Guten Morgen, nachdem ich mit meiner Internetrecherche (ja, auch hier im Forum :) ), dem durchstöbern von Vorlesungsskripten und Büchern und das Fragen von bekannten leider nicht mehr weiterkomme, wende ich mich an euch. Problemstellung: Das Ziel ist das Schalten einer DC-Spannungsquelle über eine Last, wobei die maximale Spannung bei 100 V und der maximale Strom bei 10 A liegen soll. Alle dazwischenliegenden Spannungen und Ströme sollen auch möglich sein (also 0 V bis 100 V sowie 0 A bis 10 A). Die Spannung wird dabei in der Spannungsquelle vorgegeben und der Strom folgt je nach Last. Ein dauerhaftes öffnen des Schalters sollte möglich sein (DC Betrieb der Last). Desweiteren sollte eine hohe Frequenz möglich sein, mit einstellbarem On/Off Verhältnis (Rechteckförmiger Spannungsverlauf zum Betrieb der Last). Da der Frequenzgenerator den wir haben (HP 33120A) keine so großen Spannungen und Ströme zur Verfügung stellen kann, soll dieser zum Schalten der DC-Spannungsquelle verwendet werden. Ein einfacher Lowside Switch kommt leider nicht in Frage, da mit hohen Spannungen und Strömen gearbeitet wird. Recherche: Als erstes habe ich mich am Lowside Switch, orientiert da dieser einen recht einfachen Aufbau hat. Aufgrund der Anordnung ist das verwenden eines N-MOS aber nicht möglich, da sobald der Transistor öffnet, die Spannung an der Source (über der Last) größer als die Gatespannung wird. Bei einem P-MOS ist das Problem hingegen, dass die Spannung an die Drainspannung angepasst werden müsste. Zudem sind P-MOS langsamer. Durch Beiträge im Forum bin ich auf die Bootstrap Schaltung gestoßen. Diese ist aber ausschließlich für das Arbeiten mit einem rechteckförmigen Signal ausgelegt und lässt das dauerhafte Öffnen des Transistors nicht zu, da Leckströme im Bootstrapkondensator vorhanden sind. Lösungsansatz: Um diese Probleme zu lösen habe ich eine Highside-Treiberschaltung mit einem Bootstrap IC (IR2125) und einer Ladungspumpe (ICM7555IPA) gefunden. Diese sollte den Betrieb mit einem Rechtecksignal aber auch einer Gleichspannung ermöglichen. Ob das aber so Funktioniert wie ich mir es vorstelle weiß ich nicht sicher... Ich hoffe meine Problemstellung ist klar genug Formuliert und ihr könnt mir weiterhelfen! Viele Grüße, Lars
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hallo lars, ich habe mir den schaltplan nicht im detail angeschaut, rate dir aber aus sicherheitsgründen lieber einen opto- oder magnetisch gekoppelten gate-treiber zu nehmen. hintergrund: wenn es auf der "heißen" seite deiner schaltung zu einem defekt kommt, kann der auch die eingangsseite des treibers in mitleidenschaft ziehen mit der folge, dass dein schöner 33120A ebenfalls "ein problem" bekommt. bei den opto- und magnetisch isolierten treibern befindet sich zwischen ein- und ausgangsseite eine "echte" isolation, während bei dem IR2125 die "isolation" durch on-chip pn-übergänge realisiert ist. außerdem bekommst du bei einer "echten" galvanischen trennung eine isolation von leistungselektronik-masse und signal-masse "umsonst" dazu. kleine isolierende DC/DC wandler gibt es fertig zu kaufen,macht also eigentlich keinen sinn, hier mit einer bootstrap-schaltung zu experimentieren.
Lars schrieb: > Recherche: > > Als erstes habe ich mich am Lowside Switch, orientiert da dieser einen > recht einfachen Aufbau hat. Aufgrund der Anordnung ist das verwenden > eines N-MOS aber nicht möglich, da sobald der Transistor öffnet, die > Spannung an der Source (über der Last) größer als die Gatespannung wird. Das ist der ganz alltägliche und normale abgeschaltete Zustand eines N-Kanal-Mosfets. Das kann der, dafür ist er gebaut... > Bei einem P-MOS ist das Problem hingegen, dass die Spannung an die > Drainspannung angepasst werden müsste. Zudem sind P-MOS langsamer. Diese logischen Schlussfolgerungen sind mir nicht ganz nachvollziehbar... Gegen einen N-Kanal-Schalter (Low-Side) spricht nur, dass damit der Last die Masse weggenommen wird. Wenn du aber sowieso nur 2 Klemmen für die Last hast, ist das kein Problem. Le_Bassiste schrieb: > ich habe mir den schaltplan nicht im detail angeschaut Der ist aber auch mal holprig zu lesen. In einem Schaltplan werden auch keine IC-Gehäuse mit durchnummerierten Pins dargestellt, sondern Symbole, die die Funktion des ICs andeuten. Und da ist links der Eingang und rechts der Ausgang. So wie es jetzt ist, braucht man zum Lesen immer eine Vokabeltabelle (aka. Datenblatt der ICs)...
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...umpf, meinte natürlich "ladungspumpe oder bootstrap machen hier keinen sinn"
Lars schrieb: > Zudem sind P-MOS langsamer. Hmm, dann einen IRF520 einzusetzen ist aber widersinnig. Da gäbe es sehr viele schneller schaltende PMOSFETs. Lars schrieb: > Ein einfacher Lowside Switch kommt leider nicht in Frage, da mit hohen > Spannungen und Strömen gearbeitet wird. Ähm, abgesehen davon, daß 100V und 10A nichts besonderes sind, macht es keinen Unterschied ob man einen Stromkreis lowside oder highside trennt. Lars schrieb: > Um diese Probleme zu lösen habe ich eine Highside-Treiberschaltung mit > einem Bootstrap IC (IR2125) und einer Ladungspumpe (ICM7555IPA) > gefunden. Diese sollte den Betrieb mit einem Rechtecksignal aber auch > einer Gleichspannung ermöglichen. Ja, gibt's auch fertig (LT1910, LT1154) aber nicht für 100V. Wenn man nur experimentiert und keine hohen Stückzahlen hat, nimmt man besser einfach einen DC/DC-Wandler der die 10V auf die Betriebsspannung draufsetzt. Die Stromversorgung des ICM7555 über die 100k von R6 ist doch SEHR Ausgangsspannungsabhängig und daher wackelig.
Le_Bassiste schrieb: > kleine isolierende DC/DC wandler gibt es fertig zu kaufen,macht also > eigentlich keinen sinn, hier mit einer bootstrap-schaltung zu > experimentieren. Das mit der galvanischen Trennung erscheint mir Sinnvoll, aber ich verstehe nicht wie ein "kleine isolierende DC/DC wandler" die Problemstellung lösen sollte... Lothar M. schrieb: > Gegen einen N-Kanal-Schalter (Low-Side) spricht nur, dass damit der > Last die Masse weggenommen wird. Wenn du aber sowieso nur 2 Klemmen für > die Last hast, ist das kein Problem. Wäre auch meine Ansicht aber mein Professor hat diesen Ansatz ausgeschlossen, da die Platine in einer Anlage verbaut wird und eine floatende Last Sicherheitstechnisch nicht vertretbar wäre. Lowside fällt also weg und ich muss eine Highside Lösung finden. Lothar M. schrieb: > In einem Schaltplan werden auch keine IC-Gehäuse mit durchnummerierten > Pins dargestellt, sondern Symbole, die die Funktion des ICs andeuten. Der erste Schaltplan ist aus einer Veröffentlichung von IR (http://www.irf.com/technical-info/designtp/dt92-4.pdf) und im zweiten hab ich Versucht das ganze in Target aufzubauen, wie man Schaltpläne am klügsten darstellt weiß ich leider nicht.. Ist die Schaltung denn allgemein einsetzbar für meine Problemstellung oder bin ich auf dem falschen Dampfer?
@Lars (Gast) >Das Ziel ist das Schalten einer DC-Spannungsquelle über eine Last, wobei >die maximale Spannung bei 100 V und der maximale Strom bei 10 A liegen >soll. Alle dazwischenliegenden Spannungen und Ströme sollen auch möglich >sein (also 0 V bis 100 V sowie 0 A bis 10 A). Was meinst du damit? Daß die Eingangsspannung im Bereich 0-100V variabel sein kann oder dass bei bei konstanter Eingangsspannung die Ausgangsspannung variabel sein soll. Ersteres ist kein großes Problem, 2. ein Linearverstärker, der ordentlich Wärme umsetzt. >Ein dauerhaftes öffnen des Schalters sollte möglich sein (DC Betrieb der >Last). Desweiteren sollte eine hohe Frequenz möglich sein, mit >einstellbarem On/Off Verhältnis (Rechteckförmiger Spannungsverlauf zum >Betrieb der Last). Wie hoch? 100Hz? 1kHz? 1MHz? >Ein einfacher Lowside Switch kommt leider nicht in Frage, da mit hohen >Spannungen und Strömen gearbeitet wird. Das ist nicht das Kriterium für die Enscheidung zwischen High oder Lowside Switch, sondern ob die Last einseitig fest auf GND liegt oder ob man die auch einseitig an VCC anschließen kann. >Als erstes habe ich mich am Lowside Switch, orientiert da dieser einen >recht einfachen Aufbau hat. Aufgrund der Anordnung ist das verwenden >eines N-MOS aber nicht möglich, Hä? > da sobald der Transistor öffnet, die >Spannung an der Source (über der Last) größer als die Gatespannung wird. >Bei einem P-MOS ist das Problem hingegen, dass die Spannung an die >Drainspannung angepasst werden müsste. Zudem sind P-MOS langsamer. Usinn. >Um diese Probleme zu lösen habe ich eine Highside-Treiberschaltung mit >einem Bootstrap IC (IR2125) und einer Ladungspumpe (ICM7555IPA) >gefunden. Diese sollte den Betrieb mit einem Rechtecksignal aber auch >einer Gleichspannung ermöglichen. Ja. >Ob das aber so Funktioniert wie ich mir es vorstelle weiß ich nicht >sicher... Wenn man es richtig macht, dann schon.
@MaWin (Gast) >Wenn man nur experimentiert und keine hohen Stückzahlen hat, nimmt man >besser einfach einen DC/DC-Wandler der die 10V auf die Betriebsspannung >draufsetzt. Sicher, auch wenn die Bastlerfraktion gleich wieder ZEter und Mordio schreit ;-) >Die Stromversorgung des ICM7555 über die 100k von R6 ist >doch SEHR Ausgangsspannungsabhängig und daher wackelig. Stimmt, denn diese Schaltung mit Festwiderstand ist für eine konstante Eingangsspannung gedacht. Wenn es stark variabel sein soll, braucht man dort eine Konstantstromquelle.
Hallo Lars, wie sieht den die Last aus ? Bei dieser Schaltung steht immer ein Rechtecksignal an der Last. Der Schalter kennt ja nur AN oder AUS. Für DC fehlt noch eine Drossel , eine Diode und ein Elko. Ludger
Der klassische high-side switch ist ein p-Kanal Mosfet. Wenn einem die Verluste durch den RDS_on nicht wehtun ist das die einfachste Lösung.
Falk B. schrieb: > Was meinst du damit? Daß die Eingangsspannung im Bereich 0-100V variabel > sein kann oder dass bei bei konstanter Eingangsspannung die > Ausgangsspannung variabel sein soll. Ersteres ist kein großes Problem, > 2. ein Linearverstärker, der ordentlich Wärme umsetzt. Ersteres, also die Spannung sollte variabel sein. Falk B. schrieb: > Wie hoch? 100Hz? 1kHz? 1MHz? So hoch wie es die Anforderungen an die Schaltung zulassen, schön wären natürlich ein gutes Rechtecksignal im µs Bereich zu haben, aber ob das überhaupt geht weiß ich nicht. Falk B. schrieb: > Das ist nicht das Kriterium für die Enscheidung zwischen High oder > Lowside Switch, sondern ob die Last einseitig fest auf GND liegt oder ob > man die auch einseitig an VCC anschließen kann. Wie vorhin geschrieben ist Highside vorgegeben. Falk B. schrieb: > Usinn. Erläuterungen wären hilfreich... Falk B. schrieb: > Stimmt, denn diese Schaltung mit Festwiderstand ist für eine konstante > Eingangsspannung gedacht. Wenn es stark variabel sein soll, braucht man > dort eine Konstantstromquelle. Also Funktioniert das nicht wenn ich zwischen 0 - 100 V arbeiten will? Wie sähe denn so eine konstantstromquelle aus? Ludger schrieb: > wie sieht den die Last aus ? Die Last lässt sich durch ein Ersatzschaltbild aus einer Kapazität und einem Widerstand parallel zueinander beschreiben. Ludger schrieb: > Für DC fehlt noch eine Drossel , eine Diode und ein Elko. Ich habe es so verstanden das diese Schaltung auch DC kann, könntest du das genauer erläutern?
Michael X. schrieb: > Der klassische high-side switch ist ein p-Kanal Mosfet. Wenn einem die > Verluste durch den RDS_on nicht wehtun ist das die einfachste Lösung. Wie würde denn so ein Highside Switch aussehen? Bei einem P-MOS muss ja die Spannung Uin>USG+UTh sein oder? Das würde ja bedeuten, dass der Transistor nur ab Uth für die Spannung UIn aufmacht (wenn UGS=0 ist)?
Ein P-Mos Highside switch sieht wie folgt aus. PMos an der Speisung Vcc, Gatewiderstand N zwischen Vcc und Gate, sodass bei Strom M die Gatespannung erreicht wird. Der Strom M wird erzeugt, durch einen NPN, mit Emitterwiderstand P sodass mit Ansteuersignal Q Strom M erreicht wird. Strom M sollte das Gate des PMos hinreichend schnell umladen. Strom M sollte im NPN nicht zuviel Verlustleistung hervorrufen. Falls das so nicht geht schaltet man einen Emitterfolger zwischen PMos Gatewiderstand und PMos Gate. Der muss die Spannung aber koennen. zB MPSA 42 & MPSA 92 Der NPN muss die Spannung auch koennen. Beispiel : PMos Gatewiderstand N= 10k Strom M=1mA Emitterwiderstand P=4.3k Ansteuerung Q=5V Verlustleistung hier 100V*1mA = 100mW Schaltzeit 5nF bei <1mA .. wahrscheinlich zu lahm, also Emitterfolger einsetzen.
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@ Lars (Gast) >So hoch wie es die Anforderungen an die Schaltung zulassen, schön wären >natürlich ein gutes Rechtecksignal im µs Bereich zu haben, aber ob das >überhaupt geht weiß ich nicht. Die normalen MOSFET-Treiber, zumal als einzelene High Side Treiber schaffen Pulsbreiten bis runter auf 0,5us, im EInzelfall auch kürzer. >> Usinn. >Erläuterungen wären hilfreich... >Aufgrund der Anordnung ist das verwenden >eines N-MOS aber nicht möglich, da sobald der Transistor öffnet, die >Spannung an der Source (über der Last) größer als die Gatespannung wird. Das sit so gut wie IMMER der Fall bei einem MOSFET. Wie sollte man sonst höhere Spannungen/Leistungen schalten können? >Bei einem P-MOS ist das Problem hingegen, dass die Spannung an die >Drainspannung angepasst werden müsste. Da muss gar nichts angepaßt werden, wenn die Ansteuerung richtig gemacht ist. Beitrag "Re: Strombegrenzt schalten" Das kann man auch auf 100V anpassen. > Zudem sind P-MOS langsamer. Nicht wirklich. Zumindest nicht in der Größenordnung, als daß es für diese Anwendung relevant wäre. >Also Funktioniert das nicht wenn ich zwischen 0 - 100 V arbeiten will? >Wie sähe denn so eine konstantstromquelle aus? Schon mal auf das blaue Wort geclickt? Außerdem ist der Vorschlag von MaWin besser. Nimm einen galvanisch getrennten DC/DC Wandler. Der muss auch gar nicht viel Leistung haben, 1W ist mehr als ausreichend. >Die Last lässt sich durch ein Ersatzschaltbild aus einer Kapazität und >einem Widerstand parallel zueinander beschreiben. Na hoffentlich killen dir die Einschaltströme nicht deinen MOSFET. >> Für DC fehlt noch eine Drossel , eine Diode und ein Elko. >Ich habe es so verstanden das diese Schaltung auch DC kann, könntest du >das genauer erläutern? Er will dir einen Schaltregler aufschwatzen ;-)
@ Lars (Gast) >> Der klassische high-side switch ist ein p-Kanal Mosfet. Wenn einem die >> Verluste durch den RDS_on nicht wehtun ist das die einfachste Lösung. >Wie würde denn so ein Highside Switch aussehen? Bei einem P-MOS muss ja >die Spannung Uin>USG+UTh sein oder? Das würde ja bedeuten, dass der >Transistor nur ab Uth für die Spannung UIn aufmacht (wenn UGS=0 ist)? Schon wieder Unsinn. Schau dir mal ein paar Ansteuerungen in der Praxis an. Beitrag "Re: Wie Ugs (p-FET) sinnvoll begrenzen?" Auch hier sorgt eine Konstantstromquelle dafür, daß die geschaltete Eingangsspannung in weitem Rahmen variabel sein kann.
Falk B. schrieb: > Das würde ja bedeuten, dass der >>Transistor nur ab Uth für die Spannung UIn aufmacht (wenn UGS=0 ist)? > > Schon wieder Unsinn. Wieso Unsinn? Der Mann hat Recht. Die verlinkten Schaltungen arbeiten nur mit Versorgungsspannungen ab etwa 10V. Wenn man Spannungen bis an 0V schalten will, dann muss die Ansteuerung mit negativen Spannungen gemacht werden.
Lars schrieb: > Wie würde denn so ein Highside Switch aussehen? Bei einem P-MOS muss ja > die Spannung Uin>USG+UTh sein oder? Das würde ja bedeuten, dass der > Transistor nur ab Uth für die Spannung UIn aufmacht (wenn UGS=0 ist)? Ja, 0V sind nicht möglich, so 10V wäre dann die Mindestspannung, sonst hat man das Problem, daß man eine negative Ansteuerspannung gegenüber GND braucht, also nichts gewonnen.
Falk B. schrieb: > Schon mal auf das blaue Wort geclickt? Außerdem ist der Vorschlag von > MaWin besser. Nimm einen galvanisch getrennten DC/DC Wandler. Der muss > auch gar nicht viel Leistung haben, 1W ist mehr als ausreichend. Oh, das habe ich übersehen dass man das anklicken kann. Jetzt verstehe ich auch was du mit der Konstantstromquelle meinst. Aber wenn ich ArnoR und MaWin richtig verstehe scheint das ja trotzdem nicht zu gehen weil es unter 10V nicht arbeitet oder? Ich kann mit auch leider nicht vorstellen wie dieser DC/DC Wandler hier zum Einsatz kommen soll :/ Falk B. schrieb: > Na hoffentlich killen dir die Einschaltströme nicht deinen MOSFET. Kann ich das nicht durch die Strombegrenzung der Spannungsquelle verhindern?
@: Lars (Gast) >und MaWin richtig verstehe scheint das ja trotzdem nicht zu gehen weil >es unter 10V nicht arbeitet oder? Nun ja, die klassischen MOSFET_Treiber mit Pegelwandler laufen dann nicht mehr. Aber . . . >ch kann mit auch leider nicht vorstellen wie dieser DC/DC Wandler hier >um Einsatz kommen soll :/ Nimm einfach einen galvanisch getrennten MOSFET-Treiber und versorge den per DC/DC Wandler ebenfall galvanisch getrennt. Dann kann die Eingangsspannung beliebig niedrig sein, der MOSFET bekommt immer ausreichend Gatespannung. So ein Treiber ist Z.B. der HCPL3020. >> Na hoffentlich killen dir die Einschaltströme nicht deinen MOSFET. >Kann ich das nicht durch die Strombegrenzung der Spannungsquelle >verhindern? Wenn die eine hat, die schnell genug ist.
Falk B. schrieb: > Nimm einfach einen galvanisch getrennten MOSFET-Treiber und versorge den > per DC/DC Wandler ebenfall galvanisch getrennt. Dann kann die > Eingangsspannung beliebig niedrig sein, der MOSFET bekommt immer > ausreichend Gatespannung. So ein Treiber ist Z.B. der HCPL3020. Ich habe mir mal das Datenblatt des HCPL3020 angesehen, aber ich verstehe noch nicht zu hundert Prozent wie das ganze gehen soll. An Anode/Kathode kommt dann mein Steuersignal und an VCC/VEE kommt der galvanisch getrennte DCDC Wandler, der mir z.B. 12 V liefert für einen Transistor mit 12 Volt Vth? Wie würde denn eine Schaltung aussehen wenn man das so verwenden würde? Stehe gerade komplett auf dem Schlauch :/
Falk B. schrieb: >>und MaWin richtig verstehe scheint das ja trotzdem nicht zu gehen weil >>es unter 10V nicht arbeitet oder? > > Nun ja, die klassischen MOSFET_Treiber mit Pegelwandler laufen dann > nicht mehr. Aber . . . > >>ch kann mit auch leider nicht vorstellen wie dieser DC/DC Wandler hier >>um Einsatz kommen soll :/ > > Nimm einfach einen galvanisch getrennten MOSFET-Treiber und versorge den > per DC/DC Wandler ebenfall galvanisch getrennt. Hallo, das ist dann ja genau so aufwändig als ob man einen N-MOSFET als high side switch per DC/DC verwendet. Genau das wurde gesagt: P-MOS bringt nichts (keine Vereinfachung), wenn weniger als 10V zu schalten sind.
@ Lars (Gast) >An Anode/Kathode kommt dann mein Steuersignal Mit Vorwiderstand bitte, dort ist eine LED drin. > und an VCC/VEE kommt der >galvanisch getrennte DCDC Wandler, der mir z.B. 12 V liefert für einen Ja. >Transistor mit 12 Volt Vth? Nö, der hat keine 12V Vthr, das ist was anderes. https://www.mikrocontroller.net/articles/FET#Gate-Source_Threshold_Voltage >Wie würde denn eine Schaltung aussehen wenn man das so verwenden würde? Zeichne du mal was, du bist der Student, du willst was lernen. Wir können das dann kommentieren und korrigieren, im Einzelfall auch ternminieren. >Stehe gerade komplett auf dem Schlauch :/ Dann mach mal nen Schritt nach vorn ;-)
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Falk B. schrieb: > Dann mach mal nen Schritt nach vorn ;-) Dann Probier ich das mal, hab eine Schaltung mit dem HCPL3020 und einem 12V/12V Wandler gemacht wie ich das aus den Schilderungen bisher verstanden habe... Meine Idee dabei ist, dass ich den beiden galvanisch getrennten Teilen die Eingangsspannung Vin als negatives Signal vorgaukel. Somit müsste am Gate, sobald der Frequenzgenerator an ist, eine Spannung von 12 V höher als Vin anliegen oder?
@ Lars (Gast) >Meine Idee dabei ist, dass ich den beiden galvanisch getrennten Teilen >die Eingangsspannung Vin als negatives Signal vorgaukel. Somit müsste am >Gate, sobald der Frequenzgenerator an ist, eine Spannung von 12 V höher >als Vin anliegen oder? Stimmt. Aber deine Schaltung stimmt noch nicht ganz. V1 geht an den Drain von T1 VEE geht an Source von T1 R1 hat dort nichts zu suchen Wenn du aber oft und schnell schalten willst, muss der DC/DC Wandler eine möglichst geringe Koppelkapazität zwischen Ein- und Ausgang haben, denn die muss bei jedem Schaltvorgang umgeladen werden. So 100pF und weniger.
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Also sollte es so gehen? Warum geht VEE an Source? Damit VO immer 12 V über VEE bleibt?
Lars schrieb: > Also sollte es so gehen? Nö. -Vout geht nicht an Drain, sondern an Source. Nur V1 geht an Drain.
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Ich stell mich glaube ich etwas blöd an gerade, so jetzt? Verstehe das Wirkprinzip aber nicht mehr, davor sah das irgendwie logischer aus..
Lars schrieb: > so jetzt? Ja. Lars schrieb: > Verstehe das Wirkprinzip aber nicht mehr Der DC/DC-Wandler versorgt den HCPL mit 12V. Der schaltet seinen Ausgang zwischen 0V und 12V um. Da Vee und -Vout an Source hängen, wird somit die Gate-Source-Spannung zwischen 0 und 12V umgeschaltet, unabhängig von V1. Die Ansteuerung schwimmt auf dem Sourepotential.
Das klingt gut! Ich danke allen die mitgeholfen haben und werde die Schaltung mal so umsetzen und testen. Wünsche euch einen schönen Feierabend :)
C1 sollten eher 100NANOfarad sein, nicht PIKOfard! Und vor allem, warum ist es jetzt falsch, wo es am Anfang schon mal richtig war?
Falk B. schrieb: > C1 sollten eher 100NANOfarad sein, nicht PIKOfard! > > Und vor allem, warum ist es jetzt falsch, wo es am Anfang schon mal > richtig war? Wohl weil er das hier: Falk B. schrieb: > Wenn du aber oft und schnell schalten willst, muss der DC/DC Wandler > eine möglichst geringe Koppelkapazität zwischen Ein- und Ausgang haben, > denn die muss bei jedem Schaltvorgang umgeladen werden. So 100pF und > weniger. falsch verstanden hat.
@ ArnoR (Gast)
>falsch verstanden hat.
Scheint so. Und solche Leute wollen 100V/10A in Mikrosekunden schalten?
Naja . . .
ArnoR schrieb: > Falk B. schrieb: >> Wenn du aber oft und schnell schalten willst, muss der DC/DC Wandler >> eine möglichst geringe Koppelkapazität zwischen Ein- und Ausgang haben, >> denn die muss bei jedem Schaltvorgang umgeladen werden. So 100pF und >> weniger. > > falsch verstanden hat. Ah, habs verstanden jetzt, das hat gedauert :)
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