" Richtung Ich gehe mal davon aus das diese defekten Dioden nichts mit dem Grundrauschen zu tun hat, da es in meinen zweiten Swob5 auch auftritt. Ralph
Meiner Erfahrung nach hat ein Mischer mit defekten Dioden eher einen Einbruch beim Pegel, und eine Erhöhung habe ich persönlich noch nie beobachtet. Ich habe Dutzende defekte Hameg-Spektrumanalyzer auf dem Tisch gehabt - nach Messung mit Netznachbildung gab es häufig Defekte, denn mancher Kunde hatte ohne den Limiter gearbeitet.
Ralph B. schrieb: > ja sind zwei Stück drin siehe Schaltbild im Anhang Ah so, okay, ich hatte versehentlich den Schaltplan des SWOB4 erwischt, da ist ein Doubly Balanced Mixer drin. Jochen F. schrieb: > Ich vermute,es handelt sich um einen Doubly Double balanced Diode Mixer > (Ulrich L. Rohde) Ist das nicht das gleiche wie ein Triple Balanced Mixer? So wie das hier: https://www.everythingrf.com/community/what-is-a-triple-balanced-mixer Oder bezieht sich der Begriff explizit auf den von Ralph geposteten Schaltplan aus dem SWOB5, wo der IF-Port des Mischers ohne Übertrager single-ended herausgeführt ist? Ralph B. schrieb: > Ich gehe mal davon aus das diese defekten Dioden nichts mit dem > Grundrauschen zu tun hat, da es in meinen zweiten Swob5 auch auftritt. Wenn pn-Übergänge einmal einen Durchbruch in Sperrrichtung erlitten haben, können sie schon rauschen. Ich weiß aber nicht, wie das bei Schottky ist. Ich bin mal gespannt, wie das Ergebnis mit neuen Mischerdioden ist.
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Mario H. schrieb: > Jochen F. schrieb: >> Ich vermute,es handelt sich um einen Doubly Double balanced Diode Mixer >> (Ulrich L. Rohde) > > Ist das nicht das gleiche wie ein Triple Balanced Mixer? So wie das > hier: Ich gehe davon aus, daß beide Begriffe dieselbe Topologie beschreiben.
Ich habe jetzt mal 2 BAT14-099r reingefummelt. ( Anders kann man das nicht nennen ). Er geht jetzt wieder bis 100KHz runter wie er soll, jedoch starke Welligkeit ab 600MHz, welches wohl vom Mischer kommt. Jetzt kann ich nur noch warten bis ich die passenden Dioden bekomme, in der Hoffnung das es dann besser geht. Das Problem mit dem Grundrauschen hat sich wie schon befürchtet nicht geändert. Ralph
Ralph B. schrieb: > Das Problem mit dem Grundrauschen hat sich wie schon befürchtet nicht > geändert. Fangen wir doch mal an zu rechnen (vielleicht hätten wir das ganz zu Anfang tun sollen): Der Breitbandverstärker besteht aus zwei Stufen; die erste ist der Hybrid mit Gain
und einem angenommenen Rauschfaktor von vielleicht
Das entspricht dem Rauschfaktor eines ERA-5+ (Du sagtest ja mal, dass Du bei einem SWOB das Hybridmodul durch einen solchen MMIC ersetzt hast). Die Stufe mit den vier Transistoren hat Gain
und einen unbekannten Rauschfaktor F2. Für den gesamten Verstärker bekommt man den Rauschfaktor
d.h. die Stufe aus den vier Transistoren trägt, auf einer linearen Skala, um den Faktor 100 weniger zum gesamten Rauschfaktor bei als die erste Stufe. Ihr Einfluss ist daher für alle praktischen Zwecke vernachlässigbar. Der gesamte Gewinn ist
Nehmen wir konservativ an, dass der Verstärker eine (Rausch-)Bandbreite B von genau 1,5 GHz hat. Ist er am Eingang mit einem 50 Ohm-Terminator der Temperatur T = 300 K abgeschlossen, bekommt man am Ausgang die Gesamt-Rauschleistung
im Band von 0 Hz bis 1,5 GHz. Diese Leistung solltest Du auch mit einem idealen breitbandigen Detektor messen. Hier kommt man offenbar an die Grenzen dessen, was man mit einer breitbandigen Messung bewerkstelligen kann. Mein VNA schafft seine 135 dB Dynamik auch nur, wenn ich die ZF-Bandreite auf 1 Hz herunter drehe. Bliebe zu klären, wieso bei einem schmalbandigen DUT der Rauchpegel nicht merklich sinkt. Vielleicht liegt das daran, dass der DUT "durchlässig" ist bei höheren Frequenzen?
Nachtrag: Wenn man die Situation verbessern will, wäre eine Möglichkeit, mit dem Gewinn des Breitbandverstärkers herunterzugehen; die 53 dB sind schon eine Hausnummer. Jochen F. hatte ja weiter oben bereits angemerkt, dass es widersinnig erscheint, am Ausgang des Verstärkers die Signale für den Markengenerator auszukoppeln und sich dabei ordentlich Dämpfung einzuhandeln. Eine weitere Möglichkeit wäre, das Signal am Eingang des Verstärkers zu erhöhen. Ein paar dB könnte man noch zusammenkratzen, wenn man das Hybridmodul durch einen modernen ultra-rauscharmen MMIC ersetzt.
Ich denke, da hilft nur mehr Stufe für Stufe zu messen. Wenn ich den B1810 im Schaltplan sehe, denke ich an Hybridverstärker mit braunen "Schutzlack". Die hatten viele Fehlermöglichkeiten. Von fehlender Verstärkung bis zum Schwingen bei gewissen Frequenzen... Mein Motto: Zuerst Fehler finden, dann macht es Sinn das Gerät zu modifizieren.
Mario H. schrieb: > Nout=Fges+Gges+10⋅log(kTB⋅1000)=4,5dB+53dB−82dBm=−24,6dBm Moin Mario, sagst du mir bitte kurz, wie die "-82dBm" zustande kommen, damit ich folgen kann? Gruß Micha
hmm gut ich versuche es jetzt auch mal. das thermische Rauschen des Messkopfes brechnet sich sqr 4*K*B*R*t = 4*1,38exp-23*1,5GHz*50 Ohm*300Kelvin = 35,24 uV = -89dbv ziehen wir jetzt die 53db Verstärkung ab bliebe ein Störabstand von 26db es gibt ein Programm mit dem man das einfach berechnen kann https://www.beis.de/Elektronik/Nomograms/R-Noise/ResistorNoise.html tatsächlich messe ich ca -41dbV schalte ich jetzt ein 2 MHz breites Filter rein dann erhalte ich -117,8dbV also ein um 28,8db besseres Ergebnis Ich messe tatsächlich ca -60dbV Fazit Ich habe meine Mischer geschossen und bin an den Messgrenzen angelangt. Bliebe jetzt rauszufinden wie ich das ganze verbessern kann. Ich müsste die 53db Verstärkung irgendwie überflüsig machen. Das heist der Mischer müsste am Ausgang +13dbm liefern. mal angenommen ich würde ein Mischer finden der diesen Pegel bringt, dann müsste ich 1. den Yigoszilltor verstärken, das er sagen wir mal +27dbm bringt. Jetzt ist die Frage wie weit mir der Verzwanzigfacher in die Suppe spuckt. Alternativ müsste könnte ich ein mitlaufendes Filter an den Ausgang des Verstärkers schalten. Der dürfte dann nur eine Bandbreite von 1500 Hz haben, damit ich hier 60db gewinne. Das dürfte ziemlich unrealistisch sein. wenn ich nachaltig was verbessern will, muss ich wohl über ein komplett neues Konzept des HF Teils nachdenken. Wie der allerdings aussehen könnte ist mir momentan noch schleierhaft. Wie hat eigentlich der ZAS in Verbindung mit dem SWP von Rohde&Schwarz gemacht? Mit dem hat man ja Quarzfilter mit 120db Dynamik gemessen. Petra schrieb: > Ich denke, da hilft nur mehr Stufe für Stufe zu messen. Wenn ich den > B1810 im Schaltplan sehe, denke ich an Hybridverstärker mit braunen > "Schutzlack". Bei mir ist es ein roter Schutzlack, man kann drei winzige Transistoren erkennen. Der Verstärker scheint aber zu funktionieren. Petra schrieb: > Mein Motto: Zuerst Fehler finden, dann macht es Sinn das Gerät zu > modifizieren. Da bin ich ganz deiner Meinung. Ralph Berres
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Michael M. schrieb: > Moin Mario, sagst du mir bitte kurz, wie die "-82dBm" zustande kommen, > damit ich folgen kann? Das ist die Rauschleistung in dBm an einem 50 Ohm-Widerstand bei einer Bandbreite von 1,5 GHz, berechnet nach der "einfachen" Nyquist-Gleichung (ohne quantentheoretische Erweiterung)
für den quadratischen Mittelwert der Rauschspannung an einem Widerstand R bei der Temperatur T in der Bandbreite B. Auf der dB-Skala bezogen auf 1 mW (d.h. dBm) ergibt sich damit für Leistungsanpassung des Widerstandes der Leistungspegel
und das ist bei B = 1,5 GHz und T = 300 K ungefähr -82 dBm.
Ralph B. schrieb: > Ich müsste die 53db Verstärkung irgendwie überflüsig machen. Oder zumindest verkleinern. Und die Dämpfung zwischen Ausgang des Verstärkers und der Ausgangsbuchse verringern. > Das heist der Mischer müsste am Ausgang +13dbm liefern. Das dürfte eher unrealistisch sein. > Fazit Ich habe meine Mischer geschossen und bin an den Messgrenzen > angelangt. Offenbar ist das ganze Konzept des Geräts auf die originalen Messköpfe und deren Dynamikumfang ausgelegt. Dass ein halbes Jahrhundert später jemand kommt und das Gerät aufbohren will, konnte damals niemand ahnen. :-) > wenn ich nachaltig was verbessern will, muss ich wohl über ein komplett > neues Konzept des HF Teils nachdenken. Wie der allerdings aussehen > könnte ist mir momentan noch schleierhaft. Wie hat eigentlich der ZAS in > Verbindung mit dem SWP von Rohde&Schwarz gemacht? Mit dem hat man ja > Quarzfilter mit 120db Dynamik gemessen. Moderne VNA messen schmalbandig mit einem Heterodyne-Empfänger. Ob das hier die Lösung ist? Den ZAS kenne ich nicht, aber ich kann mir die Tage mal die Unterlagen dazu anschauen. Heute wird das nichts mehr, es ist viel zu heiß und ich trinke eisgekühlten Weißwein.
Mario H. schrieb: > Das ist die Rauschleistung in dBm an einem 50 Ohm-Widerstand bei einer > Bandbreite von 1,5 GHz, berechnet nach der "einfachen" Nyquist-Gleichung > (ohne quantentheoretische Erweiterung) Danke, hab's inzwischen auch recherchiert und gefunden...
Mario H. schrieb: > Jochen F. hatte ja weiter oben bereits angemerkt, > dass es widersinnig erscheint, am Ausgang des Verstärkers die Signale > für den Markengenerator auszukoppeln und sich dabei ordentlich Dämpfung > einzuhandeln. Die Dämpfung macht nichts, da es hinter dem Ausgangsverstärker ist. Somit sind es also 43db Verstärkung welche hier stören. Ralph B. schrieb: > sqr 4*K*B*R*t = 4*1,38exp-23*1,5GHz*50 Ohm*300Kelvin = 35,24 uV = -89dbv > ziehen wir jetzt die 53db Verstärkung ab bliebe ein Störabstand von 26db wen man die 10db hinzu zählt sind also 36db Störabstand. das deckt sich in etwa mit meinen Messungen von 39db. Mario H. schrieb: > Und die Dämpfung zwischen Ausgang des > Verstärkers und der Ausgangsbuchse verringern. Die verschlechtert das Rauschen eigentlich nicht da hinter den Verstärkern. Mario H. schrieb: >> Das heist der Mischer müsste am Ausgang +13dbm liefern. > > Das dürfte eher unrealistisch sein. sehe ich auch so Mario H. schrieb: > Offenbar ist das ganze Konzept des Geräts auf die originalen Messköpfe > und deren Dynamikumfang ausgelegt. Dass ein halbes Jahrhundert später > jemand kommt und das Gerät aufbohren will, konnte damals niemand ahnen. > :-) Es wird immer solche Idioten geben, welche ein Gerät verschlimmbessern :-) Mario H. schrieb: > Moderne VNA messen schmalbandig mit einem Heterodyne-Empfänger. Ob das > hier die Lösung ist? Hatte ich auch schon dran gedacht, doch dann ist es mittlerweile fast einfacher ein komplett neues Gerät zu konstruieren. Hier würde mich mal interessieren wie die SNA von dem Verlag Funkamateur einzuordnen sind. Machen die auch nur 60db Dynamik? Mario H. schrieb: > Heute wird das nichts mehr, es ist viel zu heiß und ich trinke > eisgekühlten Weißwein. Neid!!! Jetzt könnte man ja mal eine Diskussion eröffnen, wie man auf der Basis des Swob5 einen besseren HF Teil konstruiert. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Mario H. schrieb: >> Jochen F. hatte ja weiter oben bereits angemerkt, >> dass es widersinnig erscheint, am Ausgang des Verstärkers die Signale >> für den Markengenerator auszukoppeln und sich dabei ordentlich Dämpfung >> einzuhandeln. > > Die Dämpfung macht nichts, da es hinter dem Ausgangsverstärker ist. > > [...] > > Mario H. schrieb: >> Und die Dämpfung zwischen Ausgang des >> Verstärkers und der Ausgangsbuchse verringern. > > Die verschlechtert das Rauschen eigentlich nicht da hinter den > Verstärkern. Ja, da hast Du Recht. Der Rauschpegel ist dort weit über dem thermischen Rauschen der Dämpfungsglieder, dementsprechend verschlechtern diese das Signal-Rauschverhältnis nicht mehr wesentlich. War wohl schon zu viel Wein gestern Abend. > Wie hat eigentlich der ZAS in > Verbindung mit dem SWP von Rohde&Schwarz gemacht? Mit dem hat man ja > Quarzfilter mit 120db Dynamik gemessen. Ich habe mal eine Broschüre von dem Ding durchgeblättert. Es gibt für den einen aktiven Messkopf ZAS-Z2, der etwas um 90 dB Dynamik hat, mit verringerter Bandbreite. Ich habe nicht nachgesehen, aber der SWP dürfte eine wesentlich bessere spektrale Reinheit aufweisen als der SWOB5 am Ausgang, je nachdem wie schnell er sweept. Das ist halt ein Synthesizer. Dann gab es doch noch einen ZWOB von Rohde & Schwarz. Das war ein skalarer Netzwerkanalysator mit eingebauter Quelle. > Jetzt könnte man ja mal eine Diskussion eröffnen, wie man auf der Basis > des Swob5 einen besseren HF Teil konstruiert. Das ist nicht ganz einfach mit dem was bereits vorhanden ist. Die haben das Gerät nicht ohne Grund so konzipiert.
Mario H. schrieb: > Es gibt für > den einen aktiven Messkopf ZAS-Z2, der etwas um 90 dB Dynamik hat, das ist doch auch ein breitbandiger Messkopf? Oder ist das ein schmalbandiger Messkopf? Dann müsste aber wie bei eine Spektrumanalyzer mit Mitlaufgenerator die Bandbreite einstellbar sein. Das ist es aber glaube ich nicht. Der SWP übermittelt dem ZAS glaube ich nur den Wobbelsägezahn und eventuell noch Signale für die Rücklaufaustastung. Marken werden meines Wissens im SWP erzeugt ( wenn überhaupt ). Zu dem SWP gab es eine Option für Schmalbandmessungen. Mario H. schrieb: > Dann gab es doch noch einen ZWOB von Rohde & Schwarz. Das war ein > skalarer Netzwerkanalysator mit eingebauter Quelle. Das ist ein SNA ähnlich wie der Swob5 nur moderner. Den hatte ich auch schon ins Auge gefasst. Das Datenblatt gibt aber auch nur 60-70db Dynamik an genau wie der Swob5. Vielleicht ist da der Oszillator etwas rauschärmer. Mario vielleicht sollten wir uns mal telefonisch austauschen. Ralph
Ralph B. schrieb: > das ist doch auch ein breitbandiger Messkopf? Oder ist das ein > schmalbandiger Messkopf? Dann müsste aber wie bei eine Spektrumanalyzer > mit Mitlaufgenerator die Bandbreite einstellbar sein. Das ist es aber > glaube ich nicht. Der ist wohl breitbandig. Und so ganz verstehe ich das Werbeblättchen auch nicht. Wahrscheinlich ist das nur die Dynamik des Kopfes selber. Auf welche Dynamik das Gesamtsystem kommt, ist eine andere Frage. Da müsste man sich mal das Handbuch besorgen. > Mario vielleicht sollten wir uns mal telefonisch austauschen. Können wir die Tage gern mal machen. Das planen wir am besten per PN.
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Tobias P. schrieb: > Ich kann dir je 2 Stk. anbieten. Wenn du die Versandkosten übernimmst > genügt das völlig ;-) hast du PayPal? Hallo Tobias Die Dioden sind heute angekommen, und habe auch gleich ein Satz eingebaut. Es scheint wohl noch mehr defekt zu sein als die Dioden. Ab 1000MHz bekomme ich bis 1200MHz ein Abfall von 10db. Mittlerweile habe ich ein intaktes HF Teil eines Swob5 erhalten. Den baue ich jetzt mal ein. Den alten HF Teil kann man jetzt nach Herzenslust vergewaltigen. Da kann man fast nichts mehr verkehrt machen. Ralph
Ralph B. schrieb: > auch gleich ein Satz eingebaut. --> einen Satz Der Nominativ ist dem Akkusativ sein Tod. Ralph B. schrieb: > ein Abfall --> einen Abfall Der Nominativ ist dem Akkusativ sein Tod. Ralph B. schrieb: > Den baue ich jetzt mal ein. --> Das baue ich .... (das Teil, nicht der Teil) Ralph B. schrieb: > Den alten HF Teil --> Das alte HF Teil puhhhhh .... deutsche Sprache - schwääre Sprache
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Das neue HF Teil funktioniert einwandfrei. Bis auf das Problem mit dem Grundrauschen. Das alte HF Teil mit dem defekten Mischer am Eingang will ich jetzt neu konstruieren. Möglichst so das die Schnittstellen nach ausen unverändert bleiben. Also Quelle sind die 100MHz mit +5dbm Pegel und die 2-3,5GHz mit +13dbm Pegel. Ausgangspegel der 100Khz bis 1,5GHz sollte wie gehabt +23dbm betragen, welche über eine ALC konstant gehalten wird. Wie der HF-Teil aussehen könnte soll ab jetzt Bestandteil einer Diskussion werden. Die Forderung die ich stelle, ist das es am Ausgang das Rauschen mindestens 80db Abstand bezogen auf die 1,5GHz Bandbreite hat. Eine Idee von mir war folgende. Die 2GHz welche aus den 10MHz durch verzwanzigfachung gewonnen wurde auf +13dbm verstärken und mit 2MHz Bandbreite filtern. ( Die 2MHz Bandbreite benötige ich weil ich die 100MHZ in Stellung Schmalstband bis 2MHz Wobbelhub wobbele. Dieses Signal auf den Oszillatorport des Mischers geben. An den HF Port die +13dbm aus dem Yig Oszillator geben. Dann müssten +7dbm aus dem Mischer rauskommen. Dise auf +23dbm Verstärken, und möglichst weit am Ausgang ( eventuell vor der letzten Verstärkerstufe ) die ALC Regelung setzen. Hier geht aber dann keine Pin-Diode mehr oder doch? Was ich jetzt nicht abschätzen kann. Wie hoch ist der Rauschabstand, wie stark sind jetzt die Oberwellen? Die können auch kräftig stören. Wer hat Ideen und möchte seine Erfahrungen mit hier einbringen? Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > [...] und möglichst weit am Ausgang ( eventuell vor der letzten > Verstärkerstufe ) die ALC Regelung setzen. Hier geht aber dann keine > Pin-Diode mehr oder doch? Ein integrierter GaAs-Abschwächer wie der HMC346AMS8GE (Hittite/Analog) kommt mit den Pegeln schon nicht mehr klar. Ein PIN-Dioden-Quartett wie BAP70Q ist bei 23 dBm auch überfordert. Wie das beispielsweise bei 10 dBm aussieht, ist eine gute Frage. Insbesondere was die Oberwellen betrifft. Vielleicht hilft simulieren, oder einfach mal ausprobieren (kostet unter einem Euro)? > Was ich jetzt nicht abschätzen kann. Wie hoch ist der Rauschabstand, wie > stark sind jetzt die Oberwellen? Die können auch kräftig stören. Wie ich Dir schon am Telefon sagte, ist der gesamte breitbandige Störabstand von Komponenten üblicherweise nicht spezifiziert, und daher schlecht abschätzbar. Also messen. Oder zumindest eine Worst-Case-Abschätzung machen, die nur das thermische Rauschen und evtl. die Rauschfaktoren der Komponenten berücksichtigt. So wie oben im Falle des Verstärkers geschehen.
Mario H. schrieb: > Ein PIN-Dioden-Quartett wie BAP70Q ist bei 23 dBm auch überfordert. Das war schon mal ein erster guter Hinweis. Der geht von 300KHz bis 4GHz. Vom Frequenzgang würde das passen. Ich wusste garnicht, das es Pindioden gibt, welche so eine niedrige untere Grenzfrequenz besitzen. Man könnte ihn ja vor die letzte oder vorletzte Stufe plazieren. Ein input third-order intercept point von 45dbm lässt vermuten das es mit +13dbm durchaus zurecht kommt. Eventuell könnte man als letzte Stufe ein BFQ34 nehmen der wird bei 1,5GHz noch so 5-6db Verstärkung haben. Das muss ich mal ausmessen. Ralph
Hallo Ralph, laut DB zum BAP70Q sind es für den IP3 nur 38dBm bei 2V Control-Voltage (im unteren Freq.-Bereich). Um ein A von 30dB zu erreichen, brauchst du aber eine Steuerspannung von 1,3V oder weniger, so daß dieser genannte Wert noch etwas geringer ausfallen könnte. Die 44dBm sind für höhere Freq. angegeben und Steuerspannungen von 10V. Lese weiter interessiert mit. Viel Erfolg beim Umbau und Konzeptionieren einer eigenen Schaltung. Markus PS.: Man kann sicherlich zwei BAP70Q parallel schalten und gewinnt etwas Leistungsreserve auf kosten der Dämpfung. Wie ich es aber verstanden habe brauchst Du aber nur 20dB Regelbereich - richtig?
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Markus W. schrieb: > Die 44dBm sind für höhere Freq. angegeben und Steuerspannungen von 10V. Ich hoffe den Verstärkerzug so linear zu bekommen, das ich maximal 10db Welligkeit ausregeln muss, dann liege ich mit der Steuerspannung irendwo bei 4V Markus W. schrieb: > Um ein A von 30dB zu erreichen, brauchst du aber eine Steuerspannung > von 1,3V oder weniger, 30db Dämpfung will ich garnicht damit einstellen können. Maximal 10db Bei 100 MHz ist der IP3 immer noch bei 40dbm. Aber du hast in sofern recht, mann müsste den IP3 bei 300KHz wissen. Der wird vermutlich schlechter sein. Aber hier könnte man wie im Original den Verstärkerzug aufteilen in einen Bereich unter 10MHz und in einen Bereich über 10MHz, und diese dann getrennt verstärken und regeln. Vielleicht macht es das ganze leichter. Ralph
Kennt hier jemand ein Transistor der den vorhandenen BFQ34 direkt ersetzen könnte, aber eine wesentlich höhere Transitfrequenz hat? Aktuell habe ich mir jetzt nur mal die letzte Stufe vorgenommen. Das heist, ich habe den Kondensator zur vorherigen Stufe ausgelötet und bin stattdessen mit dem Signalgenerator direkt über einen 100nF an die Basis des letzten BFQ34 gegangen. Fazit bis ca 500MHz messe ich einen fast linearen Frequenzgang mit einer Verstärkung von ca 11db. Darüber fällt sie kontinuierlich ab um bei 1200MHz auf 0db einen Tiefpunkt zu erreichen und bei 1400MHz wieder auf 2db ansteigt. Bei 1500MHz greift der Tiefpass schon massiv ein. Ich erhoffe mir durch einen schnelleren Transistor eine Verbesserung. Das Rauschen des BFQ34 ist eigentlich mit -42dbm auch noch zu hoch. Bezogen auf die +23dbm sind das 65db und mit den 10db Dämpfung am Ausgang 75db Rauschabstand. Ich habe übrigens noch einen Versuch mit einen dreifach balangierten Mischer von Municom gemacht. Typ ZX05-42MH Der LO Eingang mit +13dbm beschickt und den HF Eingang mit Pegeln zwischen -10dbm und +10dbm beschickt. Der Frequenzgang war bis 2 GHz linear. Der Oberwellenabstand bei +10dbm 34db bei 0dbm 54db und bei -10dbm konnte man kaum noch was sehen. Die Mischdämpfung war etwa 10db. 34db Oberwellenabstand ist sicherlich zu wenig. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Kennt hier jemand ein Transistor der den vorhandenen BFQ34 direkt > ersetzen könnte, aber eine wesentlich höhere Transitfrequenz hat? keiner eine Idee was man hier für einen Transistor nehmen könnte? gewünscht wäre ca 10db Verstärkung bei 1500 MHz und eine möglichst kleine Rauschzahl. Am liebsten gleiches Gehäuse und Betriebsspannung. Ralph Berres
Hallo Ralph, Mouser liefert bei der Eingabe von BFQ in die Suchmaske fünf Treffer, darunter die u.g. Typen. Möglicherweise ist da was für Dich dabei. https://www.mouser.de/datasheet/2/196/Infineon-BFQ790-DS-v02_00-EN-748970.pdf https://www.mouser.de/datasheet/2/302/BFQ18A_N-1126073.pdf https://www.mouser.de/datasheet/2/196/Infineon-BFQ19S-DS-v01_01-en-1225956.pdf Markus PS.: Da Du angedeutet hast, dass Du selber bauen willst, nehme ich an, dass SMD-Gehäuse ok ist.
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Deutschleera schrieb: > Ralph B. schrieb: >> auch gleich ein Satz eingebaut. > > --> einen Satz > > Der Nominativ ist dem Akkusativ sein Tod. > > Ralph B. schrieb: >> ein Abfall > > --> einen Abfall > > Der Nominativ ist dem Akkusativ sein Tod. > > Ralph B. schrieb: >> Den baue ich jetzt mal ein. > > --> Das baue ich .... (das Teil, nicht der Teil) > > Ralph B. schrieb: >> Den alten HF Teil > > --> Das alte HF Teil > > puhhhhh .... deutsche Sprache - schwääre Sprache jaa, wenn man sonst nichts schlaues beizutragen hat kommt man mit Rechtschreibung, gell? geh doch ins Deutschlehrerforum, da bist du besser aufgehoben und lass die Profis hier unter sich diskutieren. Ralph B. schrieb: > Hallo Tobias > > Die Dioden sind heute angekommen, und habe auch gleich ein Satz > eingebaut. > > Es scheint wohl noch mehr defekt zu sein als die Dioden. Ab 1000MHz > bekomme ich bis 1200MHz ein Abfall von 10db. > > Mittlerweile habe ich ein intaktes HF Teil eines Swob5 erhalten. Den > baue ich jetzt mal ein. Den alten HF Teil kann man jetzt nach > Herzenslust vergewaltigen. Da kann man fast nichts mehr verkehrt machen. > > Ralph Hi Ralph freut mich, dass es geklappt hat, schade nur, dass es trotzdem nicht funktioniert :-( hast du eine Möglichkeit, den betreffenden Teil isoliert zu testen? Grüsse Tobias
Markus W. schrieb: > PS.: > Da Du angedeutet hast, dass Du selber bauen willst, nehme ich an, > dass SMD-Gehäuse ok ist. naja zunächst wollte ich mich an der vorhandenen Baugruppe versuchen, durch Änderung und Ersatz von Bauteilen was zu erreichen. Tobias P. schrieb: > Hi Ralph > freut mich, dass es geklappt hat, schade nur, dass es trotzdem nicht > funktioniert :-( hast du eine Möglichkeit, den betreffenden Teil > isoliert zu testen? zur Zeit habe ich mal die letzte und die letzten zwei Stufen isoliert betrachtet, die kann ich nämlich direkt wobbeln. Ich hatte versucht den schiefen Frequenzgang der Stufe durch verändern der Gegenkopplung zu begradigen. Es wurde nach dem ich den Gegenkopplungswiderstand von 220 Ohm auf 10 Ohm geändert habe auch linearer. Doch die Verstärkung fällt bei 1400MHz auf 0db ab. as ist für mich ein Zeichen, das der Transistor für die Frequenz viel zu langsam ist. Trotz eines FT von 4GHz. Ich würde hier an der Stelle wohl ein Transistor benötigen, welches ein FT von 10 oder 12GHz hat, bei sonst gleichen Daten. Aber ich finde bisher keinen, welches von der Bauform passt. Eine komplett neue Leiterplatte will ich erst entwickeln, wenn ich im etwa weis, wo die Reise hin geht. Ralph Das mit dem Mischer werde ich aber auch nochmal untersuchen.
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Hallo Ralph, von den BFQ/BFR Serien von NXP habe ich nur die u.g. finden können. Da ist aber nur der BFQ68 im SOT122A Gehäuse und auch nicht leicht zu bekommen. Some Part number from the same manufacture Philips Semiconductors (Acquired by NXP) BFQ540 BFQ540; NPN Wideband Transistor;; Package: SOT89 (MPT3, UPAK) BFQ591 BFQ591; NPN 7 GHZ Wideband Transistor;; Package: SOT89 (MPT3, UPAK) BFQ621 BFQ621; NPN 7 GHZ Wideband Transistor BFQ67 BFQ67; NPN 8 GHZ Wideband Transistor;; Package: SOT23 (SST3) BFQ67T NPN 8ghz Wideband Transistor BFQ67W BFQ67W; NPN 8 GHZ Wideband Transistor;; Package: SOT323 (UMT3, CMPAK) BFQ68 BFQ68; NPN 4 GHZ Wideband Transistor;; Package: SOT122A BFR106 BFR106; NPN 5 GHZ Wideband Transistor;; Package: SOT23 (SST3) BFR30 BFR30; BFR31; N-channel Field-effect Transistors;; Package: SOT23 (SST3) BFR505 BFR505; NPN 9 GHZ Wideband Transistor;; Package: SOT23 (SST3) BFR505T BFR505T; NPN 9 GHZ Wideband Transistor;; Package: SOT416 (EMT3, SMPAK) BFR520 BFR520; NPN 9 GHZ Wideband Transistor;; Package: SOT23 (SST3) BFR520T BFR520T; NPN 9 GHZ Wideband Transistor;; Package: SOT416 (EMT3, SMPAK) BFR53 BFR53; NPN 2 GHZ Wideband Transistor;; Package: SOT23 (SST3) BFR54 BFR54; NPN Medium Frequency Transistor BFR540 BFR540; NPN 9 GHZ Wideband Transistor;; Package: SOT23 (SST3) BFR92 BFR92; NPN 5 GHZ Wideband Transistor;; Package: SOT23 (SST3) BFR92A BFR92A; NPN 5 GHZ Wideband Transistor;; Package: SOT23 (SST3) BFR92AT BFR92AT; NPN 5 GHZ Wideband Transistor;; Package: SOT416 (EMT3, SMPAK) BFR92AW BFR92AW; NPN 5 GHZ Wideband Transistor;; Package: SOT323 (UMT3, CMPAK) BFR93 BFR93; NPN 5 GHZ Wideband Transistor;; Package: SOT23 (SST3) Markus
Die Liste werde ich mir mal ausdrucken und die datenblätter studieren. Von den BFQ68 habe ich noch zwei Stück. Aber wenn ich die Datenblätter von dem BFQ34 und den BFQ68 vergleiche habe ich das Gefühl, das der BFQ68 nur eine doppelte Anzahl von Einzeltransistoren intus hat, und somit doppelt so hoch belastbar ist. Er hat auch nur eine FT von 4GHz. Oder hast du ein besseres Gefühl was den BFQ68 betrifft? Vor allem haben die heutigen Transistoren nicht mehr die Spannungsfestigkeit wie der BFQ34. Das heist ein Breitbandverstärker ohne Resonanzkreise wird schwieriger wenn man sicher +23dbm an 50 Ohm erreichen will. Ralph
Hallo Ralph, die Liste war völlig wertfrei - ein reiner Treffer bei der Suche nach BF-Transistoren. Was für Deinen Anwendungsfall in Frage kommt habe ich noch nicht genau unter die Lupe genommen. Möglicherweise könnte auch ein moderner Gain-Block oder OPV für diesen Zweck einsetzbar sein. Eventuell kann jemand, sofern er mehrere hat, einen BFQ34 oder BFQ68 nach bestem Beta selektiert, Dir zur Verfügung stellen. Markus
Markus W. schrieb: > Möglicherweise könnte auch ein moderner Gain-Block > oder OPV für diesen Zweck einsetzbar sein. Ich habe da auch mal nach geschaut und werde nächsten Monat ( wenn ich wieder bei Kasse bin ) bei Municom mal nachfragen, ob die mich beliefern. Und zwar habe ich mir den PHA23HLN oder den PGA122-75 angeschaut. Sind zwar beide nicht bis 500KHz spezifiziert, hoffe aber durch vergrößern des Koppelkondensators und der Kollektordrossel den Frequenzgang nach unten ausweiten zu können. Der PHA23-HLN scheint mir fast geeigneter. Wie siehst du die Sache? Ralph
Ralph B. schrieb: > PGA122-75 Der hat 75 Ohm am Ein- und Ausgang. > PHA23HLN Ja, kenne ich, könnte man verwenden. Die 13 dBm aus dem YIG sind aber zu viel für den, aber nach dem Mischer und einem einstellbaren Abschwächer ginge das sicherlich. Und Anschließend evtl. eine Stufe mit einem LDMOS o.ä., um die 23 dBm hinreichend verzerrungsfrei erreichen zu können.
Mario H. schrieb: > Und Anschließend evtl. eine Stufe mit einem LDMOS o.ä., um die 23 dBm > hinreichend verzerrungsfrei erreichen zu können. Ich dachte eigentlich mehr den direkt als Ausgangsstufe zu verwenden. Der soll ja laut Datenblatt fast 28dbm Ausgangsleistung machen. 23dbm + ein bischen Regelreserve benötige ich. welchen LD-Mos würdest du denn verwenden? Kann man die Kollektordrossel eigentlich durch einen Widerstand ersetzen? so das das ganze einen kompletten RC Verstärker wird? Kollektordrosseln haben immer das Problem das sie irgendwann kapazitiv werden. Im Swob5 sind zwar 2 Stück in Reihe geschaltet aber unproblematisch ist das glaube ich nicht. Ralph
Der BFQ621 könnte ein Kanidat sein. Ich weis nur nicht wo man den bekommt. Ralph
Ralph B. schrieb: > welchen LD-Mos würdest du denn verwenden? Vielleicht den PD20010 von STM? Leider scheinen keine S-Parameter verfügbar zu sein. > Kann man die Kollektordrossel eigentlich durch einen Widerstand > ersetzen? so das das ganze einen kompletten RC Verstärker wird? Auf jeden Fall halbiert das die Aussteuerbarkeit am Ausgang, und man muss die HF irgendwie von der Betriebsspannung isolieren. > Kollektordrosseln haben immer das Problem das sie irgendwann kapazitiv > werden. Im Swob5 sind zwar 2 Stück in Reihe geschaltet aber > unproblematisch ist das glaube ich nicht. Aber es gibt genug Massenware von der Stange, die bei 1,5 GHz noch weit von der Resonanz entfernt ist. Schau mal bei Murata oder Coilcraft. Das Problem wird eher die Resonanz bei kleinen Frequenzen mit dem Abblock-Kondensator der Betriebsspannung sein. Daher darf die Drossel nicht zu klein werden, sonst fällt diese Resonanz in das Nutzband. Große Drosseln haben aber wieder eine kleine Eigenresonanzfrequenz. Das ist wohl der Grund für die Reihenschaltung.
was hälst du von dem BFQ135? scheint ähnlich dem BFQ34 zu sein nur mit 6,5GHz Transitfrequenz. wird zur Zeit bei Ebay angeboten. Ralph
Hallo zusammen, nur zur Info: Der BFQ68 ist ein Doppel BFQ34 @ Ralph Der BFQ135 sieht doch gut aus. Für der Preis aus DL kann man eigentlich wenig falsch machen. Ansonsten: ich lese sehr interessiert weiter... 73 Wilhelm
Wilhelm S. schrieb: > Der BFQ135 sieht doch gut aus. Für der Preis aus DL kann > man eigentlich wenig falsch machen. Ich habe mal ein Preis für alle 10 Stück vorgeschlagen. Ralph Berres
Wilhelm S. schrieb: > Der BFQ135 sieht doch gut aus. Für der Preis aus DL kann > man eigentlich wenig falsch machen. Hallo Wilhelm Ich habe gerade alle 10 Stück für 25 Euro plus Versand geordert. Hoffentlich war das kein Fehlgriff. Ralph Berres
Hallo zusammen, hallo Ralph. Ich habe mal die Daten verglichen, sind schon sehr ähnlich. Die Philips Datenblätter finde (fand) ich immer ehrlich. Alle 10 für 25,00 + P. ist doch ein guter Preis. Hoffentlich erfüllen sie die Erwartungen. Um wieder XX EU nur für die Bastelkiste ausgegeben zu haben, sind sie zu teuer. So füllen sich Kisten und Kästen, das kennst du ja auch. Ich drück dir die Daumen. 73 Wilhelm
Wilhelm S. schrieb: > Ich habe mal die Daten verglichen, sind schon sehr ähnlich. > Die Philips Datenblätter finde (fand) ich immer ehrlich. Meine Hoffnung ist, das der BFQ135 bedingt durch die höhere Transitfrequenz ich eine höhere Leerlaufverstärkung bei 1,4GHz bekommen werde, als mit den BFQ34. Ansonsten sind die Daten in der Tat sehr ähnlich. Ich habe noch BFQ68 zwei Stück hier liegen, doch diese haben auch 4GHz Transitfrequenz, nur erlauben sie die doppelte Ausgangsleistung, da sie doppelt so hohen Strom und Verlustleistung vertragen. Ralph Berres
Hallo Ralph, ich hoffe Du hast Glück mit diesen Transistoren (BFQ135). Vielleicht sind ja da einige Ausreißer was die DB-Angaben betrifft. Ich habe die angegebene Gain bei 500MHz und 800MHz linear fortgesetzt. Da könnte es bei 1500MHz schon eng werden. 500MHz 17,0dB typ. laut DB 800MHz 13,5dB typ. laut DB 1100MHz 10,0dB interp. 1400MHz 6,5dB interp. Markus
Markus W. schrieb: > Ich habe die angegebene Gain bei 500MHz und 800MHz linear > fortgesetzt. Da könnte es bei 1500MHz schon eng werden. > > 500MHz 17,0dB typ. laut DB > 800MHz 13,5dB typ. laut DB > 1100MHz 10,0dB interp. > 1400MHz 6,5dB interp. wenn bei 1400MHz noch 6,5db rauskommen, dann scheinen diese aber besser zu sein als die jetzt verbauten BFQ34. Die BFQ135 werden am Freitag auf die Post gebracht. Vermutlich bekomme ich die erst nächsten Dienstag. Ralph
Könnt ihr bitte die von euch aktuell verwendete Schaltung und das Layout posten. Habt ihr auch Messkurven? Ich muss gestehen, dass ich als Mitleser so langsam den Überblick verloren haben.
Joern DK7JB .. schrieb: > Könnt ihr bitte die von euch aktuell verwendete Schaltung und das Layout > posten. schaue mal weit vorher den Eintrag am 26.6. um 8,03 Uhr Da sind die Schaltbilder des kompletten HF Teils. Das sind größere Dateien. Die hatte ich teilweise schon mehrfach hier gepostet. Ich wollte es jetzt nicht nochmal posten. Joern DK7JB .. schrieb: > Habt ihr auch Messkurven? Nee habe ich nicht. Es geht darum das bei einen Messobjekt z.B. Bandfilter 2MHz Bandbreite im Sperrbereich nicht -80db angezeigt wird sondern nur -60db. Und wenn man den Messkopf direkt an den Ausgang hängt und den Mischer am Eingang des HF Verstärkers abklemmt der Messkopf sogar nur -40db anzeigt gegenüber Vollausstuerung. Was der Messkopf anzeigt ist offensichtlich das Rauschen des HF Verstärkers. Zudem zeigt der HF Vertärker einen Frequenzgang welches bei 1,4GHz auf bis zu 20db abfällt, was die ALC des Wobblers wieder ausregeln muss, also einen Verstärkungsüberschuss von mindestens 20db haben muss, welches das Rauschen am Ausgang des Verstärkers weiter erhöht. Zudem birngt der Mischer nur einen Ausgangspegel von nominal -26dbm. Am Ausgang des Verstärkers wird ein Pegel von +23dbm benötigt damit die Verteilverluste von 10db ausgeglichen werden, um am Ausgang des Wobblers +13dbm an 50 Ohm zu bekommen. Der HF Verstärker macht also insgesamt etwa 53 db Verstärkung. Es gilt jetzt zu überlegen, wie man erstens den gesamten Verstärkerzug Frequenzlinear bekommt, damit die ALC weniger ausregeln muss, zweitens den Pegel am Mischer zu erhöhen, drittens die Rauschzahl des Verstärkers zu verbessern, so das man in der Summe etwa 30db weniger Rauschen hat. Ralph Berres
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Zwischenbericht. Ich habe in der letzten Stufe den BFQ34 durch einen BFQ135 ersetzt. Bei 1300MHz macht er ziemlich genau 0db Verstärkung. Warum auch immer. Zugegeben weis ich nicht ob die Anpassung optimal ist. Ich habe einfach den Koppeelkondensator am Eingang der letzten Stufe ausgelötet, und stattdessen den Generator über einen 0,1uF SMD 1206 eingekoppelt. Der Frequenzgang fällt stetig ab. bei 100MHz 11db bei 400MHz 10db bei 800MHz 5db bei 1300 MHz 0db. Hat jemand noch eine Idee? Rauschen bei abgezogenen Generator ca -70db Ralph
Ralph B. schrieb: > Der Frequenzgang fällt stetig ab. bei 100MHz 11db bei 400MHz 10db bei > 800MHz 5db bei 1300 MHz 0db. Hat jemand noch eine Idee? Sind das denn genau dieselben Werte wie bei dem BFQ34? Dann sähe es ja fast so aus, als ob etwas anderes als der Transistor den Abfall des Gewinns dominieren würde. Vielleicht liegt es ja tatsächlich am Aufbau, an der Anpassung, oder etwas anderes in der Schaltung spuckt Dir in die Suppe. Vielleicht die Bias-Regelung? Mich wundert, dass der Basisstron nicht über eine Induktivität eingekoppelt wird, sondern nur über einen Widerstand. Schon allein wegen des Rauschens ist das suboptimal. Hatten die damals keine Induktivitäten mit ausreichend hoher Eigenresonanzfrequenz?
Hast Du die Signale mit einem Spektrumanalyser angesehen? Mit breitbandigen Messungen habe ich an unbekannten Signalen schon öfters Überaschungen erlebt. Notfalls den YIG auf einer Frequenz festsetzen. Abschwächer für den Spektrum nicht vergessen!
Mario H. schrieb: > Mich wundert, dass der Basisstron nicht über eine > Induktivität eingekoppelt wird, sondern nur über einen Widerstand. Schon > allein wegen des Rauschens ist das suboptimal. Hatten die damals keine > Induktivitäten mit ausreichend hoher Eigenresonanzfrequenz? Du bringst mich auf eine Idee. Ich werde dem Basiswiderstand mal eine Ferritdrossel in Reihe schalten. Vielleicht beeinfluss tdas das rauschproblem positiv. Mario H. schrieb: > Sind das denn genau dieselben Werte wie bei dem BFQ34? Dann sähe es ja > fast so aus, als ob etwas anderes als der Transistor den Abfall des > Gewinns dominieren würde. Es ist ähnlich dem BFQ34. Ich habe heute mal einen BFQ64 ausprobiert. Da ist es noch viel krasser. Gestern war es mir gelungen in Verbindung mit deme BFQ34 davor und dem BFQ135 einen auf 2db linearen Frequenzgang bis 1300MHz zu erzielen mit 10 db Verstärkung, aber ziemliches Rauschen. Morgen werde ich versuchen diesen Zustand nochmal herzustellen. Petra schrieb: > Hast Du die Signale mit einem Spektrumanalyser angesehen? Mit > breitbandigen Messungen habe ich an unbekannten Signalen schon öfters > Überaschungen erlebt. Notfalls den YIG auf einer Frequenz festsetzen. > Abschwächer für den Spektrum nicht vergessen! Ja habe ich auch. Ich habe den SMHU als Signalquelle genommen und sowohl mit dem URV5 als auch mit dem Tek492 das Signal gemessen. Ich muss dabei ja auch ein weniog den Oberwellenabstand im Auge behalten. Bringt es eigentlich was hinter dem Log-Messkopf das Signal im Rücklauf zu klemmen? Oder verschiebe ich damit nur die gesamte Kueve gleichmäsig nach unten, als ob ich den Vertikalpositionsregler betätige? Im Rücklauf wird die HF ja abgeschaltet und es bleibt das Rauschen des gesamten Verstärkerzuges. Morgen Mittag gehts weiter mit dem Rückbau auf den BFQ135 Ralph Berres
ich habe den BFQ135 wieder eingebaut. Jetzt habe ich folgende Verstärkung nur am letzten Transistor. Zuvor habe ich dem Gegenkopplungswiderstand ein 100 Ohm parallel geschaltet. 1MHz 26db wieso soviel? 100MHz 7db 500MHz 8db 700MHz 7db 1000MHz 6db 1300MHz 3,5db 1400MHz -2db Kann es sein das mehr als 3,5db bei 1300MHz mit diesen Transistor nicht drin sind? Der BFQ68 war wesentlich schlechter. Der BFQ34 weis ich nicht mehr. Ich habe leider keinen mehr. was haltet ihr von der Idee das logarithmierte Signal während des Rücklaufes zu klemmen? kann das was bringen? Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Kann es sein das mehr als 3,5db bei 1300MHz mit diesen Transistor nicht > drin sind? Keine Ahnung. Das kann auch irgendwas im Aufbau sein, dass hier begrenzend wirkt. Wie sieht der Aufbau eigentlich aus? Hast Du ein Bild davon? Was für ein Kollektor-Ruhestrom ist denn eingestellt? Hast Du mal versucht, den zu verändern? Laut Datenblatt sollte die Transitfreuenz bei 100 mA maximal sein. > was haltet ihr von der Idee das logarithmierte Signal während des > Rücklaufes zu klemmen? kann das was bringen? Wenn man das so macht, wie in der ursprünglichen Verstärkerbaugruppe, die wir Anfang des Jahres besprochen haben, wird das zwar die Rauschanzeige unten auf dem Bildschirm kompensieren, aber einen größeren Dynamikbereich bekommst Du damit nicht.
Mario H. schrieb: > Keine Ahnung. Das kann auch irgendwas im Aufbau sein, dass hier > begrenzend wirkt. Wie sieht der Aufbau eigentlich aus? Hast Du ein Bild > davon? Ich versuche heute Nachmittag mal Bilder davon zu machen. Mario H. schrieb: > Was für ein Kollektor-Ruhestrom ist denn eingestellt? Hast Du mal > versucht, den zu verändern? Laut Datenblatt sollte die Transitfreuenz > bei 100 mA maximal sein. Der liegt so bei 110mA. Die Spannung am Kollektor beträgt um die 14V am Emitter etwa 2,14V. Ist es von der Theorie nicht so das die Transitfrequenz geteilt durch die übertragene Frequenz die maximal mögliche Verstärkung ist? So wie bei Operationsverstärker das Verstärkungsbandbreitenprodukt? 3,5db das entspricht knapp 1,5 bei 1300MHz ist schon sehr mager. Da müste ja eigentlich mehr drin sein. Mario H. schrieb: > Wenn man das so macht, wie in der ursprünglichen Verstärkerbaugruppe, > die wir Anfang des Jahres besprochen haben, wird das zwar die > Rauschanzeige unten auf dem Bildschirm kompensieren, aber einen größeren > Dynamikbereich bekommst Du damit nicht. das habe ich schon vermutet, das einfach nur die komplette Kurve nach unten rutscht. Ralph Berres
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hier wie versprochen die Bilder Die abfotografierten Wobbeldiagramme sind leider unscharf, aber man kann den Frequenzgang trotzdem erkennen. einmal mit 220 Ohm in der Gegenkopplung der letzten Stufe da ist der Frequenzgang schief. und einmal mit einen 100 Ohm parallel zu dem 220 Ohm hier sinkt die Verstärkung entsprechend ab ist aber in weiten Teilen flach mit ca 7db Vertärkung welches on beiden Fällen bei 1300MHz auf 3,5 db Abfällt. Die Schieflage beträgt ungefähr 10db von links der Linie bis rechts der Linie der Abstand der senkrechten Linien beträgt 100MHz. Weiterhin ein Bild von dem Verstärker. Zur Zeit nur die letzte Stufe gemessen. Momentan bin ich parallel noch einen anderen Weg am verfolgen. Und zwar will ich die Ausgangsfrequenz um 100KHz nach oben mischen, die um 100KHz hochgemischte Frequenz auf den DUT geben, und das Signal vom DUT wieder mit der Originalfrequenz auf 100KHz wieder runtermischen. 100KHz wäre dann eine feste ZF im Empfängerteil, welche ich dann schmalbandig messen könnte. Das muss ich aber noch untersuchen wie gut das geht. Ralph Berres
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Ralph B. schrieb: > Ist es von der Theorie nicht so das die Transitfrequenz geteilt durch > die übertragene Frequenz die maximal mögliche Verstärkung ist? > So wie bei Operationsverstärker das Verstärkungsbandbreitenprodukt? Gerade mal nachgesehen: Aus dem im Arbeitspunkt linearisierten Gummel-Poon-Modell mit den üblichen Vereinfachungen (Zusammenfassung zu einer Kollektorkapazität) bekommt man, dass für die Kollektorschaltung der Frequenzgang der Verstärkung zwei Pole hat. Also komplizierter. Sowohl mit Spannungs- als auch mit Stromgegenkopplung. In Abhängigkeit verschiedener Parameter (Kollektor-/Emitterkapazität, r_BE, r_CE, Basisbahnwiderstand, Kollektor-/Lastwiderstand, Quellenwiderstand, Vorwärtssteilheit etc.) gibt es ein Regime, in der die Schaltung näherungsweise ein konstantes Verstärkungs-Bandbreite-Produkt hat. Das ist aber nicht einfach ein Quotient mit der Transitfrequenz, sondern komplizierter. Keine Ahnung, ob man hier eine konstante GBW annehmen kann, müsste man versuchen abzuschätzen, wenn man denn die nötigen Parameter bekommt. Mir fehlt die Erfahrung und das Gefühl für die Größen, um einen Tipp abzugeben. > Der liegt so bei 110mA. Die Spannung am Kollektor beträgt um die 14V am > Emitter etwa 2,14V. Das sieht gut aus. > 3,5db das entspricht knapp 1,5 bei 1300MHz ist schon sehr mager. Da > müste ja eigentlich mehr drin sein. Wie gesagt, gute Frage. Das kann viele Gründe haben. Vielleicht mal simulieren? > hier wie versprochen die Bilder Vielen Dank. Mutig, an die Basis einfach einen 2,2kΩ THT-Widerstand zu klemmen, und den nicht mit einer Induktivität zu isolieren. Wer weiß, was der bei 1,5 GHz macht. Aber vielleicht passt das ja, keine Ahnung. Es sind ja noch die 33Ω dahinter, offenbar als SMD-Widerstand.
Hier mal ein paar Bilder von der HF und Mischerplatine , welches ich aus den Seviceunterlagen kopiert habe. Irgendwie habe ich das Gefühl das beim Laden der Bilder ins Mikrokontrollernet in grauen den Masseflächen jede Menge Artefakten entstehen, welche bei mir in den Original PDF-Files nicht sind. Könnte das ein Sysop mal kontrollieren? Dann noch eine ( erst mal grobe eventuell verwegene ) Ide, wie man den Detektor schmalbandig aufbauen könnte. was hälst du von der Idee? Mario H. schrieb: > Wie gesagt, gute Frage. Das kann viele Gründe haben. Vielleicht mal > simulieren? hmm dazu müsste ich ein Programm haben mit der das zuverlässig geht. LT-Spice sollte das können, wenn man einen Parametersatz des Transistors hat, aber das gab es damals wohl noch nicht. Dann sind noch die Unsicherheiten drin, wie was machen die Induktivitäten und Kapazitäten bei 1,5 GHz wirklich? Der bedrahtete Basiswiderstand ist Original drin. Die bildet ja noch eine Induktivität in Reihe, allerdings auch eine kapazität zwischen den Anschlusskappen. Ralph Nicht an jeder Basis ist direkt ein SMD Widerstand in der Größenordnung von 33 Ohm in Reihe.
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Ralph B. schrieb: > Mario H. schrieb: >> Wie gesagt, gute Frage. Das kann viele Gründe haben. Vielleicht mal >> simulieren? > > hmm dazu müsste ich ein Programm haben mit der das zuverlässig geht. http://www.gunthard-kraus.de/Ansoft%20Designer%20SV/ Die ganze Website ist interessant, auch für qucs-Studio. Gruß, gerhard
Ich wollte nur mal einen Zwischenbericht geben, weil mich verschiedene Leute gefragt haben was Stand der Dinge ist. Stand der Dinge ist momentan. Ich drehe mich dauernd im Kreise und weis zur Zeit keinen Lösungsansatz. Es ist zu befürchten das diese breitbandige Messmethode physikalisch seine Grenzen erreicht. Ein anderer Ansatz wäre eine Art Überlagerungsempfänger zu bauen, wie bei einen Spektrumanalyzer, wobei man das Wobblersignal um den ZF Betrag hochmischen müsste und im Empfänger das hochgemischete Signal wieder mit dem Original-Wobblersignal runtermischen müsste. Bei welcher Frequenz die ZF angesiedelt sein müsste bliebe zu diskutieren. Es kommen ja dann andere Probleme wie nicht ausreichende Isolation der Ports untereinander usw. Das vermag ich noch nicht zu überblicken. Eine ZF von Null wird glaube ich nicht funktionieren, weil dann die Differenzspannung eine Gleichspannung ist, welche auch noch von der Phasenlage zwischen Lokal und Messsignal abhängig ist. Zudem ist es ein nicht unerheblicher Aufwand. Ralph
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Ralph B. schrieb: > Es ist zu befürchten das diese breitbandige Messmethode physikalisch > seine Grenzen erreicht. Da sollten aber im Prinzip noch ein paar dB an Dynamikbereich herauszuholen sein. Wie man ja schon daran sieht, dass es mit einem Signalgenerator besser läuft. > Ein anderer Ansatz wäre eine Art Überlagerungsempfänger zu bauen, wie > bei einen Spektrumanalyzer, wobei man das Wobblersignal um den ZF Betrag > hochmischen müsste und im Empfänger das hochgemischete Signal wieder mit > dem Original-Wobblersignal runtermischen müsste. Bei welcher Frequenz > die ZF angesiedelt sein müsste bliebe zu diskutieren. Es kommen ja dann > andere Probleme wie nicht ausreichende Isolation der Ports untereinander > usw. Man könnte so vorgehen: Mit einem Koppler etwas vom YIG-Ausgang abzweigen, verstärken, und auf den LO-Port eines Mischers geben. Den DUT-Ausgang an den ZF-Port dieses Mischers legen, und damit auf 2 GHz umsetzen. Auf dieser Frequenz breitbandig filtern und verstärken, und auf eine zweite ZF von vielleicht 10,7 MHz umsetzen, mit einem Quarzfilter schmalbandig filtern und auf einen Detektor geben. Also ähnlich wie ein Spektrumanalysator mit Tracking-Generator. Dann muss man nur den den Frequenzgang des Gebildes hinreichend flach bekommen, um ohne digitale Fehlerkorrektur (Normalisierung wie beim SA) im SWOB auszukommen. Keine Ahnung, ob sich das lohnt. Mario H. schrieb: > Mutig, an die Basis einfach einen 2,2kΩ THT-Widerstand zu > klemmen, und den nicht mit einer Induktivität zu isolieren. Da ich ohnehin gerade die Geräte am laufen hatte und mir das irgendwie im Kopf geblieben war, habe ich eine schnelle Messung gemacht: Die blaue Kurve ist ein 2,2kΩ SMD-Widerstand, und die rote ein 2,2kΩ THT-Kohleschicht-Widerstand in der Bauform 0207. Bei 1,5 GHz hat der nur noch eine Impedanz von 350 Ohm. Auf dem Bild sieht man den "Messaufbau": beide Widerstände sind hinten auf eine auf SMA-Buchse gelötet; der THT-Widerstand "stehend" (das wird einen nicht unerheblichen Einfluss haben). Darunter das verwendete "Kalibrierkit". Das sollte die Referenzebene annähernd auf die Rückseite der SMA-Buchse legen. Unten links der Open (der definiert die Impedanz "unendlich" in der Messung). Könnte schon sein, dass der Widerstand in der Schaltung sich noch niederohmiger verhält und einiges vom Eingangssignal kurzschließt.
Mario H. schrieb: > Man könnte so vorgehen: Mit einem Koppler etwas vom YIG-Ausgang > abzweigen, verstärken, und auf den LO-Port eines Mischers geben. Den > DUT-Ausgang an den ZF-Port dieses Mischers legen, und damit auf 2 GHz > umsetzen. Auf dieser Frequenz breitbandig filtern und verstärken, und > auf eine zweite ZF von vielleicht 10,7 MHz umsetzen, mit einem > Quarzfilter schmalbandig filtern und auf einen Detektor geben. Also > ähnlich wie ein Spektrumanalysator mit Tracking-Generator. generell gute Idee die erste ZF auf 2GHz zu legen. Besser wäre es auf 2,1GHZ wegen dem ZF Durchschlag. Aber in Stellung Schmallband wobbel ich nicht den Yigoszillator sondern den 100MHz Quarz welcher dann um 20 Fache vervielfacht wird. Dieser wird dann mit dem im 100KHz Raster gelogten Yig gemischt um die DUT Frequenzen zu erhalten. Das müsste man dann auch noch mit reinbringen. Mario H. schrieb: > Da ich ohnehin gerade die Geräte am laufen hatte und mir das irgendwie > im Kopf geblieben war, habe ich eine schnelle Messung gemacht: Die blaue > Kurve ist ein 2,2kΩ SMD-Widerstand, und die rote ein 2,2kΩ > THT-Kohleschicht-Widerstand in der Bauform 0207. Bei 1,5 GHz hat der nur > noch eine Impedanz von 350 Ohm. Ich werde mal über das eine Bein des THTs eine Ferritperle schieben. Das müste ja was bewirken aber wie niederohmig ist denn der Eingang des BFQ135 bzw BFQ34 in Emitterschaltung? Sind das nicht wenige Ohm? Haben die 350 Ohm da überhaupt noch ein nennenswerten Einfluss Momentan musste ich die Arbeit unterbrechen weil ich gestern einen aktiven Lautsprecher zur Reparatur bekam. Ralph Berres
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Ralph B. schrieb: > generell gute Idee die erste ZF auf 2GHz zu legen. Besser wäre es auf > 2,1GHZ wegen dem ZF Durchschlag. Welcher ZF-Durchschlag wohin? Ich sehe gerade das Problem nicht... > Aber in Stellung Schmallband wobbel ich nicht den Yigoszillator sondern > den 100MHz Quarz welcher dann um 20 Fache vervielfacht wird. Dieser wird > dann mit dem im 100KHz Raster gelogten Yig gemischt um die DUT > Frequenzen zu erhalten. An der Stelle müsste man sich wirklich überlegen, ob der SWOB die richtige Plattform für eine solche Modifikation ist. Das Problem, dass das man mit der Analogkiste keine digitale Fehlerkorrektur des Frequenzganges machen kann, erwähnte ich ja schon. Und Wobbeln mit einem frei laufen YIG-Oszillator ohne PLL ist auch nicht mehr wirklich Stand der Technik. > wie niederohmig ist denn der Eingang des BFQ135 bzw BFQ34 in > Emitterschaltung? Sind das nicht wenige Ohm? Haben die 350 Ohm da > überhaupt noch ein nennenswerten Einfluss Im Datenblatt des BFQ34 ist ja ein Smith-Diagramm von S_11, demnach sind es über den Daumen gepeilt 20 Ohm bei 500 MHz, und vielleicht 25 Ohm bei 1,2 GHz. Aber da liegen noch 33 Ohm in Reihe, und der THT-Widerstand kann bei Dir ja auch deutlich niederohmiger werden.
Mario H. schrieb: > Welcher ZF-Durchschlag wohin? Ich sehe gerade das Problem nicht... Naja der HF Ausgang wird ja gebildet durch Yigoszillator ( 2 bis 3,5GHz ) - 2GHz. Diese 2GHz könnten Probleme machen. Mario H. schrieb: > An der Stelle müsste man sich wirklich überlegen, ob der SWOB die > richtige Plattform für eine solche Modifikation ist. Das Problem, dass > das man mit der Analogkiste keine digitale Fehlerkorrektur des > Frequenzganges machen kann, erwähnte ich ja schon. So ganz allmählich komme nähere ich mich auch dieser Ensicht, das dieses Konzept einfach am Ende ist. Aber mir bietet sich momentan keine Alternative auser meinen PC-gestützten VNWA von Thomas Bayer, welche aber 1. über 500MHz auch nur 50db Dynamik bietet und 2. relativ langsam ist. Echtzeitabgleich von Filtern ist damit schon etwas nervig. Spektrumanalyzer mit Trackinggenerator bietet nur einen Kanal, abgesehen das ich keinen SA mit Trackinggenerator besitze. Einen vollwertigen VNWA ist auch gebraucht zur Zeit für mich unerschwinglich teuer. Mario H. schrieb: > Und Wobbeln mit einem frei laufen YIG-Oszillator ohne PLL ist auch nicht > mehr wirklich Stand der Technik. sehe ich im Prinzip genauso, obwohl wobbeln von PLL Gerasteten VCOs mit der Bandbreite auch extrem problematisch ist. Das Wobbeln mit dem SMHU geht nur extrem langsam. Mario H. schrieb: > Im Datenblatt des BFQ34 ist ja ein Smith-Diagramm von S_11, demnach sind > es über den Daumen gepeilt 20 Ohm bei 500 MHz, und vielleicht 25 Ohm bei > 1,2 GHz. Aber da liegen noch 33 Ohm in Reihe, und der THT-Widerstand > kann bei Dir ja auch deutlich niederohmiger werden. Ich werde das auf jedenfall mal testen, sobald dieser gefühlt tonnenschwere Lautsprecher Backes&Müller Usub wieder repariert vom Tisch ist. Zur Zeit ist ein Relais bestellt. Ralph
Ralph B. schrieb: > Naja der HF Ausgang wird ja gebildet durch Yigoszillator > ( 2 bis 3,5GHz ) - 2GHz. Diese 2GHz könnten Probleme machen. Ja, man bekommt bei, bei 0 Hz eine Anzeige, so wie bei jedem Spektrumanalysator auch. Wenn man die erste ZF auf 2,1 GHz legt, ändert sich nichts daran. > sehe ich im Prinzip genauso, obwohl wobbeln von PLL Gerasteten VCOs mit > der Bandbreite auch extrem problematisch ist. Das Wobbeln mit dem SMHU > geht nur extrem langsam. Modernere Spektrumanalysatoren wobbeln ohne weiteres 8 GHz in 5 msec. Da ist die PLL aber etwas komplizierter, und man muss PLL-Bandbreiten umschalten, wenn man mit hoher Auflösung schmalbandig messen will. > Einen vollwertigen VNWA ist auch gebraucht zur Zeit für mich > unerschwinglich teuer. Vielleicht kann man ja noch etwas aus dem SWOB herausholen, ohne ihn auf das Heterodyn-Messprinzip und PLL umzubauen.
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Mario H. schrieb: > Ja, man bekommt bei, bei 0 Hz eine Anzeige, so wie bei jedem > Spektrumanalysator auch. Das ist mir schon klar. Nur wenn man bis auf 500KHz an diesen Träger drankommt, sieht man schon sehr viel Phasenrauschen, weil man unten in den breiter werdenden Rauschsockel kommt. Deswegen eventuell etwas höhere ZF. Mario H. schrieb: > Vielleicht kann man ja noch etwas aus dem SWOB herausholen, ohne ihn auf > das Heterodyn-Messprinzip und PLL umzubauen. noch möchte ich in beiden Richtungen die Sache weiter verfolgen. Ich habe gerade in der Funkamateur ein Datenblatt von einen LD-Mos Transistor gesehen. ein PD20010E. Der ist zwar vollkommen überdimensioniert, macht aber bei 2GHz 11db Verstärkung. Man muss ihn ja nicht bis 10W aussteuern und kann den Ruhestrom vielleicht auf 120mA einstellen. Laut Datenblatt kann er bis zu 40V Spannung zwischen Source und Drain vertragen und bis zu 15V zwischen Gate und Source. Der würde DC mäsig direkt passen. Ich muss mir den mal genauer anschauen, wie ich den montiert bekomme. Ralph
Ralph B. schrieb: > Aber mir bietet sich momentan keine Alternative auser meinen > PC-gestützten VNWA von Thomas Bayer, welche aber 1. über 500MHz auch nur > 50db Dynamik bietet Hallo Ralph mit Filtern am Ein- und Ausgang des VNWA kannst Du die Dynamik ziemlich erhöhen. Kennst du dazu das Tutorial von Kurt OZ7OU ? Ralph B. schrieb: > 2. relativ langsam ist. Echtzeitabgleich von > Filtern ist damit schon etwas nervig. das verstehe ich nicht ganz, Du kannst doch den VNWA auf richtig schnelle sweeps mit bis zu 0.16ms/Pkt also bei 801 Punkten 130mS je Gesamtdurchlauf stellen (@0.3-1300 MHz) So gleiche ich jedenfalls meine Filter ab und wenn Du nur 201 Punkte wählst , geht es noch schenller Wenn noch Fragen bestehen sollten wir einmal telefonieren Grüße Eric
hallo Eric Eric schrieb: > das verstehe ich nicht ganz, Du kannst doch den VNWA auf richtig > schnelle sweeps mit bis zu 0.16ms/Pkt also bei 801 Punkten 130mS je > Gesamtdurchlauf stellen (@0.3-1300 MHz) geht das auch mit dem Vorgänger VNWA2? den VNWA3 besitze ich nämlich nicht. ich kam nicht über ca 2 Sweeps pro Sekunde raus wenn ich 1024 Punkte gewählt habe. Habe ich weniger Punkte gewählt sahen die Kurven irgendwie kastriert aus. noch eine Frage Bist du nicht der Dr. Eric Hecker? Über das Thema VnwA können wir gerne mal telefonieren. Meine Tel. 0651-44016 Ralph
Ralph B. schrieb: > geht das auch mit dem Vorgänger VNWA2? > den VNWA3 besitze ich nämlich nicht. ich meine ja, Dein VNWA2er sweept evtl. 2x einmal für S21, einmal für S11 dann wäre es halb so schnell falls Du keine Erweiterung eingebaut hast Aber das wäre immer noch schnell Ralph B. schrieb: > ich kam nicht über ca 2 Sweeps pro Sekunde raus wenn ich 1024 Punkte > gewählt habe. Habe ich weniger Punkte gewählt sahen die Kurven irgendwie > kastriert aus. Hmmm das mag ich kaum glauben, bei Quarzen gibt es dann ein paar Ecken für den Kreis aber auch das macht ja nichts Ralph B. schrieb: > Bist du nicht der Dr. Eric Hecker? jepp, der der auch mit anderen in Friedrichshafen den Gebrauch von VNAs am Beispiel VNWA-SW in Kleinstgruppen schult Eric
demnächst geht es weiter. Aber mittlerweile bin ich ernsthaft in Erwägung am ziehen, ob ich die beiden Swob5 verkaufen soll. Ralph Berres
leider bin ich zur Zeit mit meinen Projekt wieder ausgebremst, da ich mit ein er Lungenentzündung das Bett hüten muss. Aber irgendwann geht es weiter. Ralph Berres
Hallo Ralph Gute Besserung, und übertreibe es nicht. Wenn man selbst meint, es geht schon, gehts meistens noch länger nicht. Ich weiss wovon ich spreche. 73 Wilhelm
Ralph B. schrieb: > demnächst geht es weiter. > > Aber mittlerweile bin ich ernsthaft in Erwägung am ziehen, ob ich die > beiden Swob5 verkaufen soll. > > Ralph Berres ist wahrscheinlich die beste Idee, wenn man bedenkt wie viel Zeit du da schon reingesteckt hast. Der Sowb war halt schon vor 20 Jahren veraltet, damals waren VNAs aber auch noch bei weitem teurer. Jute Besserung
Julianus Ewald schrieb: > Julianus Ewald Julianus Ewald schrieb: > Jute Besserung Heisst du jetzt Julianus Ewald oder Jute Besserung?
Habe auch den SWOB 5,wie empfindlich sind die Demodulator Köpfe Z1 + Z3.
Habe noch ein Pacific,deren Messköpfe sollen bis -70dBm von 10Mhz-18Ghz
empfindlich sein.Was Physikalisch unmöglich ist.
Gruß Hans
alter Sack schrieb: > Habe auch den SWOB 5,wie empfindlich sind die Demodulator Köpfe Z1 + Z3. ca. 1mV können sie noch halbwegs sicher anzeigen. Wenn man den Pegel des Swobs mit dem hinteren Schalter auf 1V schaltet erreicht man einigermasen 60db Dynamik. Da rauscht es aber schon ziemlich stark. Die 76db wie von R&S angegeben erreicht man bestenfalls, wenn das Filter ( Ablaufgeschwindigkeitsknopf gezogen ) eingeschaltet ist und der Ablauf entsprechend langsam ist. alter Sack schrieb: > Habe noch ein Pacific,deren Messköpfe sollen bis -70dBm von 10Mhz-18Ghz > empfindlich sein.Was Physikalisch unmöglich ist. Ich habe den NRV-Z1 ist ein Diodenmesskopf bis 18GHz. Mit dem lässt sich tatsächlich Spannungen bis 200uV messen. Ist zwar da auch schon angerauscht, aber der Wert stimmt halbwegs.Man muss den URV5 aallerdings vorher einen Nullpunktabgleich machen lassen. Ralph Berres
Danke für diese schnelle Info.Habe jetzt die Pacific Messköpfe mal vermessen,nichts mit -70dB .-48dB bis +20dB ergibt gesamt 68 dB Dynamik. Habe einen langsamen Sweep am Wobbler eingestellt. Haben deine SWOB 5 auch die log Eingänge,meiner hat 2 versch.Log Eingänge einer mit LED-Anzeige,der andere nur mit 10 Gang Poti. Gruß Hans
alter Sack schrieb: > -70dB .-48dB bis +20dB bezogen auf was? 1mW an 50 Ohm also 223mV? oder wie bei dem Swob5 auf 1V an 50 Ohm was +13dbm entspräche? Ralph Berres
alter Sack schrieb: > Haben deine SWOB 5 auch die log Eingänge,meiner hat 2 versch.Log > Eingänge > einer mit LED-Anzeige,der andere nur mit 10 Gang Poti. Der ( voll funktionsfähige aber nicht erweiterte ) Ersatz-Swob5 hat einen Log-Verstärker mit LED Anzeige und einen Log-Verstärker mit 10Gang-Poti. Der zweite Swob5, welcher auch 2KHz breite Quarzfilter wobbeln kann, einen Frequenzzähler mit zwei ! verschiebbaren Marken nachgerüstet wurde, und zusätzlich 1KHz 10KHz und 100KHz Frequenzmarken besitzt, steht auf meinen Labortisch und hat 2 Log-Verstärker mit LED Anzeige, welche auch umgebaut sind. Diese messen nämlich automatisch an der verschiebbaren Marke den Pegel und zeigen sie an. Beide Swob5 gehen bis 1300MHZ und haben den digitalen Bildspeicher BDS mit den beiden Optionen IEC-Bus und zusätzlichen Speicher. Den Ersatz-Swob5 mit dem BDS möchte ich verkaufen. Kennst du jemanden der daran Interesse hat? Ralph Berres
Selbstverständlich bei dBm,bei 1mW + 223mV sind es 0 dBm,das weiß ein
HF-Profi.
Meine Wattmeter sind R&S URV3 + 4 ,sowie Boonton mW + mV Meter aus der
42er + 92er Serie.
Gruß Hans
Gestern hatte ich einen Versuch gemacht, welches aber wieder mehr Fragen aufwirft, als ich Antworten daraus entnehmen konnte. Ich hatte ja festgestellt, das bei abgezogenen Leitungen an dem Mischer im HF-Teil der Messkopf eine Linie von -40db bezogen auf Vollaussteuerung = 1V anzeigt. wenn ich normal wobbel und ein 2MHz breites Doppeltopfkreisfilter für 145MHz einschleife das Pegel im Sperrbereich bei -60db liegt. Gestern habe ich ein 2,4KHz breites 9MHz SSB Filter eingeschleift, welches mit Signalgenerator und Spektrumanalyzer vermessen nachweislich eine Sperrdämpfung von 110db aufweist. Der Swob5 zeigt auch hier im Sperrbereich -60db an. Ich hätte jetzt erwartet, das auf Grund der kleineren Bandbreite des 2,4KHz Filters gegenüber des 2MHz breiten Filters das Rauschen im Sperrbereich um 30db abnimmt. Ohne Signal liegt das Rauschen bei -90db Wo ist der Denkfehler bei mir? Kann das überhaupt jetzt noch das Rauschen des HF-Teils im Swob5 sein? Oder liegt der Fehler womöglich ganz woanders? Könnte das aus dem Markengenerator kommen? Ein Teil des Ausgangssignales des HF-Sendeteiles wird ja auch über Dämpfungsglieder auf einen Diodenmischer im Markenteil gegeben, dessen anderer Eingang Nadelimpulse bekommt. Allerdings kann man den Markengenerator durch drücken der externen Marke ganz abschalten. Da ändert sich an der Grundlinie nichts. So das man diese Fehlerquelle eigentlich wieder ausschließen könnte. Warscheinlich öffne ich den Swob5 nochmal und hänge den Markengeber mal ab. Was meint ihr dazu? Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Kann das überhaupt jetzt noch das Rauschen des HF-Teils im Swob5 sein? Das ist ja nach wie vor eines der ungelösten Rätsel bei dieser Geschichte, siehe z.B. Posting vom 30.06.2019, 20:47: Mario H. schrieb: > Bliebe zu klären, wieso bei einem schmalbandigen DUT der Rauchpegel > nicht merklich sinkt. Vielleicht liegt das daran, dass der DUT > "durchlässig" ist bei höheren Frequenzen? Ralph B. schrieb: > Oder liegt der Fehler womöglich ganz woanders? > > Könnte das aus dem Markengenerator kommen? Ein Teil des Ausgangssignales > des HF-Sendeteiles wird ja auch über Dämpfungsglieder auf einen > Diodenmischer im Markenteil gegeben, dessen anderer Eingang Nadelimpulse > bekommt. Der Markengenerator sitzt aber vor dem HF-Ausgang. Wenn der Rauschen oder sonstwas einkoppelt, sollte ein schmalbandiges DUT das doch auch herausfiltern, oder? > Warscheinlich öffne ich den Swob5 nochmal und hänge den Markengeber mal > ab. Das ist sicher eine gute Idee. Und Stand der Dinge ist ja anscheinend immer noch, dass der hohe Rauschpegel nicht auftritt, wenn man einen Signalgenerator anstelle des HF-Ausgangs nimmt?
Wenn aus dem Markengeber Rauschen herauskäme, dann würde das durch das SSB-Filter völlig unterdrückt. Am Markengeber zu suchen ist völlig sinnlos. Der Demodulatorkopf hat eben nur 60 dB Dynamikbereich, mehr ist halt nicht. Mit dem Signalgenerator kann man im Sperrbereich die Sendeleistung hochdrücken bis der Arzt kommt und da noch ein paar dB rausschinden, aber wenn man dann versehentlich durchs Passband wobbelt muss man mit dem Ableben des Demodulators rechnen. Quarzfilter können übrigens auch nicht beliebig viel Leistung ab. Der Demodulatorkopf ist nun mal breitbandig von fast DC bis 18 GHz und sammelt von überall das thermische Rauschen ein. Ein schmalbandiges Messobjekt hilft da genau garnix. Zeige mir ein mW-Meter, das deutlich mehr als 65 dB Dynamikbereich hat. Sogar bei meinem ZVB-8 muss ich die Empfängerbandbreite gehörig runterdrehen bis es nervt wenn ich besser als 110 dB Dynamikbereich sehen will. Gruß, Gerhard, DK4XP
Gerhard Hoffmann schrieb: > Der Demodulatorkopf ist nun mal breitbandig von fast DC bis 18 GHz und > sammelt von überall das thermische Rauschen ein. Ein schmalbandiges > Messobjekt hilft da genau garnix. Ja, klar, ist verstanden; das hatte ich weiter oben auch schon einmal vorgerechnet. Wenn ich Ralph richtig verstanden habe, sinkt der Rauschteppich aber nennenswert, wenn anstelle des HF-Ausgangs des SWOB z.B. ein Signalgenerator angeschlossen ist. Näheres kann Dir aber nur Ralph sagen.
Gerhard Hoffmann schrieb: > Der Demodulatorkopf hat eben nur 60 dB Dynamikbereich, mehr ist halt > nicht. hast du dir den gesamten Thread mal durchgelesen? Ich benutze zur Zeit nicht den Swob5Z1 Kopf sondern einen selbst entwickelten Kopf der gemessene 90db Dynamikumfang kann. Von +10dbV bis -80dbV. Das Grundrauschen liegt bei ca -85dbV. Wenn ich auf den Messkopf das Signal eines SMHU draufgebe dann folgt er auch schön brav den 10db Schritten die ich am SMHU runterdrehe. Wenn ich es an den Swob5 ohne Messobjekt anschließe folgt er auch brav dem Abschwächer des Swob5. Wenn ich aber ein Messobjekt einschleife und mit vollen Pegel also 1V messe dann ist im Sperrbereich der Pegel nur um 60db kleiner. Egal ob das Messobjekt jetzt 2MHz Bandbreite oder 2KHz Bandbreite hat. Mit dem 2KHz Filter und dem SMHU als Generator ist im Sperrbereich der Pegel bei -85dbV Und das wundert mich etwas. Eigentlich müsste sich der Störabstand bei dem schmalen Filter sich um 30db gegenüber dem 2MHz Filter verbessern. Mario H. schrieb: > Der Markengenerator sitzt aber vor dem HF-Ausgang. Wenn der Rauschen > oder sonstwas einkoppelt, sollte ein schmalbandiges DUT das doch auch > herausfiltern, oder? Er sitzt hinter dem Ausgang des HF Verstärkers aber vor dem Abschwächer. Ich habe das Koaxkabel direkt am Ausgang des HF-Teils abgezogen und stattdessen das Signal des SMHU eingespeist. Hier war die Dämpfung über 80db. Egal ob der Markengeber angeschlossen war oder nicht. Ich beginne jetzt zu rätseln weshalb der ( übrigens originale unveränderte ) HF Verstärker unabhängig vom nachfolgenden Filter soviel rauscht. Das Rauschen des Verstärkers sollte durch das schmalbandige Messobjekt eigentlich in der Bandbreite gefiltert werden. Jetzt bin ich am grübeln wie ich mich messtechnisch dem Problem nähern könnte. Ralph Berres
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Weniger Bandbreite ist halt weniger Rauschen. Ich glaube auch nicht, dass der Markergenerator irgendwas in den Ausgang injiziert. Das übliche Verfahren ist eher, dass man sich vom Ausgang etwas HF holt und mit den Oberwellen des Markergenators mischt. Wenn es eine NF-Schwebung gibt, dann ist der Generator gerade bei einer Oberwelle und man kann den Strahl helltasten oder einen Tacken auf der y-Ablenkung machen.
Gerhard Hoffmann schrieb: > Das übliche Verfahren ist eher, dass man sich vom Ausgang > etwas HF holt und mit den Oberwellen des Markergenators mischt. Wenn es > eine NF-Schwebung gibt, dann ist der Generator gerade bei einer > Oberwelle und man kann den Strahl helltasten oder einen Tacken auf der > y-Ablenkung machen. Genauso macht der Swob5 das auch. Der Markengenerator scheint auch nicht zu stören. Ralph
Wenn der Messkopf ein Signal misst obwohl alles vom DUT herausgefiltert sein müsste, sind vielleicht irgendwelche common-mode Störungen das Problem... 1) Was misst der Messkopf wenn nur dessen Aussenleiter mit dem Swob verbunden wird? 2) Sind im Swob sämtliche Abschirmungen und coax Aussenleiter wirklich wassserdicht und niederimpedant mit GND verbunden? Ging mir gerade durch den Kopf
GHz-Nerd schrieb: > Wenn der Messkopf ein Signal misst obwohl alles vom DUT herausgefiltert > sein müsste Der Messkopf misst extrem breitbandig. Hinter einem schmalbandigen DUT wird also nicht alles Rauschen weg sein, aber zumindest das, was am HF-Ausgang über dem Niveau des thermischen Rauschens liegt. Allerdings ist das ja offenbar einiges. > 1) Was misst der Messkopf wenn nur dessen Aussenleiter mit dem Swob > verbunden wird? > > 2) Sind im Swob sämtliche Abschirmungen und coax Aussenleiter wirklich > wassserdicht und niederimpedant mit GND verbunden? Ja, eine Masseschleife kam mir auch in den Sinn, als ich heute Nachmittag nochmal darüber nachdachte. Ralph, Du sagtest ja, dass Du die Masseverbindungen vom HF-Teil zur Ausgangsbuchse gecheckt hast? Aber was ist mit der Masseverbindung vom Messkopf?
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Hier zur Erinnerung nochmals der Aufbau des Messkopfes aus dem Link Beitrag "LT-Spice Einbindung von excel-file in Spannungsquelle mit Hilfe von PWL-File" da findet man ganz unten im Thread die hier eingestellten Bilder in besserer Qualität Mario H. schrieb: > Ralph, Du sagtest ja, dass Du die Masseverbindungen vom HF-Teil zur > Ausgangsbuchse gecheckt hast? Aber was ist mit der Masseverbindung vom > Messkopf? Das ist eine zweiadrig abgeschirmte Leitung Ader1 führt +24V Ader2 Signal -0V bis -2V Masse. Die N-Buchse ist mit dem fast wasserdichten Gehäuse direkt verschraubt. GHz-Nerd schrieb: > 1) Was misst der Messkopf wenn nur dessen Aussenleiter mit dem Swob > verbunden wird? Dann messe ich ein Rauschen bei -85db GHz-Nerd schrieb: > 2) Sind im Swob sämtliche Abschirmungen und coax Aussenleiter wirklich > wassserdicht und niederimpedant mit GND verbunden? hmm gute Frage. In dem Swob5 existieren unzählige Teflon-Koaxkabel im Durchmesser von etwa RG174 welches mit SMC-Stecker bestückt sind. Das einzige Kupfermantelkabel ( oder sollte mann besser Alumantelkabel schreiben? ) ist zwischen Ausgangsabschwächer und N-Buchse montiert. Das hatte in der Tat schon mal Ärger gemacht. Die beiden Ausgangsabschwächer sind miteinander HF-dicht verschraubt, und auch der HF-Verteiler hängt direkt am Ausgangsabschwächer. Zum HF-Verteiler gehen folgende Kabel. 1. zur HF-Baugruppe ( Pegel +23dbm ) 2. zum Markengenerator ( Pegel 100mV ) 3. zum Frequenzzähler ( Pegel 100mV) Im HF Verteiler ist noch der ALC-Gleichrichter eingebaut, welche über ein 5db Dämpfungsglied an den +23dbm von der HF Baugruppe hängt. Ich hatte mit dem SMHU Signalgenerator ein 9MHz-Signal direkt anstelle der HF Baugruppe eingespeist. Natürlich hatte ich 10db zu wenig Signal. Wenn ich den SMHU um 3 KHz verstimmt hatte, war das Rauschen von -85dbV zu sehen. Das funktioniert auch mit dem 2MHz breiten 145MHz Filter. 145MHz -10 dbV ( wegen zu geringen Pegel des SMHU um 5MHz verstimmt. -85dbV Also hat der SMHU offenbar einen Rauschsockel von besser -85dbV bei 2MHz Filterbandbreite. Diesen ganzen Beobachtungen widerspricht aber die Tatschae das ich mit der HF Baugruppe unabhängig ob ich jetzt einen 2MHz Filter oder einen 2KHz Filter am Ausgang hängen habe ich einen Rauschsockel bie -60dbV angezeigt bekomme. Das ganze weis ich nicht mehr einzuordnen. Meine Folgerung wäre nun gewesen das hinter der HF Baugruppe irgendein Signal eingekoppelt wird was da nicht hingehört. Aber dann müsste der Rauschsockel bei Einspeisung mit dem SMHU statt der HF Baugruppe ebenfalls -60dbV entsprechen, was aber nicht der Fall ist. Ich komme mir wieder mal vor wie ein kleiner dummer Junge, der von nichts eine Ahnung hat. Ralph Berres
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Eine Ursache habe ich gefunden. Es ist der AD4351 der einen Rauschteppisch hinlegt. Schließe ich stattdessen einen Signalgemnerator an den 2-4GHz Eingang, dann liegt das Rauschen bei ca -80dbV Jetzt muss ich als nächstes mal schauen wie ich diesem IC das Rauschen abgewöhne. Ralph
Ralph B. schrieb: > Es ist der AD4351 der einen Rauschteppisch hinlegt. Wie hat man sich denn das vorzustellen? Du hast den ADF4351 doch nicht immer im Eingriff, sondern nur optional fürs Schmalbandwobbeln? Und auf welchem Weg koppeln die Störungen wo ein? Direkt in den Messkopf?
Es sind wohl mehrere Ursachen. Wenn ich das 2MHz breite Bandfilter wobbel dann passiert das mit dem Yigoszillator, der auch gewobbelt wird. Hier hatte ich ja einen Störabstand von ca 60db, was ich auf das Rauschen des Verstärkerzuges zurückführe. Bei dem 2KHz breiten Filter sollte sich ja das Rauschen des Verstärkers um 30db verringern. Hier wird aber statt dem Yigoszillator der ADF4351 Oszillator benutzt der aber eine feste Frequenz erzeugt. Gewobbelt wird in diesem Falle der 100MHz Quarzoszillator der verzwanzigfacht wird. Hier hatte ich jetzt den ADF4351 abgeklemmt und stattdessen ein Signalgenerator angeschlossen. Sofort ist das Rauschen von -60db auf fast -82db abgefallen. Ich habe darauf den ADF4351 nochmal angeklemmt und den Wobbelhub auf die maximal möglichen 2MHz eingestellt. Man sah den Rauschsockel welche nahe am Träger nur 60db Abstand hatte und in ca 500KHz Abstand auf 80db anstieg. Somit ist in Stellung Schmalbandwobbeln der ADF4351 der Verursacher. Offensichtlich habe ich ein Problem mit der PLL-Regelschleife oder der ADF4351 ist einfach nicht besser. Ich habe es also in Wirklichkeit mit 2 Fehlern zu tun. bei Wobbelhub größer 2MHz mit dem Rauschen des HF Verstärkers und bei Wobbelhub kleiner 2MHz das Phasenrauschen des ADF4351. Jetzt ist die Frage was ich dagegen tun kann. Ralph Berres
Was sagt das DB? Gibt ja auch noch den ADI PLLsim oder wie das heißt. Bzw. z.B. Si570 verwenden.
Abdul K. schrieb: > Was sagt das DB? Ich fürchte laut Datenblatt sind diese Breitband-VCOs nicht besser. Abdul K. schrieb: > Bzw. z.B. Si570 verwenden. Kann man den in 100KHz Schritten von 2000 MHz bis 3500MHz durchstimmen? Ist der vom Rauschen besser? Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Kann man den in 100KHz Schritten von 2000 MHz bis 3500MHz durchstimmen? > Ist der vom Rauschen besser? Die Frage ist aber doch nach wie vor, wie das Rauschen des AD4351 in den Messkopf kommt. Wenn der AD4351 als LO zu einem erhöhten Rauschen am HF-Ausgang führt, sollte doch ein schmalbandiges DUT dieses Rauschen ebenfalls filtern? Oder koppelt das im Gerät auf einem anderen Weg?
Mario H. schrieb: > Die Frage ist aber doch nach wie vor, wie das Rauschen des AD4351 in den > Messkopf kommt. Wenn der AD4351 als LO zu einem erhöhten Rauschen am > HF-Ausgang führt, sollte doch ein schmalbandiges DUT dieses Rauschen > ebenfalls filtern? Oder koppelt das im Gerät auf einem anderen Weg? Ich vermute mal das es das Phasenrauschen des ADF4351 ist. Wenn man in den Datenblätter des SDF4351 mal nachschaut ist das Rauschen des freischwingenden VCOs in 1KHz Abstand nur noch knapp 50db. Irgendwo habe ich Screenshots eines Spektrums des ADF4351 gesehen, da war das Grundrauschen in Trägernähe nur -55db, welches dann in 500KHz Abstand bis auf -80db besser wurde. Tatsache ist jedenfalls , wenn ich statt dem ADF4351 meinen R&S SMHU oder SMY02 Signalgenerator an den Mischer hänge singt das Rauschen mit dem 2KHz breiten Filter erheblich bis auf -80db also kann es eigentlich nicht direkt in den Messkopf einstrahlen. Ralph Berres
Hast du am Ausgang des ADF4351 eine grobe Bandpassfilterung im Arbeitsbereich (2-3.5 GHz ?) eingebaut, bevor es zum LO Port geht? Vielleicht ist gar nicht das trägernahe Phasenrauschen das Problem, sondern breitbandige Störungen und Spurious wie Harmonische, Referenz-feedthrough, Rauschen auf der IC-Versorgungsspannung etc. die zum RF output durchkommen.
GHz-Nerd schrieb: > Hast du am Ausgang des ADF4351 eine grobe Bandpassfilterung im > Arbeitsbereich (2-3.5 GHz ?) eingebaut, bevor es zum LO Port geht? nee das habe ehrlich gesagt nicht. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Ich vermute mal das es das Phasenrauschen des ADF4351 ist. Man müsste mal abschätzen, was als Rauchteppich im SWOB aufgrund von Einseitenband-Phasenrauschens des LO bei schmalbandigem DUT zu erwarten ist. Spontan ist mir das nicht klar, es war heute ein langer Tag.
Gestern habe ich mir das 2009MHz Signal des ADF4351 am Spektrumanalyzer angesehen. Da erscheinen links und rechts vom Träger in 100KHz Abstand Seitenlinien, welche nur ca 40db schwächer sind als der eigentliche Träger. Das scheint wohl auch ein Problem des PLL-Regelschleifenfilters zu sein. Mal sehen ob ich das durch ändern des Schleifenfilters besser bekomme. Dann sehe ich ich noch einen Rauschsockel der in 10KHz Abstand nur um ca 60db abgefallen ist. Das ganze erscheint natürlich auch auf dem runtergemischten Ausgangssignal. was davon zu halten ist? Heute Abend geht es weiter. Ralph Berres
die zu erwarteten Daten des ADF4351 oder anderer dieser Chips lassen sich gut erkennen mit der Software ADISimPLL von Analog Devices. Damit kann evtl das Spektrum etwas verbessert werden durch Änderung von Parametern.
Ralph B. schrieb: > was davon zu halten ist? Das habe ich dir schon in anderem Zusammehang geschrieben: Beitrag "Re: VCO diskret aufbauen? (4GHz-ca. 200 MHz Sweep)" (insbesondere zweiter Absatz). Du hast dir im Vorfeld gar keine Gedanken darum gemacht was es denn sein soll. Ausserdem scheint es noch nicht angekomen zu sein dass Integrierte-Synthesizer-Bausteine auf Fraktionalbasis massive Nebenlinien haben können. Zur Aussage "ich habe Nebenlinien" gehört auf jeden Fall die Angabe aller Parameter der PLL die dazu scheinbar geführt haben sollen. Dann lässt sich durch Nachrechnen aussagen ob die Nebenlinien natürlich und unvermeidbar sind (zwingend an manchen Frequenzeinstellungen weil Fraktionalsynthese) oder ob sie durch falsche bzw schlampige Dimensionierung von Loop-Filter und Phasendetektor-Frequenz entstanden sind. Dritte Fehlerquelle ist ein schlampiger Aufbau der über Rückwirkungen der Synthesizer-Teiler auf den VCO (gibt's nicht? --> ROFL) Nebenlinien verursacht. Rauschbuckel der beschriebenen Art können auch einer schlechten Referenz geschuldet sein. Nicht jeder Quarz- oszillator ist ein guter Quarzoszillator. Wenn man eine externe Refernz einspeist muss man auch wissen was man tut. Denn - siehe da - die Nebenlinien auf der Referenz erhöhen sich auf dem Nutzsignal um den Faktor der Vervielfachung der PLL (20*log(n)), ebenso wie das Phasenrauschen.
HF Pfuscher schrieb: > Zur Aussage "ich habe Nebenlinien" gehört auf jeden Fall > die Angabe aller Parameter der PLL die dazu scheinbar > geführt haben sollen. es ist genau dieses Modul welches ich eingesetzt habe mit dem Original Schleifenfilter https://www.sv1afn.com/adf4351m.html Die Konfiguration des Moduls muss ich aber erst nochmal in Erfahrung bringen, das Programm für das Modul anzusteuern hat jemand anderes für mich geschrieben, weil ich in Softwareprogrammierung nicht fit genug bin. Da die beiden Seitenlinien links und rechts vom Träger 100KHz Abstand hat, sieht es mir so aus, als ob die Referenzfrequenz der PLL bei dieser Frequenz 100KHz beträgt. Ob das bei jeder eingestellten Frequenz im Bereich 2000-3500MHz der Fall ist müsste ich mal noch nachmessen. Der Oszillator wird jedenfalls im 100KHz Raster durchgestimmt. Das Programm adisimpll habe ich mir gerade nochmal runtergeladen. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Da die beiden Seitenlinien links und rechts vom Träger 100KHz Abstand > hat, sieht es mir so aus, als ob die Referenzfrequenz der PLL bei dieser > Frequenz 100KHz beträgt. Dann hat der Programmierer es vielleicht gut gemeint und hat die Fraktionalsynthese vermieden. Man muss das nicht, muss aber dann in Kauf nehmen dass in der Nähe von Ganzahl-Teilungen (z.B. 100.001 MHz) massive Nebenlinien auftreten die man nicht durch sinnvolle Filterung wegbekommt. Ralph B. schrieb: > Ob das bei jeder eingestellten Frequenz im Bereich 2000-3500MHz der Fall > ist müsste ich mal noch nachmessen. Das wäre schon mal aussagekräftig. Dann sehe ich dass dieses Modul keinen Referenzoszillator hat. Wenn du extern deine Referenz einspeist dann musst du auch auf deren Qualität achten (Phasenrauschen)! HF Pfuscher schrieb: > die Nebenlinien > auf der Referenz erhöhen sich auf dem Nutzsignal um den > Faktor der Vervielfachung der PLL (20*log(n)), ebenso > wie das Phasenrauschen. 10 MHz Referenzoszillatoren sind im Allgemeinen nicht geeignet eine gute Phasenrausch-Referenz zu liefern - sie sind mehr darauf gezüchtet eine möglichst konstante Frequenz zu halten. Ein Grund warum man in anspruchsvollen Geräten immer zusätzlich eine Phasenrausch-Referenz (also ein möglichst guter Quarzoszillator) im Bereich 100-200MHz vorsieht und an die 10 MHz Referenz anbindet.
HF Pfuscher schrieb: > Wenn du extern deine Referenz einspeist dann musst du auch > auf deren Qualität achten (Phasenrauschen)! zugegeben der Referenzoszillator ist bei mir ein 10MHz SMD Baustein mit einer Kantenlänge von vielleicht 10mm. Das ist sicherlich nicht der beste Oszillator. Bisher war ich der Annahme das der im Rauschen immer noch um Klassen besser ist als der VCO im ADF Modul. Notfalls müsste ich hier noch ein Quarzofen investieren. Ich meine er hätte die 10MHz Referenzfrequenz intern noch verdoppelt, um ein besseres Phasenrauschen zu erzielen. Ich habe denjenigen der mir das Programm geschrieben hat, mal angeschrieben, ob er noch weis , welche Parameter er dem ADF Modul übergeben hat. Vielleicht erfahre ich ja noch was. Ob der Abstand der Nebenlinien in der Frequenz konstant bleibt, werde ich heute Abend mal messen. Im Pegel werden sie vermutlich variieren. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Bisher war ich der Annahme das der im Rauschen immer > noch um Klassen besser ist als der VCO im ADF Modul. Ja, aber das Phasenrauschen des Referenzoszillators bildet sich um den Vervielfachungsfaktor der PLL verschlechtert auf den Oszilator des ADF4351 ab. Da wir deine Daten nicht kennen können wir keine näheren Ausagen dazu treffen was wieviel schlechter wird. Ralph B. schrieb: > Notfalls müsste ich hier noch ein Quarzofen investieren. Ein Ofen hilft dir nur bei der Frequenzstabilität aber nicht beim Phasenrauschen. Du scheinst wirklich keine Ahnung zu haben. Hoffentlich liest du mal was geschrieben steht. HF Pfuscher schrieb: > Ein Grund > warum man in anspruchsvollen Geräten immer zusätzlich eine > Phasenrausch-Referenz (also ein möglichst guter Quarzoszillator) > im Bereich 100-200MHz vorsieht und an die 10 MHz Referenz anbindet. Wenn du meinst das ist Humbug was ich hier schreibe dann argumentiere dagegen aber mach nicht weiter mit deinem alten Stiefel vom Quarzofen.
Ralph B. schrieb: > Ich meine er hätte die 10MHz Referenzfrequenz intern noch verdoppelt, um > ein besseres Phasenrauschen zu erzielen. Was soll das? Eine Referenz ist so gut oder schlecht wie sie ist, man kann durch keinen Zaubertrick der Welt aussen die Qualität des Signals verbessern, auch nicht wenn du es um den Faktor 1000 vervielfachst.
so ich habe die Parameter für den ADF4351 in Erfahrung bringen können.
Die Parameter die ich da eingestellt hatte sind:
// Register fuer 20MHz REf
R0 = 0x00320000L;
R1 = 0x08000011L;
R2 = 0x16007E42L;
R3 = 0x000004B3L;
R4 = 0x001A02FCL;
R5 = 0x00580005L;
Die bedeutung der einzelenen Bits:
https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/ADF4351.pdf
Seite 14
HF Pfuscher schrieb: > Eine Referenz ist so gut oder schlecht wie sie ist, man kann > durch keinen Zaubertrick der Welt aussen die Qualität des > Signals verbessern, auch nicht wenn du es um den Faktor 1000 > vervielfachst. Das stimmt nur teilweise... Gerade bei factional-N PLLs ist eine meist hohe PFD Frequenz anzustreben, da sich dadurch die Dichte der integer boudary spurs automatisch reduziert und das Rauschen des meist als sigma delta ausgeführte fracN modulator besser gefiltert werden kann. ...Je nachdem welcher Beitrag am Phasenrauschen jeweils dominiert.
GHz-nerd schrieb: > Das stimmt nur teilweise... Ich habe nur von der Referenz gesprochen, und da stimmt es nicht nur teilweise sondern vollständig. Was man mit der Referenz macht steht auf einem anderen Blatt. Ob man sie in einer PLL dominieren lässt oder nicht bringt völlig unterschiedliche Ergebnisse. Was du "denkst" ist eine grottig schlechte Referenz die nur zum Halten dient und der VCO der PLL die Siganlqualität hervorbringen muss ....
Ralph B. schrieb: > Die Parameter die ich da eingestellt hatte sind: Hamma heute Reverse-Engineering-Tag? Du fetzt mir ein paar Binärcodes hin und ich soll mir dann anständig eine PLL draus zusammenreimen? Kannst selber deinen Tag damit verbringen. Oder jemand anders der nichts Besseres zu tun hat. Offensichtlich hat sich für dein Design kein Schwein die Mühe gemacht im Vorfeld überhaupt mal über die Dimensionierung der PLL bezüglich Phasenrauschen nachzudenken.
HF Pfuscher schrieb: > Was du "denkst" ist eine grottig schlechte Referenz die > nur zum Halten dient und der VCO der PLL die Siganlqualität > hervorbringen muss .... Da du dich ja offenbar bestens mit der Materie auskennst, mache ich dir einen Vorschlag. Wie wäre es wenn du mir behilflich bist im Rahmen der Randbedingungen welche bei mir vorliegen, das optimale rauszuholen. Ich kämpfe ja an mehreren Stellen gleichzeitig. Also gegeben ist das ADF Modul von dem https://www.sv1afn.com/adf4351m.html gefordert ist eine Ausgangsfrequenz von 1950MHz bis 3500MHz in einen Raster von 100KHz. Das Signal sollte einfach nur möglichst nebenwellenfrei und rauscharm sein, da ich es mit einer Festfrequenz von 2000 MHz runtermische, um auf die 0-1500MHz zu kommen. Er braucht nur Festfrequenzen zu können. Gewobbelt wird die 2000MHz Quelle. Hast du Lust? Ralph Berres
HF Pfuscher schrieb: > Du fetzt mir ein paar Binärcodes hin und ich soll mir dann > anständig eine PLL draus zusammenreimen? das versuche ich noch zu rekonstruieren. Ralph Berres
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HMC835_noise.JPG
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Hallo Ralph ich selbst nutze noch ältere rauschende Chips wie z.b. den ADF4350 oder MAX2870 in meinem SDR. Aber nur aus dem Grund, weil die halt hier rumliegen, den 1. VUHF-SDR hab ich vor über 10 Jahren gemacht. Bei deinen höheren Anforderungen würde ich sowas wie den HMC835 vorschlagen. Als Referenz VCXO hab ich bei meinem jetzigen SDR den ABLNO-V-96, sowas ähnliches würde ich dann auch nehmen. Der kann ja noch stabilisiert werden über einen TCXO, das mache ich auch so.
B. G. schrieb: > Bei > deinen höheren Anforderungen würde ich sowas wie den HMC835 vorschlagen. Nach ein paar Tagen grübeln melde ich mich nochaml zu Wort. das müsste ich mir mal anschauen. Man hat ja prinzipiell 2 Möglichkeiten die Bandbreite der Regelschleife auszulegen. Im Originalzustand ist sie ca 60KHz breit. Innerhalb der 60KHz Bandbreite sollte eigentlich das Rauschen des Quarzoszillators bestimmend sein. Ich sehe bei ca -60dbc einen nahezu waagrechten Rauschsockel links und rechts des Trägers der ab 60KHz Abstand vom Träger allmählich geringer wird. in 50KHz und 100KHz Abstand vom Träger ( je nach eingestellter Frequenz ) sehe ich Seitenlinien mit -30dbc Ich hatte den Quarzoszillator in Verdacht und habe einen Träger von 10MHz aus dem SMHU statt dessen eingespeist. Es hatte sich nichts geändert. Hier frage ich mich wieso das Rauschen innerhalb der 60KHZ so hoch ist, bzw wo das herkommt. Darauf hin habe ich die Bandbreite auf wenige 100 Hz verringert. Das Ergebnis war das der Rauschsockel unmittelbar neben dem Träger sehr schnell abgefallen war. Auch die Seitenlinien sind kleiner geworden ( -60dbc ) . nach der Theorie müsste ja was das Rauschen betrifft, innerhalb der Regelschleifenbandbreite, der 2-4GHZ VCO im Chip, das Rauschen des Referenzoszillators übernehmen und auserhalb der Bandbreite das Rauschen des VCOs selbst dominieren. daraus würde ich folgern das der VCO selbst offenbar garnicht soviel rauscht. Kann es sein das das Rauschen, was ich hier bei breitbandiger Regelschleife sehe, vom Phasenvergleicher selbst kommt? Wenn es bei der breitbandigen Auslegung vom eingebauten Quarzsozillator kommen würde wie HF-Pfuscher vermutet, müsste doch das Rauschen abnehmen, wenn ich statt dessen den Rohde&Schwarz SMHU als 10MHz Takt nehme, oder sehe ich das falsch? Egal wie ich die Regelschleife auslege an der Durchlasskurve im Swob5 ändert sich nichts. Da scheint das Rauschen des Swob5 Verstärkerzuges mir nach wie vor in die Suppe zu spucken. Es gibt ja mittlerweile DDS Chips von Analog Devices ( AD9914 ) welches mit 3,5GHZ Taktfrequenz das Ausgangssignal von 100KHz bis 1,5GHz direkt erzeugen könnte. Das IC kostet ein Vermögen. Es hätte aber den Vorteil das ich nicht mehr mischen müsste und dadurch diese irrsinnig hohen Verstärkungen im HF-Teil benötige. Es stellt sich aber die Frage ob so ein Konstrukt zielführend ist. Ralph Berres
Bei theoretischen Sachen halte ich mich zurück, da bin ich nicht kompetent. Ich bin da eher der Praktiker. Ich werd mal bei Gelegenheit so ein HMC835 testen. So einen angesprochenen DDS-Chip hab ich hier, allerdings der AD9915. Aber die Chips funktionieren eigentlich immer mit höheren Taktraten. Ich hab den aber nie fertig aufgebaut, da ich keine direkte Anwendung hatte und ich fast alles über USB mit Strom versorge. Bei diesen Chips reicht dann die USB-Versorgung nicht mehr aus.
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hier mal ein paar Bilder von dem Ausgangssignal. Leider ein wenig unscharf. Scharfe Bilder bekommt man bei der Olympus 2500 offenbar nur wenn man entweder ein Stativ einsetzt oder mit Blitz arbeitet. Aus der freien Hand benötigt die Kamera scheinbar mindestens 100000 Lux um wackelfreie Bilder zu produzieren. Aber auf die Schnelle hatte ich nur die Möglichkeit aus freier Hand zu fotografieren. Also Bild 1 Breitbandige Regelschleife mit SMHU als 10MHz Quelle. Bild 2 mit dem Quarzoszillator der allerdings ein abgerundetes Rechtecksignal liefert Bild 3 schmalbandige Regelschleife wenige 100Hz breit mit Quarzoszillator Bild 4 schmalbandige Regelschleife mit SMHU als 10MHz Quelle. Die schlechte Qualität der Bilder bitte ich zu entschuldigen. Ralph
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B. G. schrieb: > So einen angesprochenen DDS-Chip hab ich hier, > allerdings der AD9915. Aber die Chips funktionieren eigentlich immer mit > höheren Taktraten. Ich hab den aber nie fertig aufgebaut, da ich keine > direkte Anwendung hatte und ich fast alles über USB mit Strom versorge. > Bei diesen Chips reicht dann die USB-Versorgung nicht mehr aus. Hast du zu Hause Messmöglichkeiten um mal festzustellen wie sauber das Ausgangssignal von dem AD9915 ist? Wie fütterst du den mit Daten? Ralph
die Bilder stimmen überein mit Simulationen mittels ADISimPLL. Diese Nebenlinien kommen von dem Fractional Design, erkennbar an Register 2, bit 8. Der AD9915 liegt noch immer im Schrank, ich hab die halbfertige Platine bisher leider nicht fertiggestellt wegen bisher fehlendem Bedarf. Aber das Ausgangssignal sollte schon den Daten im Datenblatt entsprechen. Ich bin im Moment an dem AD9957 für einen SSB-Test Versuch. Meßmöglichkeiten hätte ich schon. Das Programmieren mache ich eigentlich immer mit den Atmel ATXmegas in Pascal (Elab Avrco-Compiler) bzw beim PC mit Delphi.
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ach ja habe ich vergessen hochzuladen. nämlich welche Register wie gesetzt sind. hätte es denn Vorteile, wenn die PLL rein als Integer läuft? geht das überhaupt mit einen gewünschten Raster von 100KHz noch sinnvoll? Ist das was Nebenlinien und Phasenrauschen betrifft günstiger? Es würden dann doch nur Nebenlinien im 100KHz Abstand entstehen? Ich werde leider nicht so ganz schlau welche maximale Frequenz der Hauptteiler verarbeitet. die 3,5GHz wird der einstellbare Hauptteiler ja vermutlich nicht direkt verarbeiten können.oder doch? Allerdings unterhalb 2,2GHz müsste ich das Ausgangssignal durch 2 teilen, weil der VCO nicht bis 1950MHz runter geht. da müsste ich 3,9GHz bis 4,4GHz einstellen alledings mit einen Kanalrastwer von 200KHz da ich ja die Ausgangsfrequenz durch 2 teile. Das müsste aber eigentlich auch mit Integer noch gehen? Ralph Berres
B. G. schrieb: > Diese > Nebenlinien kommen von dem Fractional Design, erkennbar an Register 2, > bit 8. Falsch! Das Register Bit steuert nur die Art wie der Lock Detector arbeitet. Von der Art der Teilersteuerung ist nichts zu lesen. RTFM Bei diesem Chaos das hier geliefert wird braucht man ja Wochen um alles aufzuklären.
Ralph B. schrieb: > hätte es denn Vorteile, wenn die PLL rein als Integer läuft? Geringfügig besseres Phasenrauschen, Grössenordnung wenige dB. Ralph B. schrieb: > geht das > überhaupt mit einen gewünschten Raster von 100KHz noch sinnvoll? Ja mit sehr kleiner Loopbandbreite, damit wird die Phasendetektor- Frequenz (bzw deren Pulse) wirksam unterdrückt. Ralph B. schrieb: > Es würden dann doch nur Nebenlinien im 100KHz Abstand entstehen? Sehr richtig. Kaum vergeht eine halbe Ewigkeit, schon verstehst du langsam was mit deiner China-Stangenware alles passieren kann. Ralph B. schrieb: > Ich werde leider nicht so ganz schlau welche maximale Frequenz der > Hauptteiler verarbeitet. Das was der VCO hergeben kann, kann auch der Hauptteiler, so einfach ist das. Wie sonst sollte die PLL bei 4.4 GHZ arbeiten? Ralph B. schrieb: > da müsste ich 3,9GHz bis 4,4GHz einstellen alledings mit einen > Kanalrastwer von 200KHz da ich ja die Ausgangsfrequenz durch 2 teile. Nein, denn der Feedback-Pfad mittels Hauptteiler kann unabhängig davon immer aus der VCO Quelle direkt wirken. Einfach mal das Blocksschaltbild auf Seite 1 anschauen und verstehen. Ralph B. schrieb: > Allerdings unterhalb 2,2GHz müsste ich das Ausgangssignal durch 2 > teilen, weil der VCO nicht bis 1950MHz runter geht. Ja und? Was tut daran so weh? Einzig die Oberwellenanteile werden geringfügig grösser. Ralph B. schrieb: > da müsste ich 3,9GHz bis 4,4GHz einstellen alledings mit einen > Kanalrastwer von 200KHz da ich ja die Ausgangsfrequenz durch 2 teile. Nein, denn der Ausgangsteiler-Pfad hat mit dem Feedback-Pfad nichts zu tun. Es gibt keine Korelation. Siehe Blockschaltbild RTFM.
Ralph B. schrieb: > Ich sehe bei ca -60dbc einen nahezu waagrechten Rauschsockel links und > rechts des Trägers der ab 60KHz Abstand vom Träger allmählich geringer > wird. Jetzt habe ich mir das länger angeschaut. In Verbindung mit den Bildern deines Spektrum-Analysators. Wenn du einen "Rauschsockel" bei -60dBc hast, heisst das noch lange nicht dass das Phasenrauschen deines Signals -60dBc hat. Benutze die Phasenoise-Messfunktion deines Analysators, wenn er eine hat. Es fehlt die Normierung auf die Bandbreite. Die aktuelle RBW ist auf den Bildern nicht erkennbar - ein schlechter Spektrum-Analysator ... Alles in allem dürfte aber die Diskussion um das Phasenrauschen sinnlos sein bei einem Mess-System das so so breitbandig wie ein Scheunentor ist. Insofern dürfte hier der grösste Anteil des Problems liegen, siehe Mario H. schrieb: > Der Messkopf misst extrem breitbandig. Hinter einem schmalbandigen DUT > wird also nicht alles Rauschen weg sein, aber zumindest das, was am > HF-Ausgang über dem Niveau des thermischen Rauschens liegt. Allerdings > ist das ja offenbar einiges.
HF Pfuscher schrieb: > Ralph B. schrieb: >> da müsste ich 3,9GHz bis 4,4GHz einstellen alledings mit einen >> Kanalrastwer von 200KHz da ich ja die Ausgangsfrequenz durch 2 teile. > > Nein, denn der Feedback-Pfad mittels Hauptteiler kann unabhängig > davon immer aus der VCO Quelle direkt wirken. Einfach mal das > Blocksschaltbild auf Seite 1 anschauen und verstehen. das leuchtet mir noch nicht ganz ein. der VCO geht ja erst ab 2,2GHz. Will ich Frequenzen darunter generieren, geht das doch nur wenn ich den VCO von 3,9GHz bis 4,4GHZ laufen lasse und dessen Frequenz durch 2 teile. Wenn ich aber die Ausgangsfrequenz durch 2 teile und hier aber weiterhin einen Raster von 100KHz haben will, dann muss doch vor dem durch 2 Teiler das Raster jetzt 200KHz betragen? oder sehe ich da jetzt was falsch? Ralph Berres
HF Pfuscher schrieb: > Benutze die Phasenoise-Messfunktion deines Analysators, wenn > er eine hat. Es fehlt die Normierung auf die Bandbreite. Die > aktuelle RBW ist auf den Bildern nicht erkennbar - ein > schlechter Spektrum-Analysator ... der Spektrumanalyzer ist ein Tek492 mit allen drei Optionen. Ein Phasennoise Messfunktion hat er keine. Die eingestellte Bandbreite war in diesem Falle 10KHz. Sorry das war jetzt mein Fehler. Dann wäre wenn man das auf 1Hz Bandbreite umrechnet also 110db Rauschabstand. Richtig? Ich mache die Messung nochmal mit 1KHz Bandbreite. Ob der Spektrumanalyzer so schlecht ist weis ich nicht. zugegeben. ein moderner FSW ist besser, doch der ist für mich nicht erschwinglich. das Rauschproblem ist sicher zum Teil der großen HF Verstärkung im HF Teil des Swob5 geschuldet. Bisher war ich allerdings der Meinung das das zu wobbelnde Filter ( hier ist es ein 2,4KHz breites 9MHz SSB Filter ) das breitbandige Rauschen anteilig wegfiltert, so das gegenüber einen 2MHz breiten Filter als Dut das Rauschen um fast 30db abnehmen müsste, was es aber bei weiten nicht macht. Ich messe in beiden Fällen ein Rauschteppich von 60db unter dem Pegel im Durchlassbereich. Betätige ich den Ausgangsabschwächer vor dem Dut sinkt der Rauschteppich bis auf 90db ab. Das Rauschen des HF Verstärkers wird man vermutlich kaum nennenswert verringern können, weil nach dem Mischer zu wenig Pegel vorhanden ist. Der liegt so bei minus 20dbm. ich habe schon mit dem Gedanken gespielt einen mitlaufenden schmalbandigen Empfänger wie bei einen Spektrumanalyzer zu realisieren. Das ist aber auch nicht ganz einfach und mit hohen Aufwand verbunden. Einen Spektrumanalyzer mit Trackinggenerator ( welches ich nicht besitze ) könnte das Problem elegant lösen hat aber nur einen Anzeigekanal. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > dann muss doch vor dem durch 2 > Teiler das Raster jetzt 200KHz betragen? Ja, der VCO wird natürlich dann um 200 KHz "weitergeschaltet". Aber an der Teilerwert-Berechnung für die Loop ändert das nichts.
Ralph B. schrieb: > Die eingestellte Bandbreite war in diesem Falle 10KHz. Sorry das war > jetzt mein Fehler. > > Dann wäre wenn man das auf 1Hz Bandbreite umrechnet also 110db Wenn sonst nicht dazwischen liegt was die Rauschbandbreite einengt dann ist das richtig, 110dBc bei den "besseren" Bildern, oder 100dBc bei den schlechteren Ergebnissen. Damit bist du im Phasenrauschen so gut wie das der ADF4351 nur hergeben kann, eher noch einen Deut besser (garantierte Hersteller- daten können in der Realität vom Chip übertroffen werden denn der Hersteller gibt worst case Daten an). Damit ist auch das Phasenrauschen der Referenz ausreichend und stellt für diese Anwendung kein Problem oder Einschränkung dar. Wenn man sich ein Modell nachrechnet das mit sehr schmaler Loop-Bandbreite die Fraktional-N Nebenlinien oder die Integer- Teilermodulation von 100KHz wirksam unterdrückt dann steigt leider das Phasenrauschen auf 80-90dBc (pro SQR(Hz))bei 10KHz an. Da - wie bereits von deiner Seite erwähnt - dann der interne VCO das Phasenrauschen dominiert und er nicht durch eine breitbandige Anbindung verbessert werden kann. Aber wie bereits gesagt, das Phasenrauschen scheint hier nicht das Problem zu sein. Wenn doch, dann wird es schwierig denn die Nebenlinien spucken dir genau so in die Suppe wie das Phasen- rauschen solange sie in deine zu messenden Filterbandbreiten hineinragen. Wobei ein monoton abfallendes reines Phasenrauschen vielleicht weniger Rauschpegel im Messergebnis verursacht als ein paar Nebenlinien die mit -40 bis -60 dBc daherkommen.
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jetzt noch mal ein paar unscharfe Bilder ( sorry ich bekomme es mit der Kamera nicht besser hin, aber ich glaube man kann das wichtige erkennen. Einstellung war jetzt mal nicht im Wobbelbetrieb, sondern als Signalgenerator bei abgeschalteten Wobbeln, also Dauerstrich. Das Signal was zum Mischer geht. Bild 1 ADF 4351 1KHz Bandbreite 50Khz/Teil 100Hz VBW 100Hz Mitte 2,013GHZ Bild 2 SMHU gleiche Einstellung am SA Das Signal am Ausgang des Swob5 hier kommen ca 12MHz raus Bild 3 ADF 4351 1KHz Bandbreite 50Khz/Teil 100Hz VBW 100Hz Mitte 12 MHZ Bild 4 SMHU gleiche Einstellung am SA Man sieht unabhängig ob vom adf oder SMHU zwei Seitenlinien im Abstand von 50KHz am Ausgang des Swob5, die da eigentlich nicht hingehören. Ich habe allmählcih eine Befürchtung wo das her kommt. Der Swob rastert die magnetisch abgelente Bildröhre mit 50KHz. Ob das Einstreuungen von dem Magnetfeld der Ablenkspule ist? Ich hatte das gleiche Problem schon mal auch mit den 50Hz der Ablenkspule wenn ich den digitalen Bildspeicher einschalte. Das hat sich in dem Yigoszillator bemerkbar gemacht. Und genau bei dem Yigoszillator treten diese Seitenlinien noch viel größer auf. Wenn dem so ist dann gebe ich mir jetzt die Kugel. Jedenfalls würde das einen großen Teil erklären. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Wenn dem so ist dann gebe ich mir jetzt die Kugel. Sollen wir schon mal vorsorglich die städtische Pietät vorbeischicken?
HF Pfuscher schrieb: > Sollen wir schon mal vorsorglich die städtische Pietät vorbeischicken? Ich glaube, ich wünsche keine aufwendige Bestattung. Wie wäre es z.B. wenn man mich ganz einfach den Löwen zum Frass vorwirft. Dann hätte mein Leben wenigstens noch noch einen Sinn gehabt. Nämlich ein paar Löwen zu sättigen. Jetzt muss ich mir mal überlegen wie ich das mit der Bildröhre verifizieren kann, und ob es überhaupt dagegen eine Lösungsmöglichkeit gibt. Ralph Berres
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