Tag zusammen Die Schaltung (1_Variante) ist von ELV Elktronik. Die arbeitet mit einem MOSFET. Ich will aber da ganze mit 2 MOSFETs aufbauen. Wie würde die Schaltung mit den 2 MOSFETs aussehen? Ich habe mir das ganze so vorgestelt-> Variante_2 lg Marc
Angehängte Dateien:
-
1_Variante.JPG
42 KB -
2_Variante.JPG
70 KB
:
Verschoben durch Admin
Taugt nichts. Einer der MOSFETs hat eine niedrigere Schwellspannung Uth, und wird als erster elieten und fast den ganzen Strom übernehmen. Um das auzugleichen bräuchtest du so grosse Source-Widerstände (vergleiche Emitterwiderstände bei bipolaren Transistoren), daß deren Spannungsabfall störend gross wird. Ausserdem wird deine Schaltung instabil sein, weil du grosse kapazitive Lasten (die Gates der MOSFETs) über hohe Widerstände treibst, was zu einer Verzögerung führt, für die der OpAmpo nicht kompensiert ist. C6 muss auch grösser werden. Nimm lieber 2 mal die Schaltung von ELV parallel, dann verteilt sich der Strom exakt auf beide MOSFETs.
Wie meinst du jetzt zwei mal die Schaltung parallel von ELV. Ich habe di Schaltung mal so getestet, einfach ohne die zurückkopplung WIderstände. Hat gut funktioniert, Der Strom hat sich auf beide MOSFETs aufgeteilt. Ich weiss nur nicht ob die Zurückkopplung in Falle wenn ich zwei MOSFETs nehme so stimmt. lg
marc schrieb: > Wie meinst du jetzt zwei mal die Schaltung parallel von ELV. Zweimal die Schaltung ab dem OPV (und zwar einschließlich OPV) gehend nach rechts aufbauen. Jeder OPV regelt dann einen FET. Dan ist alles gut .-) > > Ich habe di Schaltung mal so getestet, einfach ohne die zurückkopplung > WIderstände. Hat gut funktioniert, Der Strom hat sich auf beide MOSFETs > aufgeteilt. Ja klar. Aber nun miß mal über den Bereich 0 bis 50 Grad, ob die Aufteilung 50:50 bleibt. Du wirst feststellen: sie bleibt nicht 50:50 > > Ich weiss nur nicht ob die Zurückkopplung in Falle wenn ich zwei MOSFETs > nehme so stimmt. > Bau es 2 x auf. S.o.
Warum so kompliziert? Nimm einfach einen anderen Mosfet, der doppelt so viel Leistung wegsteckt. Extremes Beispiel: Der IRFBA90N20D kann bei gleicher Maximalspannung und gleicher Gehäusegröße mehr als die 5fache Leistung des BUZ30A. Auch dazwischen gibt es noch viel Auswahl.
Yalu X. schrieb: > IRFBA90N20D Beziehst Du Dich jetzt auf die 650 Watt? Das ist ein Hexfet. Die funktionieren für an & aus, aber nicht gut dazwischen. Da ist er mit dem BUZ30 besser dran. @ marc (Gast) Wenn Du einen TLC274 verwendest, ist der doppelte Aufbau doch gar kein Problem. Da hast Du 4 OPV zur Verfügung.
mhh schrieb: > Yalu X. schrieb: >> IRFBA90N20D > > Beziehst Du Dich jetzt auf die 650 Watt? Ja, wobei mir natürlich klar ist, dass man die in der Praxis nicht voll ausschöpfen kann. Das gilt aber genauso für die 125W des BUZ30A. > Das ist ein Hexfet. Die funktionieren für an & aus, aber nicht gut > dazwischen. Ich weiß, dass es bei den ganz großen Mosfets welche gibt, die nur für Schaltbetrieb geeignet sind, da wird dann aber im Datenblatt darauf hingewiesen. Aber warum sollte der IRFBA90N20D so einer sein? Wegen dem Hex? Glaube ich nicht, denn alle Mosfets von IRF heißen HexFETs. Das Hex beschreibt ja nur die Form und Anordnung der einzelnen Zellen. Beim BUZ sind sie wahrscheinlich quadratisch oder rechteckig.
Yalu X. schrieb:
> denn alle Mosfets von IRF heißen HexFETs.
Korrekt. IRF hat sich das mal als WZ eintragen lassen.
@ marc (Gast) >Ich will aber da ganze mit 2 MOSFETs aufbauen. Wie würde die Schaltung >mit den 2 MOSFETs aussehen? Ich habe mir das ganze so vorgestelt-> >Variante_2 Geht nicht, wurde schon mehrfach ausgiebig diskutiert. Im Linearbetrieb braucht jeder einzelne MOSFET eine getrennte Ansteuerung, eben wegen dem starken, negativen Temperaturkoeffizienten der Thresholdspannung, von deren allgemeiner Toleranz mal ganz abgesehen. Also die Schaltung einfach komplett doppelt aufbauen und den Ausgang sowie die Sollwertvorgabe parallel schalten. MfG Falk
Yalu X. schrieb:
> Aber warum sollte der IRFBA90N20D so einer sein?
Datenblatt S.3: Typical Output Characteristic 20µs Pulse Width
Das ist wirklich nur ein Schalttransistor.
Ausnahmen bestätigen zwar die Regel, aber die alten Typen sind für den
Analogbetrieb besser geeignet.
@ mhh (Gast) >> Aber warum sollte der IRFBA90N20D so einer sein? >Datenblatt S.3: Typical Output Characteristic 20µs Pulse Width >Das ist wirklich nur ein Schalttransistor. Das sagt gar nix. Diese Parameter werden immer mit kurzen Pulsen gemessen, damit sie durch thermische Drift nicht weglaufen. MFG Falk P S Es ist bisweilen (oft?) gar nicht im Datenblatt sichtbar, ob der MOSFET nur für Schaltbetrieb taugt oder nicht.
Falk Brunner schrieb:
> P S
Doch ist es, dann ist im "Safe Operating Area" ein "DC Operations"
Bereich
Dann wäre z.B. dr IRFP260N besser. Der hat nämlich eine "unbegrenzte" Safe Operating Area. Man darf ihn also lt. Datenblatt auch bei maximalem Drain-Source-Spannungsabfall noch bis zu seiner maximalen Verlustleistung belasten. Bei 200V sind also max. 1,5A zulässig, also 300W - aber nur wenn man das MOSFET-Gehäuse auf 25°C hält. Meiner Erfahrung nach kann man mit einem einzigen IRFP260N ganz gut 100W abführen. Dafür muss er mit Wärmeleitpaste und unisoliert (oder mit hochwertiger Wärmeleit-Isolierfolie mit geringem Wärmewiderstand - keinesfalls mit einer Glimmerscheibe!) auf einen groß genugen Kühlkörper montiert werden. 125W gehen vielleicht auch noch, viel mehr ist aber mit einem einzelnen FET nicht mehr machbar. Als Kühlkörper kann man z.B. einen billigen CPU-Kühler nehmen: Kostet unter 5€ und hat genug Kühlleistung.
Markus F. schrieb:
> Dann wäre z.B. dr IRFP260N besser.
Nein, dort gilt das Selbe wie für den IRFBA90N20D.
Warum wollen nur alle ihre Transistoren bis zum Anschlag quälen?
@mhh Du springst mit deinen Behauptungen aber auch immer von Ausrede zu Ausrede. Der BUZ30 hat im Datenblatt auch einige Diagramme, die nur bei kurzen Pulsen gemessen wurden. Dürfte nach deiner Aussage also auch nicht gut sein. Und wenn Dir eine DC-Linie im SOA fehlt, dann zeichne Dir doch eine ein - ist ganz einfach gemacht.
Jens G. schrieb: > Du springst mit deinen Behauptungen aber auch immer von Ausrede zu > Ausrede. Wie bitte hä? Seite 5 links unten, nennt sich DC und ist schon drin. Die Entwicklung geht nun mal Richtung "Schalteranwendung" bei den neuen Typen. Sind also für schnelles schalten hoher Spannungen und Ströme,aber nicht für den Analogbetrieb optimiert.
mhh schrieb:
> Warum wollen nur alle ihre Transistoren bis zum Anschlag quälen?
Vielleicht weil die Teile dafür gebaut sind? Nen Ferrari holt man sich
ja auch nicht um damit nur mit 80 durch die Landschaft zu zuckeln.
@ mhh (Gast) >Jens G. schrieb: >> Du springst mit deinen Behauptungen aber auch immer von Ausrede zu >> Ausrede. >Wie bitte hä? >Seite 5 links unten, nennt sich DC und ist schon drin. Ich habe doch nicht behauptet, daß dem BUZ30 die Linie fehlt. Das war eher allgemein gemeint bezogen auf deine frühere Aussage: > Doch ist es, dann ist im "Safe Operating Area" ein "DC Operations" > Bereich Ob der Transitor nur für an/aus oder auch was dazwischen geeignet ist, würde ich mal nicht von der DC-Linie abhängig machen wollen ....
Mit MOSFETs im analogen Betrieb habe ich wenig Erfahrung, aber ich würde hier eher das Diagramm Id(Ugs) heranziehen, um zu beurteilen ob der Transistor geeignet ist. Sollte dieses Diagramm Unstetigkeitsstellen aufweisen wird es wahrscheinlich schwierig etwas auszuregeln. Wonach beurteilt ihr das? Gruß Mandrake
Mandrake schrieb:
> Wonach beurteilt ihr das?
Nach der Kennlinie Ids über Uds. Ist da zu sehen, dass der lineare
Bereich sehr ausgeprägt erscheint, die Kurven also nicht zu schnell im
Sättigungsbereich sind, so ist der Mosfet recht brauchbar als
spannungsgesteuerter Widerstand.
@ Jens G. (jensig) Ich kann Deinem Gedankengang nicht ganz folgen. Ich sehe keinen Widerspruch in meinen Aussagen. Jens G. schrieb: > Ob der Transitor nur für an/aus oder auch was dazwischen geeignet ist, > würde ich mal nicht von der DC-Linie abhängig machen wollen .... Das DC Feld zeigt einfach, daß der Transistor für Analogbetrieb spezifiziert ist. Und das war die Antwort auf Falks Anmerkung. Du kannst auch aus CMos-Invertern einen Analogverstärker bauen. Das funktioniert aber eben mit Kompromissen, wie auch die Anwendung von Schalttransistoren im Analogbetrieb Kompromisse bedeutet.
Also, zur Klärung: Es gibt wirklich für analogen linearen Betrieb vorgesehene MOSFETs und solche, die das nicht können. Ursache sind die hot spots, Bereiche im MOSFET die bei steigender Temperatur besser leiten (und daher noch wärmer werden). Ist der MOSFET entweder aus oder voll leuitend, ist das egal, aber im Analogbetrieb kann das die Leistung begrenzen. Hier ist das mal beschrieben für die Leute, bei denen ein MOSFET-Ausfall teuer wäre, verdammt teuer: http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-1155.pdf Es gibt speziell dafür ausgelegte MOSFETs. http://www.microsemi.com/datasheets/APL502B2&L.pdf Und hier ein Werbeartikel, mit Bezug zur elektronischen Last: http://www.elforum.ch/uploads/media/PowerParts_AG.pdf
Da sind aber die APT-Datenblattschreiber auch auf die Begriffsverwirrung zwischen "Linear Region" und "Linear Mode" reingefallen. Der Linear Mode spielt sich in der Saturation Region ab. Arno
gerade der letzte Link von MaWin sagt mir eigentlich, daß ein Mosfet eigentlich nie für Analog-Betrieb geeignet ist. Das ist dann schon eher eine Frage des Standpunktes bzw. der konkreten Einsatzbedingungen. Das ist vor allem bei stromstarken Mosis der Fall, weil deren Chipausdehnung relativ groß ist (größere Temperaturunterschiede möglich). Ausnahmen bestätigen logischerweise die Regel. Wenn man sich so die Zahlen im letzten Link anschaut, dann würde ich den dort genannten Ixys-Typ auch nicht unbedingt als analog-tauglich betrachten. Also 1:3 Analog/Schaltleistungsverhältnis. das schaffen doch auch weitgehend die IR-SchaltMosis, wenn man die neu ermittelten SOA-Kurven sich so anschaut, wo jetzt überall DC-Kurveen existieren (http://www.irf.com/product-info/hi-rel/alerts/fv5-p-09-01-A.pdf). Sind die jetzt plötzlich analog-tauglich, bloß weil denen jetzt eine DC-Kurve verpaßt wurde?
Angehängte Dateien:
-
leistungsteil.png
12 KB
Moin, falls es noch von Interesse ist, ich erweitere meine el. Last gerade. Bisher benutze ich auch die obige ELV-Schaltung mit einem IRF2203, der steckt auf einem großen Kühlkörper mit Lüfter problemlos 100W weg. Für mehr Leistung baue ich jetzt modulare Leistungsteile. Die haben dann wie hier schon erwähnt jeweils eigene OPV für die Regelung. Vielleicht wirft hier ja mal einer einen Blick auf meine Schaltung... Die Module werden dann mit dem 5pol Stecker an das noch zu entwerfende Digitalteil mit Mega8, Display und 12 bit DAC für die Sollwert Erzeugung gekoppelt. Strom und Spannung werden über die AVR eigenen ADC gemessen. Grüße Dirk
Die Schutzdiode würde ich hinter die Sicherung bauen. Ansonsten sollte das funktionieren. Gruß
Ja der Artikel ist länger her, aber das ist egal, solange die Themen nicht gelöscht werden, denn die Suche gräbt das sofort aus, wenn man nach elektronische Last sucht. Ich muß mal hier eine Warnung vor dieser Schaltung aussprechen. Wenn man diese Schaltung bei idealen Bedingungen betreibt, mag sich kein Problem zeigen, aber wenn man eine elektronische Last wirklich braucht, dann versagt diese Schaltung komplett. Das Hauptproblem bei dieser ELV-Schaltung und allen ähnlichen Schaltungen ist, daß der MOSFET durchgesteuert bleibt, wenn keine Spannung anliegt. Dadurch kommt es beim Einschalten zu Spitzenströmen die je nach Auslegung leicht das 8-20 fache des Stromes betragen der eigentlich fließen sollte. Bis die extrem langsamen OPVs greifen kann einiges passieren und man kann nur langsame OPVs verwenden in dieser Schaltung. Man kann sich mit dieser Last also alles kaputtschießen was man daran anschließt. Noch viel schlimmer wird es dann im Pulsbetrieb, hier kann es richtig fatal werden. Aus diesem Grund meine Warnung vor der Verwendung dieser Schaltung. Wenn man einen Schalter einbaut und erst die Last einschaltet, nachdem die Spannung außen anliegt und man nur eine gleichbleibende DC-Spannung anlegt mag sie wohl richtig funktionieren, aber eben nur dann.
Vielen Dank für deine Warnung. Was wäre denn eine gute Lösung des Problems? Walta
Frank schrieb: > Das Hauptproblem bei dieser ELV-Schaltung und allen ähnlichen > Schaltungen ist, daß der MOSFET durchgesteuert bleibt, wenn keine > Spannung anliegt. Nein. Irgendwann sind alle Spannungen in der Schaltung bis auf 0V abgesunken, der FET kann so nicht ewig durchgesteuert bleiben. Der Mechanismus ist anders. > Dadurch kommt es beim Einschalten zu Spitzenströmen > die je nach Auslegung leicht das 8-20 fache des Stromes betragen der > eigentlich fließen sollte. Wenn man an den Mosfet eine Drain-Source-Spannung anlegt, wird die Gate-Drain-Kapazität über die Gate-Source-Strecke aufgeladen und erzeugt am Gate eine Spannung, die den Transistor aufsteuert.
Walta Sonnie schrieb: > Vielen Dank für deine Warnung. > > Was wäre denn eine gute Lösung des Problems? > > Walta Ich bin noch daran eine eigene Lösung zu finden. Hier ist jemand (ist auch hier im Forum), der hat ungefähr die ursprüngliche ELV Schaltung gebaut, die Probleme erkannt und eine verbesserte Schaltungen gebaut und getestet: http://www.balsastaub.de/pages/stromsenke.shtml @ArnoR Das andere was mich etwas überrascht hat, ist die große Schwingneigung der Schaltung, was wohl mit den hohen Kapazitäten des MOSFETs zusammenhängt. Sobald man ca. 1-2 V/us Anstiegsrate überschreitet beim OPV fängt die Schaltung das Schwingen an. Die genaue Ursache dafür habe ich dabei auch noch nicht erkannt. Das erste was ich probiert habe war schnellere OPVs, damit sie schneller regeln können und - so mein Plan - die Stromspitzen reduziert werden. Aber dann geht das Schwingen los, s.o. Zur MOSFET-Ansteuerung: Wenn man keine externe Spannung hat, steuert der MOSFET durch, ich bleibe dabei: Der OPV steuert den MOSFET durch. Möglicherweise nur wegen der Offsetspannung, es kann auch mal anders sein. Der OPV verfügt ja über eine eigene Stromversorgung und ist nie spannungslos. Ich werde jetzt erst mal einen Stromtreiber mit Bipolartransistoren davorsetzen. Habe bereits eine geänderte Schaltung, aber die schwingt noch.
Frank schrieb: > Hier ist jemand (ist auch hier im Forum), der hat ungefähr die > ursprüngliche ELV Schaltung gebaut, die Probleme erkannt und eine > verbesserte Schaltungen gebaut und getestet: Na ja, der Artikel endet mit "Die neue Kontrolleinheit wird erst entwickelt, wenn der Lastteil erfolgreich läuft." also lief sie nie erfolgreich. Und dann zwar ein Dutzend OpAmps vergleichen, aber 100nF in der Feedback-Schleife vorgeben ebenso wie den Gate-Vorwiderstand, ist witzlos. Bei so langsam gemachter Regelung muss er sich auch nicht wundern, wenn beim Einschalten der MOSFET hops geht.
Michael Bertrandt schrieb: > Und dann zwar ein Dutzend OpAmps vergleichen, aber 100nF in der > Feedback-Schleife vorgeben ebenso wie den Gate-Vorwiderstand, ist > witzlos. Bei so langsam gemachter Regelung muss er sich auch nicht > wundern, wenn beim Einschalten der MOSFET hops geht Ähh... Bitte jetzt nicht hauen wenn ich aus neugierde frage: Wieso wird die Schaltung langsam, wnn man den Kondensator da reinmacht? Ich dacht der kommt da hinein um eine Sprungantwort am Augang des OP zu gleich wieder an den Eingang zurück zu führen damit der OP erst gar nicht so weit aufmacht.
Frank schrieb: > Das andere was mich etwas überrascht hat, ist die große Schwingneigung > der Schaltung, was wohl mit den hohen Kapazitäten des MOSFETs > zusammenhängt. Sobald man ca. 1-2 V/us Anstiegsrate überschreitet beim > OPV fängt die Schaltung das Schwingen an. Die genaue Ursache dafür habe > ich dabei auch noch nicht erkannt. > > Das erste was ich probiert habe war schnellere OPVs, damit sie schneller > regeln können und - so mein Plan - die Stromspitzen reduziert werden. > Aber dann geht das Schwingen los, s.o. Das Thema kommt hier mindestens 1-mal pro Woche hoch und genau so viele Antworten gibt es schon dazu. Die Ursache für die Schwingungen sind einfach Phasendrehungen in der Rückkoppelschleife des OPV. Natürlich nimmt die Schwingneigung der Schaltung mit schnelleren OPV zu, weil die Phasendrehungen ebenfalls mit der Frequenz zunehmen und der OPV diese Phasendrehungen dann auch mit Schleifenverstärkung >1 sieht. Du bekommst die Schaltung nur stabil, wenn die Phasendrehung, die der OPV sieht, nicht zu groß ist. Dazu gibt es mehrere Ansätze. Meist wird eine Umgehungskondensator (und Isolationswiderstände) eingebaut, der für hohe Frequenzen einen Bypass zu den langsamen Komponenten darstellt. Oder man passt alle Komponenten gut aufeinander an, dann geht es auch ohne die "Kompensation". Beitrag "Re: Elektronische Last: Frage zur Bestimmung des Feedbacks"
Angehängte Dateien:
-
LiPo_angesteckt.png
40 KB
Hi Michael, sehr schön das Du so schlau bist um zu wissen was nicht funktioniert, aber nichts dazu beiträgst es besser zu machen. Laberkopp passt da schon ganz gut. Entgegen Deiner Aussage ist bei mir mit der aktuellen Schaltung noch kein MOSFET kaputt gegangen und die Schaltung funktioniert. Auch wenn ich bei gezielt voll angesteuerten FET einen LiPo anschließe bekomme ich die Schaltung nicht kaputt und die flinke 15A Sicherung haut es auch nicht raus. Siehe Anhang. Was 1,5V auf der Sense-Leitung bedeuten bei dem verwendeten 10mR Shunt kann ja jeder selbst ausrechnen, aber es ist ja nur für weniger als 100us. Die neue Steuerplatine funktioniert übrigens auch, nur meine Homepage müsste wirklich mal überarbeitet werden.
senke schrieb: > Michael Bertrandt schrieb: >> Und dann zwar ein Dutzend OpAmps vergleichen, aber 100nF in der >> Feedback-Schleife vorgeben ebenso wie den Gate-Vorwiderstand, ist >> witzlos. Bei so langsam gemachter Regelung muss er sich auch nicht >> wundern, wenn beim Einschalten der MOSFET hops geht > > Ähh... Bitte jetzt nicht hauen wenn ich aus neugierde frage: > Wieso wird die Schaltung langsam, wnn man den Kondensator da reinmacht? > Ich dacht der kommt da hinein um eine Sprungantwort am Augang des OP zu > gleich wieder an den Eingang zurück zu führen damit der OP erst gar > nicht so weit aufmacht. Was genau die Regelung langsam macht. Okay, also die andere Schaltung ist ja auch nur die ELV-Schaltung mit Vorverstärker, die hat die gleichen Probleme. Ich habe es jetzt minimalistisch gemacht, also sämtliche Kondensatoren aus der Schaltung entfernt. Aber dafür den Stromtreiber mit Bipolartransistoren verwendet um schneller Umladen zu können. Das hat den Gewinn gebracht, daß man jetzt einen schnellen OPV verwenden kann, ohne daß es schwingt. Die Spitzenströme sind auch etwas reduziert worden. Jetzt habe ich ca. 3,8-fachen Strom beim Anlegen der Spannung (Regelung auf 2,5 Ohm; 10 Volt gepulst (1 kHz) angelegt mit Ri = 0,1 Ohm). Der Überstrom fließt auch nicht mehr so lange, weil der schnellere OPV das schneller korrigiert. Das Grundproblem ist natürlich immer noch da. Bevor der OPV zum regeln kommt, fließt schon zu viel Strom. Der MOSFET ist ohne Spannung voll durchgesteuert. Man müßte die Schaltung so gestalten, daß ohne Anliegen einer Spannung der MOSFET ausgeschaltet wird. Das ist nicht trivial, denn man möchte ja, daß auch sehr kleine Spannungen ordentlich geregelt werden. Das Strommaxima ist nun, wenn die Eingangsspannung gerade mal auf 2 Volt gestiegen ist. Der OPV regelt dann interessanterweise falsch, macht also noch weiter auf, bevor er erst entgegengesetzt regelt und den Strom reduziert. Das Problem scheint also die Drain/Source-Kapazität zu sein, die verhindert, daß sich am 0,1 Ohm Widerstand die Spannung aufbaut. Jedenfalls steigt die Eingangsspannung schneller, als die Spannung an R0,1Ohm. Ich glaube die MOSFETs sind einfach unbrauchbar für sowas. Ich habe jetzt statt dem MOSFET einen MJL4281 eingesetzt und alles ist prima. Überstrom ist jetzt 4,2% statt mehrerer hundert Prozent und auch nur noch in einem Drittel der Zeit. Dabei habe ich schon kapazitätsarme MOSFETs ausprobiert. Die Lösung lautet also das ganze mit Bipolartransistoren aufzubauen. Die haben zwar einen höheren Wärmewiderstand vom Gehäuse zum Kühlkörper, aber dafür funktionieren sie vernünftig im Linearbetrieb und sind schneller. Gut die SOA ist kleiner, gerade bei größeren Spannungen, aber man bekommt anscheinend nichts umsonst. Jetzt weiß ich auch, warum Bob Pease bei seiner Präzisionsstromquelle Bipolar eingesetzt hat, obwohl ein MOSFET theoretisch vorteilhafter wäre. Das Problem ist, daß die ganzen Leistungs-MOSFET alle nicht für Linearbetrieb taugen. Die sind alle nur auf Rdson optimiert. So nach dieser Erkenntnis habe ich nochmal mit MOSFETs probiert. Entscheidendes Auswahlkriterium: Niedrige Gesamt-Gateladung Qg Der IRF510 scheint halbwegs zu gehen. Akzeptables Überschwingen 15%, 25% Unterschwingen. Qg ist 8,3 nC laut Datenblatt. Ein IRFU120Z mit typ Qg=7,9 nC geht aber nicht (>300% Überschwingen). Qg alleine als Kriterium reicht auch nicht. Alles getestet mit OPV=LT1366 (+/-15V), gepulst: 10Volt, 2,5 Ampere, Rlast="4 Ohm", Rshunt=0,1Ohm, keine Kondensatoren! Treiberschaltung: BC337-40/BC327-40/50 Ohm alles parallel. Mit LT1001 - also einem langsameren OPV - sieht es besser aus. Die Auswahl des MOSFETs ist also von entscheidender Bedeutung, ob die Schaltung funktioniert. Insofern nehme ich meine Warnung zum Teil zurück und sage nun, daß man extrem sorgfältig in der MOSFET Auswahl sein muß, sonst bekommt man schreckliche Überströme (mit einem MOSFET hatte ich sogar das 115-fache des Sollwertes!). Verwendet man Bipolartransistoren ist alles in Butter. Man muß nur auf die SOA achten. Da kann man auch schnelle OPVs einsetzen ohne Probleme zu bekommen. Insgesamt kann ich also nur abraten und zu Bipolar raten. Bei MOSFETs muß die Kombination MOSFET/OPV genau passen und das ist nicht gut. Was wenn die Bauteile altern?
Angehängte Dateien:
-
Stromsenke_Juni_2015.jpg
190 KB
So sieht es momentan aus. Das ist mit Sicherheit nicht optimal und ebenso wenig professionell, aber Elektronik ist für mich auch nur ein Hobby. Das Testen der verschiedenen OpAmp hat obendrein viel Spaß gebracht und ich habe einiges dabei gelernt.
Dirk S. schrieb: > So sieht es momentan aus. > > Das ist mit Sicherheit nicht optimal und ebenso wenig professionell, > aber Elektronik ist für mich auch nur ein Hobby. Ein Gehäuse wäre noch nicht schlecht ... > Das Testen der > verschiedenen OpAmp hat obendrein viel Spaß gebracht und ich habe > einiges dabei gelernt. Was hast Du jetzt eigentlich verwendet? Den MCP6022 nehme ich an? Und welche MOSFETs?
Ein Gehäuse gibt es am Schluss. Momentan läuft die Senke nur mit zwei Last-Platinen und ich habe noch ein paar Kinken entdeckt. Wenn die behoben sind will ich vier Last-Platinen einsetzen und dann gibt es auch ein Gehäuse. MOSFET: IPP80N06S2L-07 OpAmp: MCP6022
Frank schrieb: > Das Grundproblem ist natürlich immer noch da. Bevor der OPV zum regeln > kommt, fließt schon zu viel Strom. Der MOSFET ist ohne Spannung voll > durchgesteuert. Der "Grundproblem" liegt daran, dass die Schaltung keinen Gate Source Widerstand für den Mosfet hat. Ohne Spannung hat der MOSFET keine Möglichkeit, seine Gate-Ladung loszuwerden. Frank schrieb: > Ich habe es jetzt minimalistisch gemacht, also sämtliche Kondensatoren > aus der Schaltung entfernt. Aber dafür den Stromtreiber mit > Bipolartransistoren verwendet um schneller Umladen zu können. Das hat > den Gewinn gebracht was glaubst du, warum die aktuelle Treiber einige Ampere liefern? Frank schrieb: > Jetzt weiß ich auch, warum Bob Pease bei seiner Präzisionsstromquelle > Bipolar eingesetzt hat, weil der , wie du, keine Ahnung hat. Frank schrieb: > Das Problem ist, daß die ganzen Leistungs-MOSFET alle nicht für > Linearbetrieb taugen. Die sind alle nur auf Rdson optimiert. Dirk S. schrieb: > MOSFET: IPP80N06S2L-07 > OpAmp: MCP6022 Das ist eine Bestätigung, dass fast jeder MOSFET linear betreiben lässt. Der verwendete Mosfet hat nicht mal Kurve für DC!
Hast DU es mal mit IGBTs probiert? Ich hatte mal für einen Kollegen mit zwei IGBTs eines Dreifachmodules eine 55A Last zum Entladen von LiPos gebaut. Die lief zwar auch nicht ganz schwingungsfrei, aber zum Entladen von Lipos bis zur Entladeschwelle(5,5V) war es ausreichend.
> Das ist eine Bestätigung, dass fast jeder MOSFET linear betreiben lässt. > Der verwendete Mosfet hat nicht mal Kurve für DC! Nein, weil das für die Probleme bei Linearbetrieb vollkommen irrelevant ist. Ob nun eine DC-SOA spezifiziert ist oder nicht, gibt im besten Fall lediglich die Sicherheit, daß der MOSFET nicht durchbrennt. Das er aber schwingt oder schlechtes Anfahrverhalten zeigt hat damit gar nichts zu tun. Dafür habe ich jetzt die Ursache für das schlechte Verhalten der MOSFETs gefunden. Das Problem liegt darin, daß sie unterhalb einer gewissen Spannung Uds nicht durch die Gatespannung gesteuert werden! Im Klartext bedeutet daß, das sie unkontrollierbar sind. Überschreitet man diese Spannung kann man sie steuern. Die Spannung ab der dies passiert kann man aus den Uds/Ids Kennlinien ablesen und die schwankt bei den diversen MOSFETs. Es ist also wichtig, wie "schlecht" sich die MOSFETs in diesem "unkontrollierbaren" (oder sagen wir mal sehr schwer kontrollierbaren) Bereich verhalten und wie groß dieser ist. Das zweite Problem ist das Schwingen, was sicher mit den Kapazitäten zu tun hat. Nach diversen Experimenten kann ich folgendes sagen: Eine Herstellerangabe: Speziell für Linearbetrieb geeignet bedeutet bzgl. der obigen Probleme überhaupt nichts. Der angeblich speziell für Linearbetrieb geeignete IRF3305 zeigt alle beiden Problemverhaltensweisen. Aus einem Datenblatt ist es schwer/un- ersichtlich, wie sich ein MOSFET eignet. Als Faustregel kann man bestenfalls sagen, daß sich sehr alte MOSFETs eher eignen. Theoretisch könnte man es im Datenblatt sehen, wenn denn die Diagramme genau genug wären, habe aber noch keines gesehen auf das dies zutrifft. Auch recht naheliegende Typen zeigen recht unterschiedliches Verhalten: a) IRF530 -> schwingt nicht, noch akzeptables Über-/Unterschwingen b) IRF530N -> schwingt und zeigt inakzeptables Über-/Unterschwingen (Anmerkung: Mit einem langsamen OPV mag der IRF530N auch nicht Schwingen, aber das ist nicht der Sinn der Sache, und das inakzeptable Überschwingen bleibt in jedem Fall) Ich denke viele haben in solchen Schaltungen MOSFETs verbaut, die potentiell schwerwiegende Probleme haben, zumindest wenn sie in bestimmten Betriebszuständen betrieben werden (s.o.). Da viele meist nur einfache Betriebszustände anlagen mag vieles als funktionierend erscheinen. Ich bleibe jedenfalls bei meiner Warnung. Gestern habe ich es geschafft mit einem Power-MOSFET (habe leider den Typen vergessen, war ne lange B....-Nummer) und einem Präzisions-OPV(LT1007A) einen Widerstand von 1 KOhm auf fast 1 ppm genau hinzubekommen. Somit einen sogar nur mA-kleinen Strom exakt zu regeln. Aber das mit meiner Schaltung (Keine Kondensatoren/Bipolar-Gatestromtreiber), nicht mit der ELV-Schaltung. Bei kleinen Strömen "flippen" manche MOSFETs hingegen komplett aus (das schwingt dann nicht nur sondern geht Richtung Zufallsverhalten, mit gernae auch mal einigen Ampere statt mA). Ich warde mal eine Liste von MOSFETs hier reinstellen die funktionieren. Gut: IRF510 (sicher auch BUZ11) Mittel/Akzeptabel: IRF530 Schlecht/Unbrauchbar: IRF530N, IRF540N, IRFP250, IRF3505, viele weitere...
Achso, ja was meint Frank damit: akzeptables Überschwingen: +/- 50% Einschwingen für 5 maximal 10 Mikrosekunden Ich hatte auch einen Infineon OptiMOS getestet mit 0% Überschwingen (ist aber ein Mittelleistungstyp gewesen) nicht akzeptables Überschwingen: x-faches Überschwingen (z.B. 3-/5-/20-fach vom Sollwert) Schwingen: Statt z.B. den Strom auf konstant 4 Ampere zu reglen, schwingt der Strom zwischen 0 und 8 Ampere (oder auch 1 und 7 Ampere).
Angehängte Dateien:
-
EL.PNG
73 KB
Ok dann werfe ich auch mal eine Schaltung in den Raum. Von dieser habe ich 6 Stück parallel geschaltet und damit bisher maximal 36V/10A "verbraten". Der Sollstrom wird am Eingang "I-Soll" mit 0.46V/A eingestellt. Auch das ist prinzipiell eine ELV-Schaltung: die Endstufe der EL9000 aber mit anderem FET.
Frank schrieb: > Das zweite Problem ist das Schwingen, was sicher mit den Kapazitäten zu > tun hat liest bitte, was Arno oben geschrieben hat. Frank schrieb: > Schlecht/Unbrauchbar: IRF530N, IRF540N, IRFP250, IRF3505, viele > weitere... In meinem LNT sitzen ein IRFP450 (der Bruder von IRFP 250) und ein schneller OPV, liefert 0,1 mA - 4A ohne Schwingung. Frank schrieb: > Schwingen: > Statt z.B. den Strom auf konstant 4 Ampere zu reglen, schwingt der Strom > zwischen 0 und 8 Ampere (oder auch 1 und 7 Ampere). Das ist in der Tat sehr heftig, wie hast du's geschafft?
Also mit dem passenden Hühnerfutter bekommt man wahrscheinlich jede Stromsenke zum Schwingen. Das ist halt die Kunst an der Sache das Hühnerfutter so auszulegen, dass der ganze Spass nicht schwingt.
Harry schrieb: > Ok dann werfe ich auch mal eine Schaltung in den Raum. Na ja, durch einen ungeeigneten OpAmp, der erst am 3V messen kann und zu schwach ist und bei kapazitiven instabil ist, handelt man sich eine negative Versorgungsspannung ein und die beiden Transistoren als Treiber. Manche Bauteile (1nF, BAT85) sehen eher hingefrickelt aus, damit es doch irgendwie läuft. Also mit besser ausgesuchten Bauteilen wird die Schaltung pübersichtlicher und vermutlich besser. Zumal die Parallelschaltung von identischen Reglern immer ein Stabilitätsproblem ist: Der eine regelt rauf, der andere gleich schnell runter, so spielen die sich munter den Ball gegenseitig zu. Auch der IRF3205 hat keine DC Kurve im SOA Diagramm, ist also für lineare Anwendungen eher nicht gebaut.
Angehängte Dateien:
So sieht es übrigens aus mit angeschlossenem 3s LiPo und 10A Sollwert über einen Funktionsgenerator auf den Steuereingang des Lastteils. Gelb ist das Eingangssignal 0 auf 4V Blau ist Sense am Shunt Lila ist das Ansteuersignal am Gate
Angehängte Dateien:
Hier mit anderer zeitlicher und Sense Auflösung. Kein Überschwingen, für mich sieht das ganz gut aus. Strombereich ist 0,1 bis 10A je Modul, für hier auf 10A aufgesteuert...
Also mir würde das auch genügen, schaut nicht so verkehrt aus, Dirk.
Dirk S. schrieb: > Kein Überschwingen, für mich sieht das ganz gut aus. Strombereich ist > 0,1 bis 10A je Modul, für hier auf 10A aufgesteuert... Das sieht sehr gut aus für ne elktr. Last. Hast du zufällig nen IRF3205 da?
Ich vermute, dass deine "ausflippenden MOSFETs" ihr Problem in der Regelung mit dem OpAmp haben, z.B. wegen der Rückkopplungskapazität. Diese musst du eben zusammen mit ggf. einem Widerstand in Reihe an jeden FET neu anpassen, ist auch abhängig vom OpAmp. Ich halte die Aussage, dass manche FETs garnicht für den linearen Betrieb gedacht sind für etwas bedenklich, es ist eher eine Kombination aus Verlustleistung und Uds, die eben die ungleichmäßige Erwärmung verursacht. Auf meinem Labortisch steht derzeit eine Stromsenke von 0..100mA, die selbst 1µA auf besser 10% einstellt, ab 10µA 1% Genauigkeit unterschreitet und einen Sprung von 0..100mA in 5µS zu 99% abgeschlossen hat, ohne Überschwinger. Die ersten Versuche hatten alle Schwingneigungen oder waren zu langsam. Simulieren hilft etwas, aber am Ende muss das doch einmal komplett aufgebaut werden und die Bauteile nochmal angepasst werden.
Kevin schrieb: > Simulieren hilft etwas, aber am > Ende muss das doch einmal komplett aufgebaut werden und die Bauteile > nochmal angepasst werden. Das sehe ich ähnlich: Simulieren kann dir erstmal die Richtung zeigen, Feintuning mach ich immer an der realen Schaltung.
Ich habe jetzt die Ursache für das Schwingen ermittelt, denke ich. Da dieses Problem nur mit bestimmten MOSFETs auftritt und gerade die neueren mit ihren hohen Kapazitäten dieses Problem verursachen, war der MOSFET die logische Ursache. Der MOSFET ist auch das Problem. Ich konnte das auch erfolgreich kompensieren mit einer Schaltung die die Eingangsspannungsänderung eingekoppelt hat. Allerdings bleibt da die OPV-Abhängigkeit und ich weiß nun, warum manche OPVs besser funktionieren als andere. Die Ursache ist der differentielle Eingangswiderstand. Dadurch fließt bei schneller Spannungsänderung am V+ - Eingang des OPVs kurzeitig ein Strom von bis zu 20-300(!) Mikroampere. Nimmt man einen OPV mit großem differentiellen Eingangswiderstand kann man das auf unter +/-1 Mikroampere drücken und es gibt kein Schwingen mehr. Die Eingangsspannung macht einen Sprung, der OPV hat da noch nicht geregelt. Dadurch gibt es eine Eingangsspannungsdifferenz am OPV und somit am differentiellen Widerstand einen Stromfluß. Leider wird dieser Parameter in Datenblättern gern auch mal verschwiegen (bzw. die wenigsten weisen diesen aus). Dieser Stromfluß erzeugt mit dem Spannungsteilerwiderstand eine Fehlspannung die der OPV durch eine Falschregelung zu kompensieren versucht. Der OPV kann diese Spannung allerdings gar nicht kontrollieren, deshalb die Falschregelung. Die Spannung ist dann weg und der OPV regelt zurück. Wenn nun der MOSFET mit seiner Eingangskapazität eine zu große Phasenverschiebung dabei verursacht, kommt es zum Schwingen. Das Problem tritt also nur bei Konstantwiderstandsregelung auf. Somit konnte ich nun den IRF530N und IRFP260N schwingfrei betreiben (OPV=LTC1052). Wobei IRF530 besser als IRF530N besser als IRFP260N ist. Ein Problem weniger. Trotzdem verursachen alle neueren MOSFETs (IRF530N, IRFP260N, der IRF530 hat akzeptables Überschwingen) dieses extreme Überschwingen bei Pulsansteuerung. Vmtl. blockiert hier die hohe Kapazität der neueren MOSFETs eine ausreichend schnelle Regelung. Dafür spricht auch, daß der Gatetreiber zumindest Linderung brachte, bzw. bei Verwendung eines MOSFETs (siehe von mir oben als gut gelistete Typen) mit kleiner Gatekapazität gab es auch kein Problem (zudem auch kaum Phasendrehung und deshalb Schwingen via dem differentiellen OPV-Widerstand. @Kevin Das sind recht einfache Anforderungen. Ich betreibe die elektronische Last als Konstantwiderstand (von 10 Ohm), das ist deutlich schwieriger, als der Betrieb als Konstantstromsenke. Zusätzlich wird die Last mit einem Rechteckgenerator (1 kHz) angesteuert der eine Quelle zwischen 0Volt und 44 Volt draufschaltet. Dabei habe ich Anstiegsgeschwindigkeiten von bis zu 100+V/us. Dabei kommt es zu einem Überschwingen auf 32,76 Ampere (statt ca. 4,35 Ampere) für ca. 20 ns und einem Überschwingen von ca. 1,2 us. Meine Regelung ist nach ca. 5 us genau, also ungefähr genauso schnell wie bei Dir. Erschwerend kommt noch hinzu, daß die Spannungsquelle bei diesen Strömen durch den Innenwiderstand (und wohl auch Kabel) von ca. 44 Volt auf ca. 43,5 Volt einbricht, was die Regelung zusätzlich kompensieren muß. Steuer ich das ganze mit Sinus an habe ich jedenfalls kein Problem. Nicht mal meßbare Verzerrung oder Verzögerung. Wenn ich die Schaltung mit Trimmer kalibriere wird der Widerstand auch auf ca. 1 ppm (0,0001%) genau gehalten. Also auch genau wie bei Dir, habe nur einen Präzisionsteiler 1:100 verwendet mit Trimmerkorrektur für den Absolutwert. Nur eben im Einschaltmoment da "flippen manche MOSFETs aus". Ok mit der neuen Schaltung komme ich selbst kalibriert nur noch auf bestenfalls 0,03%, denke da geht mir irgendwo Strom "verloren". Wo weiß ich noch nicht. Wenn ich die Last auf Stromregelung habe und von 2,5 auf 5 Ampere wechsle, dann habe ich auch nicht diese Spitzenströme beim Einschwingen, selbst mit den problematischen MOSFETs. Das Problem ist die Eingangsregelung. Hast Du diese denn bei Deiner elektronischen Last schon jemals gemessen? Ich habe jedenfalls schon einen gefunden, der hat sich mit so einer ELV-Typ Last sein Labornetzteil zerschossen. Hier mein Tip: Erst Labornetzteil einschalten und dann erst die elektronische Last, nicht umgekehrt! Abgesehen davon, was verwendest Du an OPV und MOSFET? Falls BUZ10, BUZ11, BUZ71 o.ä. dann liegt es am MOSFET. Diese Typen machen keine Probleme. Ich brauche aber welche mit Uds >= 200Volt. z.B. den IRFP260N. Final soll das Gerät 2 * 500 Watt verbraten (aufgeteilt auf ca. 10-20 MOSFETs). Ursprünglich wollte ich das mit 20 10-Ohm/50-Watt Widerständen machen, aber da sind die Einstellmöglichkeiten recht begrenzt. Dafür haben die keine derartigen Stromspitzen... Wie bereits gesagt, Bipolarleistungstransistoren arbeiten bei gleicher Ansteuerschaltung einwandfrei, sind aber v.a. beim Ausschalten etwas träge, so daß es da auch zu Widerstandsfehlern kommt. @Harry Ja das ist die ELV-Schaltung. Und schon mal vermessen? Ich meine die Eingangsspannung mal im Rechteck draufgeschaltet und das Ergebnis mit dem Oszilloskop angesehen? Warum diese nicht schwingt wissen wir auch mittlerweile: Der OPV TL071 besitzt JFET-Transistoren am Eingang und hat dadurch einen hohen differentiellen Eingangswiderstand. Nur deshalb geht der IRF3205. Setz mal einen rein bipolaren OPV ein (obwohl auch da gibt es ein paar Typen mit hohem differentiellen Eingangswiderstand z.B. OPA277) ... Die BAT85 in Deiner Schaltung ist äußerst seltsam. Diese Diode sollte in halbwegs normalen Betrieb niemals durchsteuern (nur, wenn der MOSFET durchgebrannt ist und der OPV auch). Und wenn sie es doch mal täte röstet sie Deinen MOSFET. Der Leckstrom hilft auch nicht und die Sperrschichtkapazität erscheint mir auch sinnlos, zumal sie ja auch noch mit dem 470pF parallel ist. Was soll die Diode machen? @Dirk S. Der genaue MOSFET-Typ spielt wohl kaum eine Rolle, wenn es ein neuerer ist mit hoher Kapazität verhalten sich alle recht gleich schlecht, so wie Dein IRF3205. Wichtig ist die Kapazität. Fehlt ab und zu im Datenblatt kann man aber auch an den Schaltzeiten ablesen. Die alten liegen bei ca. 10 ns, die neuen gehen auf die 100+ ns zu. Je langsamer der MOSFET schaltet, desto schlechter ist er für die Linearregelung. Nicht wegen der Schaltzeit selbst, sondern wegen der Kapazität. Wegen der Oszilloskopbilder. Was machst Du da genau? Es klingt so, als würdest Du den Konstantstrom ein und ausschalten mit einem Signalgenerator. In dieser Betriebsweise schaut das bei mir genauso aus wie bei Dir (mit IRFP260 oder IRF530N also den problematischen). Daher gehe ich davon aus, daß Deine Schaltung die genau gleichen Probleme hat. @Allgemein Ich habe auch mal einen Stromspiegel mit Kaskode mit 3*IRFP260N aufgebaut. Der hat trotz der Bauteileabweichungen super funktioniert ohne Schwingen und Alles. Allerdings funktioniert das wegen der notwenigen Gatespannungen erst ab ca. 10-15 Volt (darunter macht der Spiegel einfach zu und man kommt auf unendlich Ohm statt 10 Ohm), was mich nicht befriedigt hat. Deshalb habe ich diesen Ansatz wieder verworfen. Funktioniert aber für höhere Spannungen, auch beim Rechteckbetrieb. > In meinem LNT sitzen ein IRFP450 (der Bruder von IRFP 250) und ein > schneller OPV, liefert 0,1 mA - 4A ohne Schwingung. Ja liegt am OPV wie wir nun wissen. Welchen hast Du? Vmtl. ein CMOS oder JFET? Bisher hat jeder, der hier gemeint hat "meine Schaltung funktioniert ohne Probleme" vmtl. die Probleme noch gar nicht erkannt. Jedenfalls scheint das noch niemand ausgemessen zu haben. Bzw. die meisten scheinen die elektronische Last nur als Konstantstromsenke an einer Konstantspannung zu betreiben. Wie ich schon schrieb, in solch trivialen Anwendungsfällen tritt das Problem nur beim Ein-/Aus-schalten auf. Könnte dabei aber auch alles mögliche beschädigen (beim Ein-/Ausschalten). Will heißen Eure Schaltungen regeln zwar Stromsprünge an Konstantspannung gut, aber nicht einen konstanten Strom bei Spannungsänderungen. Jedenfalls nicht bei Spannungsänderungen, die mit ca. >0,3 Volt/Mikrosekunde kommen. Oh hab grad mal testweise die Spannung von 44 Volt auf 12 Volt mit ungefähr -1 Volt/Mikrosekunde runtergeschaltet. Statt 1,2 Ampere bei 12 Volt kam aber 0 Ampere raus! Ohohoh, das ganze ist ja noch viel schlimmer. Da ist schon das nächste Problem. Bisher habe ich die Eingangsspannung schneller geschaltet, als die Regelung regeln kann. Wenn ich jetzt langsamer schalte, kommt die Regelung mit und knallt den MOSFET erst mal aus, bis sie merkt daß er aus ist. Wahrscheinlich ist das Fehlverhalten dieser Schaltung völlig unberechenbar, je nachdem wie schnell sich die Eingangsspannung ändert, wie hoch sie ist, welcher Strom fließt und wie fehlerhaft der MOSFET in seinem Verhalten ist. Wenn jemand mal seine Schaltung messen würde (Eingangsspannung hart geschaltet von Spannung x auf Spannung y (0V auf 10 Volt, oder 3 Volt auf 7 Volt, jedenfalls von kleinerer auf größere Spannung und zurück) und einen neueren MOSFET verwendet, dann gerne hier. Der, der keine Stromspitzen oder anderes Fehlverhalten hat, hat wohl die "Gewinnerschaltung", aber jedenfalls nicht die ELV-Schaltung. Ein mechanischer Schalter reicht vielleicht, die Anstiegsgeschwindigkeit muß allerdings ca. 0,3 Volt/Mikrosekunde überschreiten (bei IRFP260N), besser mehr, vmtl. aber auch bei weniger. Zwischen Quelle und Last einfach einen MOSFET und dann von x auf y schalten (schalten tun sie ja alle gut). Mit Trapez kann man die Anstiegsgeschwindigkeit einstellen/reduzieren (probieren und nachmessen). Mir schwant Böses wenn ich an den 100/470 pF Kondensator in der ELV Schaltung denke. Die haben vmtl. bei einer Kombination (untere Schaltspannung, obere Schaltspannung, Spannungsanstiegsgeschwindigkeit) getestet und die Kondensatoren haben genau für dieses Meßszenario "zufällig" funktioniert (bzw. wurden nur genau zur Kompensation dieses Szenarios ermittelt). Ich wird mir mal BUZ bestellen, das möchte ich mal ausprobieren.
Hi Frank, ich benutze keinen IRF in meiner Schaltung (wie oben bereits erwähnt). Dein Problem kann ich nicht ganz nachvollziehen. Wenn ein Sollstrom eingestellt der nicht erreicht werden kann wird der FET aufgesteuert. Dann ist der maximale Strom nur ueber Rdon und den Shunt begrenzt. Wird die Spannung schlagartig erhöht, dann kann ein Überschreiten des Sollwertes eigentlich niemals ganz verhindert werden. Auf meinem ersten Screenshot vom 7.6. sieht man das doch auch. Die Versuche habe ich nur mit dem Lastteil ohne die Ansteuerplatine gemacht. Mit einem 0-4V Signal wird ein Sollstrom von 0-10A eingestellt. Dann habe ich bei 4V auf dem Steueringang einen dreizelligen LiPo angesteckt und bekomme eine Stromspitze von etwa 150A und dann geht es ohne Schwingen auf die 10A runter. Alles kein Problem, die Schaltung bleibt heil. Falls deutlich mehr verlangt wird, dann ist eine solche simple Schaltung bestimmt nicht das Richtige. Es wird schon einen Grund haben warum professionelle Stromsenke derartig teuer sind...
Dirk S. schrieb: > Hi Frank, > > ich benutze keinen IRF in meiner Schaltung (wie oben bereits erwähnt). > > Dein Problem kann ich nicht ganz nachvollziehen. Wenn ein Sollstrom > eingestellt der nicht erreicht werden kann wird der FET aufgesteuert. > Dann ist der maximale Strom nur ueber Rdon und den Shunt begrenzt. Wird > die Spannung schlagartig erhöht, dann kann ein Überschreiten des > Sollwertes eigentlich niemals ganz verhindert werden. Ich kann das entweder mit a) einem Bipolartransistor, oder b) mit einem gutmütigen MOSFET + Treiberschaltung. Diese Stromspitzen sind also kein Muß. > Auf meinem ersten Screenshot vom 7.6. sieht man das doch auch. Die > Versuche habe ich nur mit dem Lastteil ohne die Ansteuerplatine gemacht. > Mit einem 0-4V Signal wird ein Sollstrom von 0-10A eingestellt. Dann > habe ich bei 4V auf dem Steueringang einen dreizelligen LiPo angesteckt > und bekomme eine Stromspitze von etwa 150A und dann geht es ohne > Schwingen auf die 10A runter. Ja genau das von mir beschriebene Problem (bei mir 24-115 Ampere). Um diese Stromspitzen geht es mir. Die sollten nicht da sein, ist aber sehr abhängig von der Schaltung und vom MOSFET. Das kurze Einschwingen gibt es nur im Konstant-R-Betrieb, bei Konstant-I ist es schnell rauf auf Peak und dann langsamer runter auf Sollwert. > Alles kein Problem, die Schaltung bleibt heil. Der Elektronischen Last macht das nichts, aber dem was die Last treibt, denn das ist selten für so hohe Ströme spezifiziert. Gut Akkus sind da sicherlich sehr robust diesbezüglich. >Falls deutlich mehr > verlangt wird, dann ist eine solche simple Schaltung bestimmt nicht das > Richtige. Es wird schon einen Grund haben warum professionelle > Stromsenke derartig teuer sind... Vmtl., aber eigentlich brauche ich für meine Anwendungen dieses, weil ich genau mit variabler Spannung zu tun habe und einen konstanten Widerstand brauche. Klar daß ich nicht so viel Geld ausgeben will und außerdem macht so ein Projekt ja auch Spaß. Und diejenigen, die diese einfache Schaltung haben, sollten im Hinterkopf behalten, daß es da ein paar Dinge gibt, die diese nicht so gut kann, um Schaden zu vermeiden. Hat jemand eine Schaltung einer "professionellen" Last? Oder so eine "professionelle" Last und kann ev. sogar ein Bild vom Innenleben machen? Bei dem c't Projekt haben sie das Problem teilweise so umgangen, daß der MOSFET rein digital geregelt wird (also MCU steuert aus U-Ist und I-Ist den I-Soll). Ich möchte meine zwar auch digital steuern, aber die Regelung analog halten, weil das schneller und genauer ist.
Okay ich habe es gelöst. Die Schaltung ist zwar jetzt sehr aufwendig geworden, allein schon an der Bauteileanzahl, aber sie funktioniert in jeder Betriebsart mit jeder Störgröße sehr gut (übrigens ist kein einziger Kondensator (exkls. Stützkondensatoren) enthalten ... Gruß an ELV ...). Selbst bei der schlimmsten Anstiegsgeschwindigkeit der anliegenden Spannung (>100V/us) gibt es nur bis 11% Überschwingen für 300 ns. MOSFETs kann man beliebig austauschen, ohne daß es Probleme gibt. OPV ist auch völlig unkritisch (die Einschränkung siehe oben bzgl. differentiellem Widerstand hat sich nun auch erledigt) und kann man praktisch frei auswählen. Die ganze Arbeit wird jetzt von einer diskreten Schaltung erledigt. Ich bin erleichtert, das war verdammt viel Anstrengung und Arbeit. Ich habe es gleich am Anfang erkannt, die ELV-Schaltung ist einfach nur totaler Schrott. Ich hab sie zwar nicht mit dem BUZ ausprobiert, aber ich wette alles, daß sie selbst mit dem BUZ schlechtes Verhalten bei bestimmten Bedingungen zeigt. Ich wiederhole deshalb meine Warnung/Ratschläge: Erst Gleichspannung an die elektronische Last anlegen, dann erst die elektronische Last einschalten. Nur an (ca.)-Konstantspannung betreiben und den Konstantwiderstandsbetrieb möglichst vermeiden, Dann gibt es auch keine Probleme/Gefährdung angeschlossener Geräte bei den ELV-Typ Schaltungen.
Hi Frank, und zeigst Du uns Deine Schaltung auch? Würde mich ziemlich interessieren. Gruesse Dirk
Frank schrieb: > Die ganze Arbeit wird jetzt von einer diskreten Schaltung erledigt So zu sagen: Treiberstufe... Tany schrieb: > was glaubst du, warum die aktuelle Treiber einige Ampere liefern? Gratuliere, bist auf Spur gekommen. Frank schrieb: > Ich wiederhole deshalb meine Warnung/Ratschläge: > Erst Gleichspannung an die elektronische Last anlegen, dann erst die > elektronische Last einschalten Die Schaltung von ELV funktioniert als elektronische. und reine Ohm'sche Last. War auch so gewollt!
Dummie schrieb: > Ja und wo ist sie? Wahrscheinlich hat er sich was Fertiges gekauft, eine black box.
MaWin schrieb: > Taugt nichts. > Einer der MOSFETs hat eine niedrigere Schwellspannung Uth, > und wird als erster elieten und fast den ganzen Strom übernehmen. Sieht so aus als ob es doch irgendwie geht: Power MOSFET is core of regulated-dc electronic load http://m.eet.com/media/1130553/13338-31705di.pdf
Oleg Ayranov schrieb: > Sieht so aus als ob es doch irgendwie geht: > > Power MOSFET is core of regulated-dc electronic load Geht nur, wenn man Glück hat: - Beide MOSFETs müssen nahe 99% identisch sein. - Beide thermisch eng miteinander verbunden. sonst bekommt einer immer mehr und der andere weniger und führt dazu, daß zuerst einer stirbt, der andere hinterher!
Hallo allerseits, der letzte Beitrag ist zwar schon über ein Jahr her aber ich interessiere mich (immer noch) für die elekt. Last. Das von Frank beschriebe Verhalten mit den Schwingen hatte ich damals auch in meinem Versuchsaufbau. Anschließend hatte ich verschiedene MOSFETS mit unterschiedliche Gate-Kapazitäten versucht. Auch das manche FETS in der Schaltung zu schwingen neigen, andere wieder nicht, wurde bereits beschrieben und war bei mir auch so. Da ich nun aktuell das Projekt wieder rausgesucht habe, wollte ich fragen, ob Frank "seine" Schaltung jemals vorgestellt hat? Direkt kontaktieren kann man Ihn ja leider nicht... Gruß Kay
Hallo zusammen auch ich greife das Thema auf - zum Tausendsten mal :-) Zu dem Thema wurde in diesem Forum ja schon eine Unmenge geschrieben .. .. und vor allem viel theoretisiert. Meine Anwendung ist simpel: Akkus testen. Dementsprechend suche ich eine möglichst einfache und doch funktionierende Schaltung, um Ströme zwischen 100mA und 10A vorzugeben. Interpretiere ich das richtig, dass wir in diesem Thread drei Schaltungen haben, welche in der Praxis erfolgreich eingesetzt wurden? 1. Variante_1 von ELV aus dem Startbeitrag Beitrag "Elektronische Last mit 2 MOSFETs" 2. Variante von fusebit: Beitrag "Re: Elektronische Last mit 2 MOSFETs" 3. Variante von Harry: Beitrag "Re: Elektronische Last mit 2 MOSFETs" (benötigt offenbar symmetrische Spannungsversorgung des OpAmp). Wer hat welche Variante erfolgreich im Einsatz oder allenfalls sogar eine einfachere? Danke im Voraus! -Didix
Im Prinzip reicht die Variante aus dem ELV link - zumindest für einen MOSFET. Für 2 MOSFETs braucht man zumindest separate Source-Widerstände - dann klappt es so ähnlich wie dort angedeutet, mit mitteln des Stromes. Wenn die Widerstände genügend groß sind geht es auch ohne separate OPs. Ob man einen +- Versorgung benötigt, hängt von den verwendeten OPs ab. Der Rest der Schaltung braucht das eher nicht. Die 3. Variante mit extra Gate-treiber wäre ggf. etwas, wenn es besonders schnell sein soll. Als eine weitere Variante gäbe es noch 2 MOSFETs als Kaskode (d.h. in Reihe) geschaltet - findet man selten, hat aber auch was für sich. In allen 3 Beispielen wird auch ohne Spannung die Gate Spannung recht hoch und entsprechend kann ein heftiger Einschaltpuls entstehen, wenn die externe Quelle erst später angelegt wird.
Angehängte Dateien:
Ich habe meine Variante regelmäßig im Einsatz. Vorwiegend zum testen von LiPo-Akkus. Für 10A reicht ein MOSFET aus, ich habe vier m Einsatz, damit sind 40A kein Problem, die Dauerleistung liegt bei 200W. Weiter oben sind auch die Bildschirmfotos von den Versuchen ein 3s LiPo bei aufgesteuertem Gate anzuschließen. Das hat die Schaltung schadlos überstanden.
@ Dirk S. (fusebit) >Ich habe meine Variante regelmäßig im Einsatz. Vorwiegend zum testen von >LiPo-Akkus. Für 10A reicht ein MOSFET aus, ich habe vier m Einsatz, >damit sind 40A kein Problem, die Dauerleistung liegt bei 200W. Ja, bei vielleicht 10V, aber kaum bei 100V.
Falk B. schrieb: > Ja, bei vielleicht 10V, aber kaum bei 100V Was soll das Gemaule? Ich habe überhaupt nirgends etwas von 100V geschrieben! Bei mir ist eine 47V TVS verbaut, das reicht um 8s LiPo Batterien zu testen, mehr brauche ich nicht. Wie kommst Du also auf 100V?
Dirk S. schrieb: > Falk B. schrieb: >> Ja, bei vielleicht 10V, aber kaum bei 100V > > Was soll das Gemaule? > Ich habe überhaupt nirgends etwas von 100V geschrieben! > > Bei mir ist eine 47V TVS verbaut, das reicht um 8s LiPo Batterien zu > testen, mehr brauche ich nicht. Wie kommst Du also auf 100V? Vielleicht wird weiter oben mal als Anforderung 100V angegeben...finde diese Kritik aber auch nOK.
Hi Leute, klar, man kann 100V oder beliebig erweitern. Die Rede hier war: Dirk S. schrieb: > die Dauerleistung liegt bei 200W. und das ist maßgeblich bei E-Last.
@ Dirk S. (fusebit) >> Ja, bei vielleicht 10V, aber kaum bei 100V >Was soll das Gemaule? >Ich habe überhaupt nirgends etwas von 100V geschrieben! Upps, das war ein anderer Thread. Beitrag "Elektronische Last zur Kennlinienaufname eines Solarmoduls"
Hallo Dirk (fusebit) Danke für die Antwort! Ich hab mir Deine Seite angeschaut ( http://www.balsastaub.de/pages/stromsenke.shtml ). Wenn ich den Text richtig interpretiere, dann hat sich Deine Schaltung (Lastteil) verändert. Wäre es möglich, dass Du uns das aktuelle Schaltbild zeigst? -Didix
Angehängte Dateien:
-
Leistungsteil_Rev_5.png
33 KB
Moin Didix, meine Seite ist wirklich alles andere als aktuell :-/ Anbei der Schaltplan der aktuell eingesetzten Version. Grüße Dirk
Danke Dirk! Ich muss vorausschicken, dass ich in der Analogtechnik ein paar Jahrzehnte Pause aufweise. OPs waren zu meiner Zeit grad aufgekommen, aber mit einigen anderen der heute geräuchlichen Komponenten habe ich keinerlei praktische Erfahrung (zB MOSFET und der von Dir benutzten Schutzdiode). Ich versuche mal, ob ich das begriffen hab. Um die an TP5 anliegende Spannung zu bestimmen, misst Du V-Ist über einen 1:20 Teiler (R6 & R12+R5). Angenommen, der ADC verträgt 5V, dann könntest Du somit eine Quelle mit bis zu 100V anlegen. Damit fliesst ein "Fehlerstrom" von 5mA durch den Spannungsteiler. Angenommen, Du willst die Quelle mit 0.1A belasten, dann lieferst Du via I-Soll eine Steuerspannung, welche durch den Shunt einen Strom vom 95mA schickt. Ok? Bei 100mA beträgt der Abfall am Shunt gerade noch 1mV? Die über den Shunt abfallende Spannung verstärkst Du 20x? Frage: Beim Shunt schreibst Du PBV, wofür steht das PBV? Brauch ich die Schutzdiode, wenn ich nur Akkus ausmessen will? Wie ist die Reihenfolge bei der Bedienung: zuerst Akku anhängen und dann Schaltung unter Strom setzen? Oder umgekehrt? Danke für die Nachhilfe :-) -Didi
:
Bearbeitet durch User
Vorneweg muss ich sagen, dass diese Schaltung dazu gedacht ist von einer anderen ADC/DAC-µC Platine angesteuert zu werden. Deshalb gibt es hier keine Einstellpotis etc. Didi G. schrieb: > Danke Dirk! > > Ich muss vorausschicken, dass ich in der Analogtechnik ein paar > Jahrzehnte Pause aufweise. > OPs waren zu meiner Zeit grad aufgekommen, aber mit einigen anderen der > heute geräuchlichen Komponenten habe ich keinerlei praktische Erfahrung > (zB MOSFET und der von Dir benutzten Schutzdiode). > > Ich versuche mal, ob ich das begriffen hab. > Um die an TP5 anliegende Spannung zu bestimmen, misst Du V-Ist über > einen 1:20 Teiler (R6 & R12+R5). > Angenommen, der ADC verträgt 5V, dann könntest Du somit eine Quelle mit > bis zu 100V anlegen. Das macht der MOSFET aber nicht mit! Ich verwende eine 2,048V Referenz. > Damit fliesst ein "Fehlerstrom" von 5mA durch den Spannungsteiler. > Angenommen, Du willst die Quelle mit 0.1A belasten, dann lieferst Du via > I-Soll eine Steuerspannung, > welche durch den Shunt einen Strom vom 95mA schickt. > Ok? Mmmh, ich habe das ehr als Spannungen betrachtet. Der A-OpAmp läuft als Komperator und der B-OpAmp verstärkt den Spannungsabfall. > > Bei 100mA beträgt der Abfall am Shunt gerade noch 1mV? > Die über den Shunt abfallende Spannung verstärkst Du 20x? Der untere Messbereich war für mich nicht ausschlaggebend, aber mit dem verwendeten 12bit ADC kann ich ab 50mA recht brauchbar arbeiten. Unter 500mA ist für mich aber eigentlich unwichtig. Ein niederohmiger Shunt erwärmt sich weniger und driftet daher weniger. > > Frage: Beim Shunt schreibst Du PBV, wofür steht das PBV? Das ist die Typenbezeichnung von der Isabellenhütte. Der Shunt ist das teuerste Bauteil der ganzen Schaltung. Da er aber auch die Genauigkeit diktiert macht er (aus meiner Sicht) schon Sinn. https://www.conrad.de/de/messwiderstand-001-10-w-l-x-b-x-h-22-x-4-x-17-mm-isabellenhuette-pbv-001-1-st-447323.html > > Brauch ich die Schutzdiode, wenn ich nur Akkus ausmessen will? Kann ich nicht sicher beantworten. > > Wie ist die Reihenfolge bei der Bedienung: > zuerst Akku anhängen und dann Schaltung unter Strom setzen? > Oder umgekehrt? Ich habe immer erst die Elektronik in Betrieb. Durch den Sollwertspannungsteiler wird der OpAmp dann auch schön auf 0V gezogen bis ich etwas anderes vorgebe. > > Danke für die Nachhilfe :-) > > -Didi
Steuerplatine: ja, hab ich gesehen. Maximalspannung: da ich nur Akkus entladen will, wird da höchstens mal ein 12V Blei Akku dran kommen. Auf der unteren Seite sollte die Schaltung auch noch bei einer AAA NiMH funktionieren. Also idealerweise bis runter auf 0.8V. Tut sie das? Und dabei natürlich auch bei kleinen Strömen, 50mA ist absolut ok. Danke für den Link zum Messwiderstand! Das mit dem kleinen Drift leuchtet ein. Bei 10A wird doch immerhin ein Watt verbraten. Ich bin mir nicht sicher, wie ich das mit der 2,048V Referenz verstehen soll? Ist das die Referenz, mit der Du die Spannung an TP4 vergleichst? Was heissen würde, dass die Spannung der Quelle nicht grösser als 40V wäre? Das müsste man ja dann auf dem Schaltplan der Kontrolleinheit erkennen können? -Didi
Angehängte Dateien:
-
Stromsenke_Steuerteil.png
120 KB
Also 0,8V sind kein Problem, das geht auch noch tiefer. Wie oben bereits geschrieben brauche ich nicht mehr als 8s LiPo -> etwa 34 Volt. Daher macht es Sinn den Bereich so zu wählen, dass der ADC von 0 bis 100% läuft, sonst verliere ich ja unnötig Auflösung. Anbei die Steuerschaltung.
Angehängte Dateien:
-
ElektronischeLast1.png
8,8 KB -
ElektronischeLast2.png
10 KB
Dirk S. schrieb: > Anbei der Schaltplan der aktuell eingesetzten Version. Leute, wie oft haben wir das schon besprochen. Ich habe mal eine Simulation von Dirks letzter Version angehängt (linkes Bild). Ohne den Filterkondensator C4 am Eingang bekommt die Schaltung die volle Flankensteilheit des Generators und man sieht was die wirklich macht. Erwartungsgemäß schwingt die Schaltung trotz starker Korrektur mit C1 deftig über (~200%). Mit dem Filterkondensator ist die Flankensteilheit am Eingang so gering, dass der Regler noch folgen kann und kein Überschwingen macht, das ist in gewisser Weise aber Selbstbetrug, weil es die dynamische Stabilität der Schaltung und die Reaktion auf Laständerungen nicht verbessert. Die Ursache für das Verhalten ist wie immer das Nichtbeachten der Phasendrehungen und Verstärkungen/Dämpfungen in der Rückkoppelschleife des Regel-OPV. Der MCP6022 ist viel zu schnell für so eine Schaltung. Seine Transitfrequenz von 10MHz führt eben dazu, dass auch Phasendrehungen in der Rückkoppelschleife bis in diesen Bereich für ihn relevant sind. Die entstehen u.a. durch den R3 und die Eingangskapazität des Q1 und nehmen mit der Frequenz zu, und je schneller der OPV ist, desto stärkere Phasendrehungen sieht er. Ein weiterer Punkt ist die zusätzliche Verstärkung in der Rückkoppelschleife des IC2A. Der zweite OPV macht eine Verstärkung von 20, was deutlich über der Dämpfung durch den Shunt mit der Steilheit der Q1 liegt. Damit ist die resultierende Verstärkung in der Rückkoppelschleife >>1, was den Verstärkungs- und Phasenrand erheblich reduziert und die Schwingneigung erhöht. Die Verstärkung des Shuntsignals bringt auch offsetmäßig keine Vorteile, so dass man am besten darauf verzichtet, die Verstärkung auf 1 stellt und den Eingang direkt mit entsprechend kleinen Spannungen steuert. Das ist im rechten Bild gezeigt. Obwohl der MCP6022 nun keine Frequenzgangkorrektur mehr hat und dadurch sehr viel schneller regelt (andere Zeitachse beachten), ist das Überschwingen nur noch ~50%, also 4-mal kleiner als in Dirks Schaltung. Dennoch ist das Verhalten vollkommen inakzeptabel. Wenn man jetzt noch bei ansonsten identischer Dimensionierung einen passenden langsameren OPV einsetzt, ergibt sich ohne jede Frequenzgangkorrektur ein perfektes dynamisches Verhalten, weil der OPV die Phasendrehungen durch Gatewiderstand/Mosfet nicht sehen kann. Obwohl der TLC271L sehr viel langsamer als der MCP6022 ist, bekommt man einen sehr viel einfacheren und sehr viel schnelleren Regler als in Dirks Schaltung.
@ArnoR (Gast) >Obwohl der MCP6022 nun keine Frequenzgangkorrektur mehr hat und dadurch Genau DAS macht man NICHT! Schon gar nicht bei so schnellen OPVs! Dort gehört ein paasend dimensionierter C in die Rückkopplung, und wenn es nur 100pF sind! >Wenn man jetzt noch bei ansonsten identischer Dimensionierung einen >passenden langsameren OPV einsetzt, Warum? Man kann auch schnellere einsetzen, wenn man den Frequnzgang passend kompensiert. > ergibt sich ohne jede >Frequenzgangkorrektur ein perfektes dynamisches Verhalten, Kann es sein, daß du eine Frequenzgangkorrekturphonie hast? ;-) >der TLC271L sehr viel langsamer als der MCP6022 ist, bekommt man einen >sehr viel einfacheren und sehr viel schnelleren Regler als in Dirks >Schaltung. Schön, aber das ist eher Glück denn Verständnis.
Falk B. schrieb: > Genau DAS macht man NICHT! Schon gar nicht bei so schnellen OPVs! > Dort gehört ein paasend dimensionierter C in die Rückkopplung, und wenn > es nur 100pF sind! So kann man das machen, muss man aber nicht. Ich habe bis jetzt jede Schaltung ohne das stabil und schnell bekommen. Falk B. schrieb: > Schön, aber das ist eher Glück denn Verständnis. Das hat überhaupt nichts mit Glück zu tun. Wie sich das prinzipiell verhält, habe ich oben geschrieben und in der Praxis oft genug umgesetzt, sogar in Schaltungen im Amperebereich bis 100MHz. Da kommt man nicht mit Glück hin, sondern muss sogar noch tiefer in die Trickkiste greifen. Und wenn du meinst, dass da was falsch ist dann wäre ich mal auf deine Erklärung (!) gespannt. Wie gewöhnlich wird da aber außer substanzlosem Rumgeschreie nichts von Dir kommen. Falk B. schrieb: > Kann es sein, daß du eine Frequenzgangkorrekturphonie hast? Ja, auch das kommt immer wieder von Dir, als einziges Argument. Das ändert aber nichts daran, dass halt immer wieder die gleichen Fehler gemacht werden, genau wie bei LEDs, Basisvorwiderständen, Glättungselkos, usw.
http://www.analog.com/en/analog-dialogue/articles/ask-the-applications-engineer-25.html Was zum lesen.
ArnoR schrieb: > Und wenn du meinst, dass da was falsch ist dann wäre ich mal auf deine > Erklärung (!) gespannt. Wie gewöhnlich wird da aber außer substanzlosem > Rumgeschreie nichts von Dir kommen. Weiterhin: https://de.wikipedia.org/wiki/Argumentum_ad_hominem
THOR schrieb: > ArnoR schrieb: >> Und wenn du meinst, dass da was falsch ist dann wäre ich mal auf deine >> Erklärung (!) gespannt. Wie gewöhnlich wird da aber außer substanzlosem >> Rumgeschreie nichts von Dir kommen. > > Weiterhin: > https://de.wikipedia.org/wiki/Argumentum_ad_hominem Sascha, da liegst du daneben. Es ist nicht das erste Mal, dass wir zu dem Thema schreiben. Falk hatte immer die Gelegenheit, Argumente vorzubringen. Aber außer dem genannten kam da nichts. Deshalb gehe ich davon aus, dass es jetzt wieder so sein wird.
Angehängte Dateien:
Mag ja sein das die Schaltung nicht optimal ist, bin ja nur Hobbybastler. Allerdings sehe ich in meiner Messung keine große Übereinstimmung mit der Simulation. Die Schaltung wurde dazu mit einem Funktionsgenerator auf 10A-Sollwert aufgesteuert, mit einem 3s LiPo als Stromlieferant. gelb: Sollwertvorgabe blau: Spannungsabfall Shunt magenta: Gate Steuerspannung
:
Bearbeitet durch User
Angehängte Dateien:
-
ElektronischeLast3.png
11 KB
Dirk S. schrieb: > Allerdings sehe ich in meiner Messung keine große Übereinstimmung mit > der Simulation. Weil in der Simu der C4 fehlt. Baut man den wieder ein, so wie bei deiner Messung, passt doch alles, siehe Anhang. Für den Mosfet habe ich behelfsweise 3x IRLZ34 parallel geschaltet, weil ich bei Infineon kein Modell für den SPP80N06 gefunden habe. Daraus kann sich auch noch eine gewisse Differenz ergeben.
Ups, hatte mich oben mit den Kondensatoren verlesen. Scheint als ob sich das einfacher lösen lassen würde. In der jetzigen Beschaltung treten aber auch keine Probleme auf, daher werde ich erstmal nichts ändern. Vielleicht baue ich ja nochmal neue Lastteile, ich wollte auch mal welche mit BJTs bauen (Bitte keine MOSFET/BJT Diskussion starten). Scheint in der Elektronik wie im restlichen Leben zu sein, es gibt oft mehr als eine mögliche Lösung und sehr kontroverse Meinungen dazu...
Nicht gelesen, aber könnte interessant sein. http://cds.linear.com/docs/en/article/WMSstory_From%20EDN%2009-22%20NoAds.pdf
Ich denke auch, dass die gezeigte Frequenzgangkompensation sub-optimal ist. Aber in der Verwendung als Lipo-Entlader dürfte das kaum eine Rolle spielen. Eher die Frage, wieweit sich die Last gleichmäßig auf die FETs aufteilt.
Danish B. schrieb: > Nicht gelesen, aber könnte interessant sein. > > http://cds.linear.com/docs/en/article/WMSstory_From%20EDN%2009-22%20NoAds.pdf Sieht interessant aus. Nur für die Entladung von Akkus vermutlich etwas zu sophisticated, oder? -Didi
:
Bearbeitet durch User
Thread beobachten
Seitenaufteilung abschaltenBitte melde dich an um einen Beitrag zu schreiben. Anmeldung ist kostenlos und dauert nur eine Minute.
Bestehender Account
Schon ein Account bei Google/GoogleMail? Keine Anmeldung erforderlich!
Mit Google-Account einloggen
Mit Google-Account einloggen
Noch kein Account? Hier anmelden.