Liebe DCF Experten, ich habe vor Jahren ein 10 MHz DCF77 Frequenznormal gebaut. Ziemlich klassischer Aufbau, Geradeausempfänger mit Quarzfiltern und AGC, 10 MHz VCXO, PLL Chip NJ8820 von Plessey. Wenn ich die Ferritantenne um 180 Grad drehe, erzeuge ich - neben dem kurzzeitgen Pegeleinbruch - einen 180 Grad Phasensprung des Empfangssignals. Die PLL des Frequenznormals reagiert auf diesen Phasensprung in der Art, das stets beim Drehen der Antenne die Abstimmspannung zunächst ansteigt und dann wieder auf den alten Wert runterregelt. Es passiert nie, daß die Spannung zunächst sinkt und dann wieder auf den alten Wert hochregelt. Woran kann das liegen? Der Empfänger enthält zwei Quarzfilter für 77,5 kHz, die Durchlaßkurve ist bei -10 dB ca 10 Hz breit. Die Weitabselektion ist über 80 dB, weil die Halterkapazität der Quarze kompensiert ist. Der Empfänger hat eine Amplitudenregelung über 80 dB Pegelbereich, mit etwa 0,2 s Regelzeitkonstante, so daß die Sekundenpulse nur leichtausgeregelt werden. Die PLL mit NJ8820 von Plessey macht den Phasenvergleich auf 2,5 kHz. Das Eingangssignal für die PLL habe ich versuchsweise mit einem dritten Quarzfilter (B < 1Hz) gefiltert und im Pegel begrenzt, das brachte keine Veränderung des Verhaltens. Das Problem tritt mit dem analogen Sample & Hold Phasendetektor auf, der zweite Phasendetektor PDB des NJ8820 spielt für das merkwürdige Verhalten keine Rolle. Der Lockdetect der PLL bleibt gelockt, auch bei Drehen der Antenne. Ich muß schon mehrfach hintereinander die Antenne drehen, damit der Phasenfehler zu Unlock führt. Ein Problem von mangelnder Signalamplitude beim Drehen der Antenne liegt nicht vor, das Signal hinter den Quarzfiltern und dem Begrenzer bricht nicht nennenswert ein beim Drehen der Antenne. Hat einer eine Idee, weshalb die PLL auf den Phasensprung immer zunächst mit ansteigender Frequenz reagiert? Kann das Schieflage der Quarzfilter sein?
Hallo, eine der relevanten Stellen im Dalba ist wohl diese hier: "PDA Pin1 Analog output from the sample and hold phase comparator for use as a ‘fine’ error signal. Output at (VDD2VSS)/2 when the system is in lock. Voltage increases as fv phase lead increases; voltage decreases as fr phase lead increases. Output is linear over only a narrow phase window, determined by gain (programmed by RB)" Schätzungsweise wird bei einem 180°-Phasensprung der "feine" und lineare Bereich verlassen und der Sprung wirkt wie eine Erhöhung der Frequenz. mfg
:
Bearbeitet durch User
Mal ganz dumm: Ob Anstieg oder Abfall der Regelspannung hängt vielleicht davon ab, ob der Quarz schneller oder langsamer als die Nominalfrequenz schwingt.
Detailierter: Bei der Null-Grad-Stellung ist das Signal für einen Bruchteil (praktisch unsichtbar) einer Sekunde zu schwach. Während dieser Zeit entsteht ein Phasenfehler. Sobald das Signal wieder stark genug ist, wird der Fehler langsam (deshalb sichtbar) ausgeglichen.
Seit einigen Jahren beobachte ich immer mehr nicht funktionierende DCF Empfänger. Ein Blick auf einen Spektrum Analyzer zeigt dir auch warum das so ist.
Christian M. schrieb: > Seit einigen Jahren beobachte ich immer mehr nicht funktionierende DCF > Empfänger. Ein Blick auf einen Spektrum Analyzer zeigt dir auch warum > das so ist. Wärest Du so freundlich, uns normale Dummbattel ohne Spektrumanalysator darüber aufzuklären? Ich habe inzwischen 3 Funkuhren, die ab und an die falsche Zeit anzeigen und wüßte schon gern, woran das liegt. Gruß Klaus (der soundsovielte)
Klaus S. schrieb: > Wärest Du so freundlich, uns normale Dummbattel ohne Spektrumanalysator > darüber aufzuklären? Auch ein Langwellenradio zeigt Dir den Grund, nein, besser gesagt Du hörst es. Die Oberwellen der allgegenwärtigen SNT-Pest versauen komplett - wie hieß es doch ehemals so schön - den Äther.
Martin H. schrieb: > Die Oberwellen der allgegenwärtigen SNT-Pest versauen komplett > - wie hieß es doch ehemals so schön - den Äther Das war schnell Danke! Gruß Klaus (der soundsovielte)
Christian M. schrieb: > Ein Blick auf einen Spektrum Analyzer zeigt dir auch warum > das so ist. Ursprünglich wollte jemand wissen, warum seine PLL immer nach oben heraus regelt, wenn es einen provozierten Phasensprung auszuregeln gibt. mfg
Danke für die zahlreichen Antworten. Das Datenblatt habe ich beachtet, der Programming Resistor ist 20 MOhm, das Phasenfenster damit groß genug: K-PHI ist 2,73 Volt / rad. Ich kann für 4,5V also 2 rad Phasenfehler linear verarbeiten. Weil die 77,5 kHz mit Teilerfaktor 31 davor runtergeteilt werden ist der erlaubte Phasenhub auf 77,5 kHz 31 mal größer = 62 rad = +- 31 rad. 1 rad = 180 Grad / Pi = 57 Grad. Ich kann den Ferritstab also rechnerisch 9 mal rumdrehen, bis der Phasendetektor ausrastet. Praktisch taugt der Detektor nicht ganz so viel und ist nicht 4,5 V aussteuerbar bis Unlock kommt. Die große Reserve wollte ich haben, damit auch bei schlecht Wetter, Störungen und Abendfading die PLL nicht gleich ausrastet. Verhält sich denn bei Euren DCF-Normalen die PLL auch so "einseitig"?
Christian S. schrieb: > Ursprünglich wollte jemand wissen, warum seine PLL immer nach oben > heraus regelt, wenn es einen provozierten Phasensprung auszuregeln gibt. Wenn der Phasensprung 180° ist, dann ist es theoretisch egal, ob man nun rechts herum oder links herum zum neuen Ziel hinfährt. Der verwendete PLL Schaltkreis macht's eben so herum. Darum. W.S.
Martin H. schrieb: > Klaus S. schrieb: >> Wärest Du so freundlich, uns normale Dummbattel ohne Spektrumanalysator >> darüber aufzuklären? > > Auch ein Langwellenradio zeigt Dir den Grund, nein, besser gesagt Du > hörst es. Die Oberwellen der allgegenwärtigen SNT-Pest versauen komplett > - wie hieß es doch ehemals so schön - den Äther. Aber die Störungen kommen doch immer bei vielfachen oder so zustande, und nicht bei Teilen davon, oder hab ich was falsch verstanden? (Oberwellen). Haben SNT nicht mehr als 77kHz?
:
Bearbeitet durch User
Jens B. schrieb: > Haben SNT nicht mehr als 77kHz? Von 20 kHz bis ca. 500 kHz ist da alles dabei. Seit neuestem werden auch Schaltregler-IC mit Frequenzen bis 1 MHz beworben.
Frank schrieb: > Wenn ich die Ferritantenne um 180 > Grad drehe, Wird beim Drehen die Antenne mit der Hand berührt? Wenn ja, sorgt das vielleicht für Verstimmung...
Beim Drehen der Antenne gibts auch eine Verstimmung. Der Pegel der Antenne ändert sich aber vor allem durch die Bewegung über den Nulldurchgang um zig dB. Die Phase kann theoretisch nur 0 oder 180 Grad rauskommen. Meine PLL bekommt davon alles nur sehr sehr gedämpft mit, weil die Quarzfilter mit ihrer schmalen Bandbreite lange nachklingeln. Vor allem mit dem dritten Hilfsfilter und dem Begrenzer ist die AM beim Drehen der Antenne komplett weg.
Frank H. schrieb: > ...Ich > kann den Ferritstab also rechnerisch 9 mal rumdrehen, bis der > Phasendetektor ausrastet. Häh??? nach einer kompletten Drehung bist Du doch wieder bei null. Nach deiner Rechnung könntest Du aber mit dem Teil vom Sender mit einer bestimmten Geschwindigkeit wegrennen :D > Verhält sich denn bei Euren DCF-Normalen Hier wird eher niemand seine Antenne verdrehen. > die PLL auch so "einseitig"? Irgend eine Strategie zum Synchronisieren brauchts; entweder annähern von "unten", oder von "oben". Ist doch im eingerasteten Zustang egal.
Wenn der Lock nach einer Drehung um 180 Grad nicht verloren gegangen ist, dann ist die Lock-Anzeige für solche Fälle unbrauchbar, da falsch. Wenn die Antenne nach einer Pause (zum Einregeln) nochmals um 180 Grad gedreht wird, dann ist es -grundsätzlich- Zufall ob die Schwingung noch synchron ist oder nicht. Der Teiler, die Drehrichtung oder die Drehanzahl ändert daran nichts. Man darf die Antenne nicht (genauer gesagt: nicht zu lange) in den gegenphasigen Bereich gedreht lassen. Eine zu stark werdende Raumwelle kann (je nach Senderentfernung, Tageszeit, Jahreszeit, ...) gleiches bewirken. Ein DCF-Frequenznormal wird dann nicht sicher funktionieren können. Das "nicht sicher" bedeutet, dass es relativ leicht -unerkannte- Unlocks geben kann. Es gäbe zwar Verbesserungspotential, perfekt wird es nie.
2aggressive schrieb: > Häh??? nach einer kompletten Drehung bist Du doch wieder bei null. > Nach deiner Rechnung könntest Du aber mit dem Teil vom Sender mit einer > bestimmten Geschwindigkeit wegrennen :D s. mein Eingangspost: Es passiert nie, daß die Spannung zunächst sinkt und dann wieder auf den alten Wert hochregelt... Mit jeder halben Undrehung der Ferritantenne steigt die Abstimmspannung weiter an und regelt dann mit der PLL Eigen-Zeitkonstante von 15 sec wieder auf den eingeschwungenen Zustand. Laie schrieb: > Wenn der Lock nach einer Drehung um 180 Grad nicht verloren > gegangen > ist, dann ist die Lock-Anzeige für solche Fälle unbrauchbar, da falsch. Nach meiner Erfahrung ist die Lockanzeige von PLL Chips oft wenig brauchbar, weil der Restphasenfehler mit dem Restfrequenzfehler nicht viel zu tun hat, weil ja dazwischen integriert bzw. differenziert wird. Der Chip hat den Ausgang, ich habe ihn auf eine LED gegeben und nehme das Leuchten wohlwollend zur Kenntnis. Mehr nicht. Man weiß dann, das bei diesem Chip der Frequenz-Phasendetector PDB nicht mehr aktiv ist.
Lösung in Sicht: Anscheinend sind die Quarzfilter nicht perfekt abgeglichen. Die Mittenfrequenz des ca 3 Hz breiten Filters ist um 0,4 Hz nach oben verschoben auf 77,5004 kHz. Wenn ich die Antenne drehe und damit eine Doppelseitenband AM erzeuge, sind die beiden Seitenbänder nach dem Quarzfilter nicht mehr gleich laut. Ich habe es getestet, in dem mit einem Messsender mit 5 dBm und einer 1 m² großen Rahmenantenne ein starkes CW Signal erzeugt wurde, ca 40 dB stärker als DCF. Wenn ich das Signal auf 77501 Hz in die Luft stelle, springt die PLL beim Drehen der Antenne immer zunächst runter.
Frank H. schrieb: > Lösung in Sicht Die Antenne nicht andauernd befummeln, die Antenne nicht mit den Fingern verstimmen, die Antenne nicht dauernd um einen beliebigen Punkt drehen, und nicht mit der Antenne herumrennen? Wo war dein Problem? Anscheinend reden wir an einer für dich interessanten und verständlichen Lösung vorbei. > Anscheinend sind die Quarzfilter nicht perfekt abgeglichen. Wenns hilft dann gleiche diese perfekter ab. Falls nötig dann halt noch perfekterer, wenn das auch nicht reicht: perfektererer :D Das deine PLL (77,5kHZ) nach verlorener Synchronisation (völlig verlorene Phasenlage nach befummeln der Antenne) zuerst heftig schneller rennt ergibt immer Sinn: würde das Teil erst einmal viel langsamer rennen dauerte die neusync länger.
Frank H. schrieb: > ...Die Mittenfrequenz des ca 3 Hz breiten Filters... .... Frank H. schrieb: > ....weil die Quarzfilter mit ihrer schmalen Bandbreite lange nachklingeln.... Ist die extrem schmale BB so gewünscht oder vorgegeben? Ich persönlich finde 3 Hz ein wenig zu schmal. Wenn du etwas umdesignen kannst, dann vlt. 10-20 Hz BB bei -3dB? ;-) Kaskadierte Filter oder Ladder? Michael
Hallo Michael, die Bandbreite wollte ich so haben. Das Frequenznormal braucht die Sekundenpulse mit 100 ms Absenkzeit nicht auswerten, dafür hätte ich 10 Hz Bandbreite gebraucht. Ich habe damals billige Stimmgabelquarze benutzt, so etwas: https://www.shotech.de/de/cfv206-77-500azfb.html Die Quarze haben eine Güte von 70000 sind also bestenfalls 1Hz breit als Quarzfilter. Leider haben Sie -0,038 ppm / Grad**2 Temperaturgang, bei 25 Grad Erwärmung also 625 * -0,038 = -24ppm Drift. Das sind 1,8 Hz. Weil der Empfänger halbwegs konstante Verstärkung haben sollte, habe ich die Bandbreite nicht zu 1 Hz gewählt sondern auf 3 Hz erhöht. Im Empfänger ist die Halterkapazität der Quarze kompensiert, so daß die Weitabselektion des Filters gut ist, etwa 50 dB in +- 3 kHz. Ich habe zwei Quarzfilter verbaut, damit schafft der Empfänger 100 dB Weitabselektion. Wenn ich das Quarzfilter 10 Hz breit gemacht hätte, mit einem riesigen Seriendämpfungswiderstand, wäre die Weitabdämpfung sicher auch entsprechend schlechter geworden. Ein Ladderfilter aus zig Quarzen habe ich mir damals nciht zugetraut, es wäre über Temperatur auch wahrscheinlich elendig schlecht.
Hallo Frank, danke für die Erläuterungen. Du weißt aber sicher auch, dass Phasenfehler entstehen, sowie du auf die Filterflanke gerätst? Dann spuckt dir die Gruppenlaufzeit in die Suppe... :-( Übrigens: Deine Schaltung des Empfängers wäre mal interessant... ;-) Michael
Bitteschön...Mein Ziel war damals, einen kleinen Empfänger mit großem logarithmischen Pegelbereich zu haben, um das DCF Signal überall messen zu können. Er lief aus einem 9V Block und braucht kaum Strom. OP ist ein LM358.
Das ist natürlich eine schöne Sache, wenn er mit nur 5V betrieben werden kann. :-)) Danke für den Einblick. Mein Projekt (momentan aus div. Gründen auf Eis) verwendet 3 heute teuer zu bezahlende Quarze im großen Gehäuse (Bild 3). Hatte ich damals auf einem Flohmarkt gekauft (Bild 3). Manuelle Durchlassekurve eines Filters in Bild 2. Schaltbild in Nr. 1; das lässt sich wunderbar direkt kaskadieren ;-) Die Transen werden endgültig etwas andere Typen sein, etwa J310.. Große Hilfe war diese Unterlage: https://www.bartelsos.de/_media/filter/quarzfilter/quarzfilter_rev2a.pdf sowie ein sehr guter Mitschreiber hier ... ;-) Mittlerweile hat sich ein 4. Q.-Exemplar eingefunden, aber wie gesagt noch keine Zeit zum Testen. Michael
Frank schrieb: > ich habe vor Jahren ein 10 MHz DCF77 Frequenznormal gebaut. und jetzt einen furchtbaren Roman geschrieben. Masochist! https://catch.app/itm/v1%7C370346318561%7C0 bei 4€ + Versand sogar mit Thermometer. Gibts seit 50 Jahren. Wo ist Dein Problem?
Ramsel schrieb: > Wo ist Dein Problem? Du hast wahrscheinlich überhaupt nichts verstanden oder -noch wahrscheinlicher- nicht(s) gelesen, sorry... Es geht hier nicht um eine Digitaluhr o.ä. ... ;-)
:
Bearbeitet durch User
Hallo Michael, deine Filterbandbreite ist doch auch schön schmal mit +- 1,2 Hz bei -3dB. Wenn Du das viermal kaskadierst ist die Gesamtbandbreite nur noch 1,2 Hz. Für ein Frequenznormal kann es nach meiner Erfahrung mit meiner Schaltung nicht schmal genug sein. Obwohl ich den Empfänger auf hohe Großsignalfestigkeit gezüchtet habe (300 mV bei 78,125 kHz sind die Blockinggrenze, die Antenne sollte auf einem Röhrenfernseher liegen können, ohne daß Blocking kommt) und obwohl meine Schaltung in ca. +- 4 kHz schon 100 dB Selektion hat, gab es PLL Probleme auf der Arbeit im arg gestörten Großraumbüro. Ich habe die auf Störungen in wenigen Hz Frequenzabstand zu 77500 Hz. zurückgeführt. Mein 3 Hz breites Filter scheint also noch zu breit zu sein. Deswegen kam später ein drittes Filter mit Begrenzer vor den Eingang des PLL Chips NJ8820. Wenn ich es heute noch mal bauen müßte, würde ich die Verstärkung besser zwischen die drei Filter zu verteilen, also Filter und Gain immer abwechselnd. Die beiden geregelten Transistoren hinter dem ersten Filter werden von Signalen in 10 Hz Abstand sicher noch zu leicht übersteuert. Deine großen Quarzfilter mit AT Schnitt sind viel temperaturstabiler als die billigen kleinen Quarze mit ihrem parabelförmigen Temperaturgang. Deswegen kannst Du den Quarzfilter problemlos schmalbandiger auslegen - bis irgendwann der Temperaturgang des Filters an der Phase dreht und das zu Nachregeln der PLL führt. Bei meiner analogen PLL mit ihrer kurzen Regelzeitkonstante von 15 s ist das kein Thema. FETs im Verstärker habe ich damals nicht genommen, weil der Verstärker aus einem 9V Block mit 5V LDO dahinter lange laufen sollte. Die Stromaufnahme war ca 3 mA, der selektierte FET in der Antenne zieht ca 1mA. FETs im Verstärker machen meiner Meinung nach nicht so viel Sinn, weil ab Antennen-FET nirgendwo ein extrem hochohmiger rauscharmer Eingang gebraucht wird. Die gute Kreuzmodulation von FETs wird auch nicht gebraucht, weil die Quarzfilter ja nur eine Frequenz durchlassen. Eine Schwierigkeit war die Schwingneigung des Verstärkers. Die Quarze haben keinen Masseanschluß und es koppelt kapazitiv in das floatende Metallgehäuse des Quarzes. Gelöst habe ich das, in dem ich die Quarzröhrchen direkt horizontal auf die Masseseite der zweiseitigen Leiterplatte, gelegt habe.
Frank H. schrieb: > deine Filterbandbreite ist doch auch schön schmal mit +- 1,2 Hz bei > -3dB. Wenn Du das viermal kaskadierst ist die Gesamtbandbreite nur noch > 1,2 Hz. Moin, hast du zufällig schon das o. verlinkte PDF gelesen? Da gibt es die Antwort, die BB betreffend (auf S. 13 ff.). ;-) Da ich meinen nicht mobil einsetzen möchte, kann ich mit Spannung und Strom ein wenig großzügig umgehen. :-)) Den kompletten Empfänger siehst du oben; das Frontend (bis zum QF) stammt im Original von Ralph Berres:(http://df6wu.de/Bauanleitungen%20Messtechnik/DCF-Frequenznormal/). Den vierten Quarz einfach noch dazudenken... Michael
Frank H. schrieb: > Da habe ich nachher Lesestoff. Und noch mehr: Beitrag "DCF77 Phasenmodulation" Ist zwar nicht direkt das Problem, aber auch lesenswert. Und die Modulationstiefe des AM-Terms wurde seit ein paar Jahren schon erhöht, was die Wiedergewinnung der reinen 77,5 kHz Schwingung zum Synchronisieren nicht leichter machen dürfte. Ein evtl. vorgeschalteter Begrenzer muss dann noch mehr wegschneiden. ciao gustav
:
Bearbeitet durch User
Karl B. schrieb: > ...die Modulationstiefe des AM-Terms wurde seit ein paar Jahren schon > erhöht, was die Wiedergewinnung der reinen 77,5 kHz Schwingung zum > Synchronisieren nicht leichter machen dürfte.... Hallo Karl, womit wir wieder mal bei der Frage sind: Zu welchem Zeitpunkt ist es überhaupt möglich und sinnvoll, das empfangene Signal möglichst ohne die absichtlich gewollte Phasenverschiebung zu erhalten? Es gibt nur zwei Zeitfenster, die überhaupt die Möglichkeit bieten: a) >100 ms bis <200 ms nach Beginn der Sekunde (bei Übertagung einer logischen 1) und b) die 2 s andauernde Minutenmarke (mit 100% Trägerampl.). In diesen Zeitfenstern findet keine PM statt, so dass mein Phasendetektor nach dem Empfang eine "ordentliche, saubere" 77,5 khz-Schwingung ohne Phasenfehler vorfindet. Verfahren nach a) hat außerdem den Nachteil der Amplitudenabsenkung! Beim Auswerten nach b) muss der lokale Oszillator natürlich gehörig kurzzeitstabil sein, beim Verfahren nach a) wäre etwa halb so stabil ausreichend. ;-) Michael
:
Bearbeitet durch User
Durchgelesen habe ich noch nicht alles, aber die Abhandlung über die einstellbare Bandbreite mittels variabler Kopplung ist mir neu und interessant. Heute habe ich im Büro mal gemessen, was aus der Ferritantenne so rauskommt. Es gibt massive Störungen, alle 100 Hz kommen Netzoberwellen mit Nebenwellen. Das DCF Signal ist mit -75 dBu nur 6 dB stärker als die Nebenwellen mit -81 dBu (300 km bis Mainflingen). Mein Frequenznormal bleibt damit gerastet, es gibt aber bereits 0,3 Hz Jitter bei 10 MHz, also 0,03 ppm bei 1s Meßzeit. Das zeigt eigentlich, daß das Quarzfilter im Empfänger nicht schmal genug sein kann. Lieber 1 Hz Bandbreite oder weniger. 10..20 Hz sind deutlich zu viel, sonst hat der Empfänger in so einer Umgebung keine Chance. Zu Haus gibt es ähnliche Verhältnisse, wenn die Ferritantenne direkt neben einem Steckernetzteil liegt, mit Brückengleichrichter und Elko oder wenn in 4m Entfernung nebenan der Induktionsherd das Essen kocht (-58 dBFS macht der Herd an Oberwellen, DCF hat nur -70 dBFS). Gemessen habe ich mit 1,5 Hz FFT Bandbreite. Ohne Induktionsherd gibts hier 44 dB Störabstand (Nutzsignal -66 dBFS, Pegel bei 80 kHz -110 dBFS).
Karl B. schrieb: > nd noch mehr: > Beitrag "DCF77 Phasenmodulation" > Ist zwar nicht direkt das Problem, aber auch lesenswert. > > Und die Modulationstiefe des AM-Terms wurde seit ein paar Jahren schon > erhöht, was die Wiedergewinnung der reinen 77,5 kHz Schwingung zum > Synchronisieren nicht leichter machen dürfte. Ein evtl. vorgeschalteter > Begrenzer muss dann noch mehr wegschneiden. Bei einem DCF77 Frequenznormal benötigt man sowiso Regelzeitkonstanten , welche eher in Richtung Stunde geht. Entsprechend stabil muss auch der zu disziplinierenden Quarzoszillator sein. Hier kommt eigentlich nur ein Quarzofen mit besser 10exp-9 /Tag in Frage, wenn man 10exp-9 als Stabilität anvisiert. Das DCF Signal dient ausschließlich der Langgzeitstabilität. Phasenmodulationen bei dem DCF77 Signal sind meines Wissens zeitlich symetrisch, also werden sie über die Regelzeit einfach weg Integriert. Die Amplitudenmodulation bekommt man durch genügend starke Begrenzung unterdrückt. Es gibt aber glaube ich noch einen anderen Weg. Ich meine die Phasenmodulation und auch die Amplitudenmodulation verschwindet, wenn man den Träger mehrmals quadriert. Dazu kann sich aber jemand anders mal äußern, der mehr Ahnung von Mathe hat. Frank H. schrieb: > Lieber 1 Hz Bandbreite oder weniger. 10..20 Hz sind deutlich > zu viel, sonst hat der Empfänger in so einer Umgebung keine Chance. Ein 77,5KHz Filter mit 1Hz Bandbreite und weniger ist nicht ganz einfach zu realisieren. Zudem sollte man auch eine Temperarurabhängigkeit der Filterquarze berücksichtigen. Bei mir werkelt ein Latterfilter mit 4 von diesen Monsterquarzen als Filter. Die Bandbreite bei mir sind etwa 9Hz. Ralph Berres
Frank H. schrieb: > ...wenn die Ferritantenne direkt neben einem Steckernetzteil liegt... Nana, sowas macht man ja auch nicht.. :-)) .... > ..Mein Frequenznormal bleibt damit gerastet, es gibt aber bereits > 0,3 Hz Jitter bei 10 MHz, also 0,03 ppm bei 1s Meßzeit... Start- und Endzeitpunkt des Messfensters exakt defifiniert oder wie es gerade kommt, also "Random"? Beim Start/Stop während der Pseudo-PM könnte ich mir das sehr gut vorstellen (abgesehen von allen anderen Störeinflüssen, die Phasenabweichungen hervorrufen)... 8-) Michael
Ralph B. schrieb: > Es gibt aber glaube ich noch einen anderen Weg. Ich meine die > Phasenmodulation und auch die Amplitudenmodulation verschwindet, wenn > man den Träger mehrmals quadriert. Dazu kann sich aber jemand anders mal Mit einer squaring loop geht die BPSK weg. Das funktioniert um so schlechter, je enger man filtert weil man Signalenergie wegwirft. Da bin ich auch schon reingefallen. Ordentliche BPSK hat nicht mal einen Träger, nur Seitenbänder. Die Amplitudenmod. geht weg, weil der zu syncende VCO keine AM hat. Quasi als Beifang. Die demodulierten Daten gibt's auch als Beifang. Essentiell ist erst mal, dass man einen unmodulierten Träger rekonstruiert. Die Costas-Loop ist ähnlich.
:
Bearbeitet durch User
Gerhard H. schrieb: > Ralph B. schrieb: >> Es gibt aber glaube ich noch einen anderen Weg. Ich meine die >> Phasenmodulation und auch die Amplitudenmodulation verschwindet, wenn >> man den Träger mehrmals quadriert. Dazu kann sich aber jemand anders mal > > Mit einer squaring loop geht die BPSK weg. Das funktioniert > um so schlechter, je enger man filtert weil man Signalenergie > wegwirft. Da bin ich auch schon reingefallen. Ordentliche BPSK > hat nicht mal einen Träger, nur Seitenbänder. > > Die Amplitude geht weg, weil der zu syncende VCO keine AM hat. > Quasi als Beifang. > > Die Costas-Loop ist ähnlich. Ich habe das bei meinem Spectracom 8161 WWVB Frequenzstandard auf 60kHz so gemacht, seit NIST um 2012 da BPSK drauf geknallt hat um mich zu ärgern:-). Ich machte das in 2015 mit einem AD633 Vier-Quadranten Multiplier und arbeite intern im 8161 mit 120kHz. Alles funktionierte seitdem wieder Bestens und wie früher. Nur die stündlichen NIST Zeitmarken fehlen seit dem BPSK Upgrade was beim Streifenschreiber die zeitliche Beurteilung erschwert. Falls es interessiert, gibt es im Anhang meine Schaltung. Der Multiplier sitzt zwischen dem Vorverstärker/Quarzfilter und der weiteren Signalverarbeitungsbord.
:
Bearbeitet durch User
Es gibt auch noch das LaFlame-Prinzip. Ein Kunde wollte das auf seinem 70 MHz-Fernseh-Transponder-Navigations-IF-Signal mal partout genauso implementiert haben, nur im FPGA statt analog. Analog hatte das nämlich mal wunderbar funktioniert. Leider muss man für "genau wie analog" eben entsprechend flott, Nyquistgerecht samplen und das DSP-Voodoo geht dann eben auf der Abtastrate und nicht mit daten-adäquater Rate. Ein UNGLAUBLICHER Aufwand im FPGA. Gerhard
Klaus S. schrieb: > Ich habe inzwischen 3 Funkuhren, die ab und an die > falsche Zeit anzeigen und wüßte schon gern, woran das liegt. An Störungen von Solar-Anlagen, Schaltnetzteilen, Power Line und anderem Blödsinn. Geht mir genauso wie Dir, die Uhren synchronisieren nicht. Die ach so oberflächlich grüne nachhaltige Jugend von heute muss ja mindestens 3x täglich ihr Smartphone laden und dazwischen wird das Ladegerät auch nicht ausgesteckt. Ich drifte ab. Welchen Effekt Schaltnetzteile haben können, wird bei YT demonstriert. Ich weiß die Zeit nicht mehr genau, irgendwann gegen Ende des Videos. https://www.youtube.com/watch?v=bPBqQNa0EO0
Detlef schrieb: > ...Welchen Effekt Schaltnetzteile haben können, wird bei YT demonstriert.... Ja, die Störungen sind hinlänglich bekannt, genauso wie früher die 5. Harmonische der TV-Zeilenfrequenz. Vielleicht sogar mit noch schlimmeren Auswirkungen.. :-(( Nettes Teil, sofern man es nutzbringend einsetzen kann. ;-) Grundsätzlich wissen wir, dass solche Störungen (z.B. durch Wandwarzen) verursacht werden, wenn auch nicht alleine nur durch sie. Wie kann man also den Empfänger und die Auswertung vor solchen störenden Einflüssen schützen? Für Empfangsteile, die in einem f-/t-Referenz arbeiten sollen, geht man am besten noch ein, zwei Schritte weiter: Man kann mit einem sog. "Missing Pulse Detektor" leicht sicherstellen, dass jede einzelne 77,5Khz-Schwingung empfangen wurde (oder im Fehlerfall auch nicht). In hochwertigen Anwendungen eines Zeit- bzw. Frequenzreferenz-Systems ist es schon von Bedeutung, ob man sich auf die Messung und den Phasenvergleich verlassen kann. ;-) Bei Ausbleiben von nur einem Nulldurchgang während des Zeitfensters kannst du die Messung bzw. den Phasenvergleich in die Tonne kippen bzw. diese Messung darf nicht zur Auswertung gelangen. Bei den nötigen Integrationszeiten von einer Stunde oder mehr mag das zwar nicht in jedem Fall von großer Bedeutung sein, es wäre aber trotzdem (je nach Gewichtung des Messwerts) u.U. fatal, den lokalen Ref.-Oszillator (OCXO) mit einem ungültigen Korrekturwert nachzuregeln. Michael
La Flame: Vergiss es. Das passt hier allenfalls am Rande her. Das war nur eine Komponente der Baugruppe und nach > 25 Jahren auch für mich nur noch eine vage Erinnerung. Der Hauptvorteil war, dass ein Offset der Multiplizierer nicht gestört hat. In der früheren analogen Implementierung war das offenbar ein Panik-Problem. Da gibt es heute auch in analog was besseres. Im Digitalen sind Gain == Skalierung und Offset einfach kein Problem. Schon gar keines, das es wert ist, viel Rechenleistung oder FlipFlops zu verbraten. LaFlame, D. (1979). A Delay-Lock Loop Implementation Which is Insensitive to Arm Gain Imbalance. IEEE Transactions on Communications, 27(10), 1632–1633. doi:10.1109/tcom.1979.1094314 Sci-hub hat's. Gerhard
Ralph B. schrieb: > Bei einem DCF77 Frequenznormal benötigt man sowiso Regelzeitkonstanten , > welche eher in Richtung Stunde geht. > Entsprechend stabil muss auch der zu disziplinierenden Quarzoszillator > sein. Ich habe mir deine Unterlagen "Frequenznormal.mit 10EXP9 Stabilität" von der FH Trier vor 14 Tagen runtergeladen. Der Aufwand ist wirklich sehr beeindruckend, das Ergebnis genauso. Wie lange hast Du daran entwickelt? Michael M. schrieb: > Start- und Endzeitpunkt des Messfensters exakt defifiniert oder wie es > gerade kommt, also "Random"? Ich schaue auf mein Zeigerinstrument im DCF Normal, das hat ein Drehspulmeßwerk, umschaltbar von Antennenspannung auf Störhub. Für den Störhub ist es ein sehr sehr grobes Schätzeisen, es zeigt nur den Ripple auf dem Phasendetektorausgang an - s. Schaltbild. Ist also ein Phasenanzeiger und kein Frequenzanzeiger und für Störungen im Sekundentakt auf Hz kalibriert. Das Gezappel dieses Meßwerks führte zu meiner Eingangsfrage des Threads...
Frank H. schrieb: > ch habe mir deine Unterlagen "Frequenznormal.mit 10EXP9 Stabilität" von > der FH Trier vor 14 Tagen runtergeladen. Der Aufwand ist wirklich sehr > beeindruckend, das Ergebnis genauso. Wie lange hast Du daran entwickelt? Gibt es die Seite auf der FH-Trier noch? Ich dachte sie sei längst abgeschaltet. Alles was auf dieser Webseite lag findest du heute unter df6wu.de Übrigens waren es alles private Projekte welche nichts mit der FH-Trier zu tun hatte. Ich hatte nur den ( damals für mich kostenlosen ) Server für mich genutzt. Ich habe an dem DCF77 Frequenznormal etwa ein Jahr entwickelt. Da gab es viele Rückschläge, auch bei dem Quarzfilter. Die Idee, es so zu realisieren, habe ich ein wenig bei Rohde&Schwarz abgekupfert. Ich hatte auch viele Stunden mit Diskussionen mit einen ehemaligen Rohde&Schwarz Mitarbeiter verbracht. Zugegeben, es hat mich an meine ( auch intelektuellen ) Grenzen gebracht. Damals 1992 waren Rubidiumnormale noch unerschwinglich teuer. GPS-Frequenznormale, wie sie heute angeboten werden , gab es damals noch nicht. Diese Aktion hat mich damals um die 1500 DMark gekostet, und ist heute noch als Reserve in Betrieb. Meine Intension war es die Zeitkonstante der Regelschleife digital zu lösen, da eine Zaitkonstante im Stundenbereich analog nicht wirklich realisierbar war. Heute würde ich den Aufwand nicht mehr treiben und gleich ein GPS Frequenznormal wählen. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Gibt es die Seite auf der FH-Trier noch? Ich dachte sie sei längst > abgeschaltet. Alles was auf dieser Webseite lag findest du heute unter > df6wu.de Stimmt, ich habe es bei der FH Trier nicht mehr bekommen, sondern bei Dir runtergeladen.
Ralph B. schrieb: > Heute würde ich den Aufwand nicht mehr treiben und gleich ein GPS > Frequenznormal wählen. Das Projekt ist eine schöne Referenz, wenn man heute aus sportlichen Gründen mit modernerer Technik (SDR-Ansatz & Mathematik & Statistik) gleiches versucht. Mit primitiven Mitteln (fünf Euro Materialkosten) liege ich derzeit bei bescheidenen 50E-9. Interessant fände ich den Ansatz die Signale mehrerer Zeitsender mathematisch zu gekoppelt um Wellenausbreitungseinflüsse zu mindern. - Noch eine Anmerkung zu... Michael M. schrieb: > b) die 2 s andauernde Minutenmarke (mit 100% Trägerampl.). > In diesen Zeitfenstern findet keine PM statt, so dass mein > Phasendetektor nach dem Empfang eine "ordentliche, saubere" 77,5 > khz-Schwingung ohne Phasenfehler vorfindet. Da fehlt ein Komma. Tatsächlich sind es nur 0.2s, da die Phasenmodulation ja immer aktiv ist.
Nicht ganz. Gesampelt wurde mit einem STM32. Der einzige Vorteil gegenüber dem Audio-ADC ist, dass das Ergebnis besser für anderes genutzt werden (Echtzeit halt).
Die DCF Empfänger haben einen Bandpass im HF Verstärker vor der PLL. Mittenfrequenz ist 77,5 kHz und die Bandbreite nur 0,1 Hz bis wenige Hz. Im digitalen lässt sich so ein Filter reproduzierbar rechnen, das ist der große Vorteil zum Hardware-Filter. Die Sperrdämpfung des Filters ist idealerweise größer 80 dB. Sinn des Filters ist, den Störschmutz von der PLL fernzuhalten, s. meine Bilder von gestern.
Gerhard H. schrieb: > LaFlame, D. (1979). A Delay-Lock Loop Implementation Which is > Insensitive to Arm Gain Imbalance. IEEE Transactions on Communications, > 27(10), 1632–1633. doi:10.1109/tcom.1979.1094314 > Sci-hub hat's. Danke Gerhard. Da schau ich rein.
Laie schrieb: > Michael M. schrieb: >> b) die 2 s andauernde Minutenmarke (mit 100% Trägerampl.). >> In diesen Zeitfenstern findet keine PM statt, so dass mein >> Phasendetektor nach dem Empfang eine "ordentliche, saubere" 77,5 >> khz-Schwingung ohne Phasenfehler vorfindet. > > Da fehlt ein Komma. Tatsächlich sind es nur 0.2s, da die > Phasenmodulation ja immer aktiv ist. Ja, da hast du an einer Stelle recht: Laut Definition/Beschreibung (PTB) findet die PM jeweils 0,2s nach Beginn des Sek.-Impulses statt. Also ist die 58. Sekunde noch betroffen. :-) und die PM setzt kurz vor Ende der 58. Sek. aus. Ab dieser Stelle (59. sek.) gibt es ja keine Trägerabsenkung; also ist die PM aufgrund der fehlenden Trägerabsenkung (Sek.-Beginn) lt. Definition nicht vorhanden. Ich lasse mich gern vom Gegenteil überzeugen. Wenn das so wäre, ist die PTB-Beschreibung etwas unvollkommen. ;-( Michael
Normalerweise würde ich dir zustimmen, weil mein Textverständnis (Output dito) nicht besonders ist. Meine Aussage stammt allerdings aus den Meßwerten eines anderen Threads: Im Anhang liegt eine Darstellung mit den gemessenen Phasenverlauf des DCF77. In jeder Sekunde sind je nach Datenbit zwei oder drei Bereiche erkennbar. Einen trägerfreien (starkes Phasenrauschen), einen nicht phasenmodulierten und einen +-15° modulierten Bereich... Ein Bild sagt mehr alles tausend Worte. :-)
Laie schrieb: > Meine Aussage stammt allerdings aus den > Meßwerten eines anderen Threads: Danke für die Rückmeldung und man lernt ja nie aus :-)). Hast du bitte den Link dazu? Michael
Auszug aus der Webseite der PCB siehe https://www.ptb.de/cms/ptb/fachabteilungen/abt4/fb-44/ag-442/verbreitung-der-gesetzlichen-zeit/dcf77.html "Die Amplitude der DCF77 Trägerschwingung wird mit Sekundenmarken moduliert: Zu Beginn jeder Sekunde, mit Ausnahme der letzten Sekunde jeder Minute - als Kennung für den folgenden Minutenbeginn - wird die Amplitude für die Dauer von 0,1 s oder 0,2 s phasensynchron mit der Trägerschwingung auf etwa 15 % abgesenkt. Die Restamplitude ermöglicht die Gewinnung einer kontinuierlichen Trägerschwingung und soll die Nutzung des DCF77-Trägers als Normalfrequenzsignal erleichtern. Die unterschiedliche Dauer der Sekundenmarken dient zur binären Kodierung von Uhrzeit und Datum." weiterhin steht doch "Zusätzlich zur Amplitudenmodulation (AM) ist dem Träger von DCF77 ein pseudozufälliges Phasenrauschen aufmoduliert. Dazu wird die Phase entsprechend einer binären Zufallsfolge um den Phasenhub ±15,6° umgetastet. Empfangsseitig lässt sich die verwendete Pseudozufallsfolge als Suchsignal reproduzieren und mit dem im empfangenen DCF77 Signal enthaltenen Phasenrauschen kreuzkorrlieren. Dies erlaubt eine genauere und störungssichere Bestimmung der Ankunftszeitpunkte der empfangenen Zeitsignale als die Auswertung der Trägerabsenkung (AM)." und noch dieses "Die Trägerfrequenz von DCF77 beträgt 77,5 kHz. Sie wird von einer Atomuhr der PTB abgeleitet und weicht am Sendeort im Mittel über einen Tag weniger als relativ 2 ·10-12, im Mittel über 100 Tage um weniger als relativ 2 ·10-13 von dem durch die primären Atomuhren der PTB vorgegebenen Sollwert ab. Die angegebene Unsicherheit entspricht der erweiterten Unsicherheit (k=2), entsprechend einem 95%-Vertrauensintervall. Die Phasenzeit des Trägers - anders ausgedrückt: der dem Sekundenbeginn nach UTC(PTB) folgende, in der PTB empfangene Nulldurchgang der 77,5 kHz Trägerschwingung mit der Periodendauer 12,9 µs - wird innerhalb einer willkürlich gewählten Phasenzeitabweichung von (5,5 ± 0,3) µs in Übereinstimmung mit UTC(PTB) gehalten. Hierzu wird in Braunschweig mit zwei speziellen DCF77-Empfängern die Phasenlage des empfangenen Signals mit den Sekundenimpulsen nach UTC(PTB) sowie einer von UTC(PTB) abgeleiteten 77,5 kHz Impulsfolge verglichen. Die beobachtbaren Phasen- bzw. Frequenzschwankungen sind durch die Ausbreitung bedingt größer als ursprünglich mit den Atomuhren am Sendeort realisiert" Der Träger geht also nicht bis auf Null runter, sondern auf 15% Ich kann mich erinnern das es mal 25% waren. nebenbei bemerkt wird die Phasenmodulation im Loopfilter der PLL wieder rausintegriert, wenn die Zeitkonstante nur groß genug ist. Ralph Berres
Michael M. schrieb: > Hast du bitte den Link dazu? > Michael Sicher: Beitrag "Re: ATTINY85 als DCF77-Empfänger" Ralph B. schrieb: > nebenbei bemerkt wird die Phasenmodulation im Loopfilter der PLL wieder > rausintegriert, wenn die Zeitkonstante nur groß genug ist. Grob überschlagen: Beim DCF treten im ungünstigsten Fall 9*120 aufeinanderfolgende Schwingungen mit gleicher Phase (rund 15°) auf. Bei z.B. einer Sekunde Regelzeit wird der Phasenfehler grob etwa 0.015° (=15°*9*120/77500Hz/1s) bzw. 0.0005 ppm (=.015°/360°/77500Hz) betragen. Bei größeren Regelzeiten entsprechend geringer.
Die Regelzeitkonstante beträgt sinnvollerweise eher im Bereich einer Stunde. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Die Regelzeitkonstante beträgt sinnvollerweise eher im Bereich einer > Stunde. > > Ralph Berres Das denke ich auch, deshalb muß die PLL auch digital gerechnet werden. Weil mein DCF Normal im Büro kaum noch funktioniert, obwohl ich nur 0,5 Hz Quarzfilterbandbreite habe, denke ich, der Störschmutz sollte noch weiter reduziert werden, durch ein noch schmaleres Filter. Weil auch die Quarzfilter dann an ihre Grenzen stoßen, sollte auch dieser 77,5 kHz Bandpaß digital gerechnet werden. In Frage kommt deshalb ein Konzept mit z.B Audio-ADC, der mit 192 kHz Abtastrate die 77,5 kHz samplen kann. Dahinter käme ein Prozessor, der die Audiodaten per I2S Stream bekommt und den Bandpaß und die PLL rechnet. Weil der Bandpaß mit B 0,1 Hz und 77500 Hz Mittenfrequenz eine Güte von ca 1 Million hat und weil er auch eine hohe Sperrdämpfung erreichen soll, bietet sich nur die Realisierung mittels eines IIR Filters an. Die Pole des Filters liegen also fast auf dem Einheitskreis. Damit das Filter stabil bleibt, darf die digitale Runderei der Filterkoeffizienten nicht zu grob sein. Ich schätze, daß man im Prozessor deshalb mit 64 bit Auflösung rechnen muß. Aber auch das kann man einem einfachen Prozessor sicher beibringen. Hat jemand gute Programmierkenntnisse und kann sowas programmieren, z.B auf einem Raspberry Pi oder einem STM32 ? Gibt es sowas schon fertig? Das DCF Normal hätte dann nur zwei Chips, den ADC, den Prozessor und einen TCXO, der per PWM vom Prozessor auf die Sollfrequenz gezogen wird.
In der CQDL hat mal der Prof Jochen Jirmann in den 90ger Jahren ein DCF77 Normal auf Basis eines Mikrokontrollers veröffentlicht. Das war ein paar Monate nach meiner Veröffentlichung. Jochen Jirmann ist glaube ich Professor auf der Ubi in Coburg. Er hat auch schon jede Menge Artikel in den UKW-Berichten veröffentlicht. Vielleicht solltest du dich mal mit ihm in Verbindung setzen. Ralph Berres
Zunächst Danke an Ralph für die PTB-Texte, die ich ja auch kenne. Beispielhaft folgendes PDF: https://www.ptb.de/cms/fileadmin/internet/fachabteilungen/abteilung_4/4.4_zeit_und_frequenz/pdf/2004_Piester_-_PTB-Mitteilungen_114.pdf ... S. 354, unter Bild 8 .... Dort: ..."Jeweils 0,2 s nach Sekundenbeginn wird das Schieberegister aus dem Zustand Null neu gestartet und nach Ablauf eines vollständigen Zyklus, etwa 7 ms vor der nächsten Sekundenmarke, wieder angehalten."... Nun, wenn man diese Ausführung wörtlich (ohne Spekulation) nimmt, dürfte es bei logischer "1" (=200ms Tr.-Abs.) in den zweiten 100ms keine PM geben. Hier zeigt sich das in Form eines Zoom-Bilds: https://www.mikrocontroller.net/attachment/541955/02_Zoomed.png aus dem gleichen Thema/Beitrag, das "Laie" grad oben verlinkt hat. Wenn ich mich irre, bitte Korrektur. @Laie: Das verlinkte Bild zeigt etwas anderes, aber was ? ________________ Frank H. schrieb: > ...obwohl ich nur 0,5 > Hz Quarzfilterbandbreite habe, denke ich, der Störschmutz sollte noch > weiter reduziert werden, durch ein noch schmaleres Filter.... Ich habe Befürchtungen, dass du damit in eine Falle tappst. :-/ Denke an die Gruppenlaufzeiten... Sowie dein Filter (bedingt durch z.B. thermische Effekte) das Signal auf der Flanke noch durchlässt, ist die Phasentreue in Gefahr, trotz langer Integration! Diese Erfahrung hatt auch Ralph gemacht, wenn ich recht erinnnere und auch in dem Elektor-Projekt wurde darauf hingewiesen (Link ist irgendwo im anderen Thema). Michael
@Frank H. Ein TCXO und ein Controller mit 64MHz, 12 Bit ADC, 32 kB Flash würde schon reichen. Wenn die ADC-Samples von einigen Schwingungen (z.B. 100) zu einem 77.5 kHz QI-Paar verrechnet werden, dann ist der Datenstrom derart gering, dass er zu einem PC übertragen werden kann. Das ist meiner Meinung nach bei der Programmentwicklung sehr wichtig, da sich nur so Daten bequem analysieren (Frequenzspektrum, Langzeitmessung, ...) lassen. Der Controller wäre während der Entwicklung also nur ein Meß-/Steuerinterface. Das fertige Programm kann schließlich für den Controller umgeschrieben werden. Für den letztendlichen Betrieb wäre kein PC nötig. Mit der Variante TCXO, 192kHz-I2S-ADC und Raspberry Pi habe ich keine Erfahrung, klingt aber gut. Alle Varianten setzen ein Interesse an Mathematik und Programmierung voraus. Viel Zeit müsste auch investiert werden. Eine Programmentwicklung aus der Ferne wäre meiner Meinung nach jedenfalls schwierig. Eine Alternative wäre der Nachbau. Vorschläge hätte ich da nicht. Vielleicht den von Ralph B.? Frank H. schrieb: > ... Mein Frequenznormal bleibt damit gerastet, es gibt aber > bereits 0,3 Hz Jitter bei 10 MHz, also 0,03 ppm bei 1s Meßzeit. Wo liegt das genaue Ziel?
Laie schrieb: > Eine Alternative wäre der Nachbau. Vorschläge hätte ich da nicht. > Vielleicht den von Ralph B.? Da mein DCF77 Frequenznormal hardwaremäßig extrem aufwendig ist ( es ist ein richtiges TTL Grab ), würde ich aus heutiger Sicht entweder auf das GPS Frequenznormal von SDR-Kits aus England setzen ( es übertrifft in der Stabilität mein DCF-Normal ) oder wenn es unbedingt DCF77 sein soll, dann würde ich mir das auf einen Mikrokontroller basierende Konzept von Jochen Jirmann anschauen. Der hatte im wesentlichen mein Hardwarekonzept in ein Softwarekonzept umgewandelt. Der Aufwand im Empfänger, sowie die Notwendigkeit eines schon ultrastabilen Quarzofen für die Kurzzeitstabilität ist auch hier erforderlich. Mein DCF77 ist so um 1994 entstanden. Zu einer Zeit wo Rubidiumfrequenznormale noch unerschwinglich teuer waren, GPS Frequenznormale ebenfalls ( wenn überhaupt erhältlich ). Ich hatte mich zuvor schon mit verschiedenen rein analogen DCF77 Konzepten befasst, aber die Regelzeitkonstanten der PLL Regelschleife war analog bestenfalls 1-2 Minuten realisierbar. Dann wurden die Verluste in dem Kondensator der Regelschleife zu hoch. Mikrokontroller gab es die 8051 Familie. Pic und Atmel gab es damal noch nicht. Basiccompiler waren unerschwinglich teuer ( Keil-Elektronik ) und Assembler war nicht mein Ding. Programmieren habe ich mich schon immer ( auch heute noch ) schwer getan. Das war der Grund warum ich eine digitale Regelschleife mit einen TTL-Grab gebaut habe. Laie schrieb: > Frank H. schrieb: >> ... Mein Frequenznormal bleibt damit gerastet, es gibt aber >> bereits 0,3 Hz Jitter bei 10 MHz, also 0,03 ppm bei 1s Meßzeit. > Wo liegt das genaue Ziel? ich erreichte bei mir etwa 7*10exp-10 also etwas besser als 1ppb gemessen gegen ein später erworbenes Rohde&Schwarz Rubidium-Frequenznormal und gegen das GPS Frequenznormal von SDR-Kits. Ralph Berres
:
Bearbeitet durch User
Michael M. schrieb: > @Laie: Das verlinkte Bild zeigt etwas anderes, aber was ? (weicht zwar etwas vom TO-Thema ab - passt schon) Mir ist nicht klar geworden wo es klemmt. Ich versuche einfach mal das PTB-Bild "Bild 8" und das Thread-Bild 02_Zoomed.png" zusammen zu bringen: Zunächst einmal sind die ersten 0.2 s einer Sekunde niemals phasenmoduliert und die folgenden 0.8 s sind es immer. Die roten und blauen Linien im Thread-Bild stehen für das p(t)-Signal am Eingang vom DA-Gatter vom PTB-Bild. Das Signal ist dem Empfänger bekannt, da es sich unabhängig vom Datenbit (PTB-Bild: "kodierte Zeitinformation") sekündlich wiederholt ("aus dem Zustand Null neu gestartet"). Die schwarze Linie im Thread-Bild ist das Meßsignal beim Empfänger und steht quasi für das Ausgangssignal vom DA-Gatter vom PTB-Bild. Je nach Datenbit entspricht es dem p(t)-Signal oder dem invertierten p(t)-Signal. Im mittleren Bereich vom Thread-Bild erkennt man den AM-Bereich. Links davon sieht man die PM für das vorhergehende Datenbit und rechts davon die PM vom aktuellen Datenbit. Wenn man bei der PM der aktuellen Sekunde (rechts) genauer hinsieht, dann ist bei den blauen Linien die Phasenänderung (bei perfektem Empfang) immer negativ. Das Datenbit ist also eine "0". Bei der PM der vorgehende Sekunde (links) war es andersherum und gesendete Datenbit war demnach eine "1".
Ralph B. schrieb: > ich erreichte bei mir etwa 7*10exp-10 also etwas besser als 1ppb Zum sicheren Verständnis. Wenn man die DCF-Antenne abnimmt, welche Abweichung würde man (mit Hilfe vom GPS-Frequenznormal) nach einer Stunde feststellen? Aus irgendeinem Grund habe ich noch keine Bilder über den Gesamtaufbau gefunden. Gibt es einen Link?
Laie schrieb: > Wenn man die DCF-Antenne abnimmt, welche > Abweichung würde man (mit Hilfe vom GPS-Frequenznormal) nach einer > Stunde feststellen? Irgendwas zwischen 10exp-7 und 10exp-8 deswegwn auch die Batteriepufferung und durchgehenden Betrieb. Vermutlich ist hier die Referenzspannung des DA Wandlers der Grund. Ich hatte hier ein normalen 78xx Regler eingesetzt. Wollte ich irgendwann mal ändern doch seit ich das GPS Normal habe ist das DCF77 eh nur noch Rückfallreserve. Laie schrieb: > us irgendeinem Grund habe ich noch keine Bilder über den Gesamtaufbau > gefunden. Gibt es einen Link? Das hatte ich vergessen zu fotografieren. Damals wie das Gerät entstanden ist, hatte ich noch an keiner Veröffentlichung gedacht. Jedermann verfügbares Internet gab es damals noch nicht. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > In der CQDL hat mal der Prof Jochen Jirmann in den 90ger Jahren ein > DCF77 Normal auf Basis eines Mikrokontrollers veröffentlicht. Danke für die Info. Das spannende an so einem Projekt ist für mich die Entwicklungstätigkeit. Stumpf nachbauen möchte ich es nicht. Ralph B. schrieb: > Programmieren habe ich mich schon > immer ( auch heute noch ) schwer getan. Ich bin auch Hardware-Entwickler. Für ein DCF Projekt wäre es aber eine spannende Sache für mich, Softwerkerei zu lernen.
Michael M. schrieb: > Ich habe Befürchtungen, dass du damit in eine Falle tappst. :-/ > Denke an die Gruppenlaufzeiten. Ich verstehe nicht, warum die Gruppenlaufzeit des schmalen Quarzfilters ein Problem wird. Durch mein 0,5 Hz breites Filter kommt die AM von DCF kaum noch durch, die Sekundeneinbrüche werden durch das schmale Filter wunderbar weggeglättet. Die PLL bekommt, allein weil das Filter so schmal ist, schon fast einen Sinus angeboten. Das ist für ein Frequenznormal meiner Meinung nach optimal. Wenn ich die PM (die glaube ich 600 Hz Bandbreite hat) auswerten wollte, müßte das Filter die Modulation auch voll durchlassen. Dann wären Gruppenlaufzeitfehler schlecht, genauso wie bei UKW Radios die Gruppenlaufzeit der ZF Filter Klirrfaktor erzeugt. Oder habe ich da was übersehen? Anbei das Spektrum von DCF, gemessen mit Soundkarte mit 0,18 Hz breitem Filter. Der Träger verschwindet nicht.
so lange sich die Filterkurve nicht frequenzmäßig verschiebt, ist noch alles in Butter. Aber wenn durch Temperatureinfluss sich die Mittenfrequenz eines 1Hz breiten Filters nur geringfügig ändert und du damit mit den 77,5KHz auf die Flanke des Filters triffst, dann ändert sich die Phase des Signales. Bedenke du willst eine Regelzeitkonstante von 1 Stunde und mehr realisieren. Die Temperatur dürfte sich dann in dem gleichen Zeitraum nicht soweit ändern, das du von der Mitte auf die Flanke gerätst. Wenn du das Filter sowieso digital lösen willst, ist das vielleicht nicht störend. Aber digitale Filter haben maximal nur einen Dynamikbereich wie die nutzbare digitale Wortbreite ist. Ralph
Frank H. schrieb: > Ich verstehe nicht, warum.... Vielleicht ist der Absatz 7.3.2 im Dokument https://www.ptb.de/cms/fileadmin/internet/fachabteilungen/abteilung_4/4.4_zeit_und_frequenz/pdf/2004_Piester_-_PTB-Mitteilungen_114.pdf noch ein wenig hilfreich? Entscheidendes Stichwort: "Abflachung und Verrundung der Signalflanken". Dieselbe Problematik wurde von U. Bangert in seinem PDF http://ulrich-bangert.de/AMSAT-Journal.pdf beschrieben: Slope to Noise Ratio (s. Bild) ___ Ich finde es schon sehr interessant, welche verschiedenen Wege man gehen kann. ;-) Um den Rahmen deines Themas nicht zu sprengen, unterlasse ich derweil mal eine weitere Detaildiskussion mit "Laie" (PN geht ja leider nicht) und lese weiter interessiert mit... Michael
Ich hatte in den letzten einigen Monaten mit einem softwarebasierten DCF77-Empfänger rumgespielt, zwar primär nur zum Zeitempfang, aber man könnt den Ansatz auch Richtung Frequenznormal erweitern. Der Analogteil ist einfach gehalten: ein nicht wirklich schmalbandiges LC-Filterkonstrukt mit vier Spulen von der Stange für ein wenig Vorselektion, danach zwei OpAmps für die Verstärkung. Am Ende landen irgendwas zwischen 5mV und 25mV RMS am 12 Bit-DAC eines STM32F103-Prozessors. Der ARM-Prozessor läuft mit 24MHz, das DCF77-Signal wird mit 64kHz abgetastet. Die Software implementiert eine AGC, einen I/Q-Mischer, eine CIC-Filterkaskade und eine PLL. Der I-Anteil vom Software-Mischer wird für die PLL verwendet, der Q-Anteil zur Demodulation der AM. Die Bandbreite der CIC-Filterkaskade war so um die 20Hz wenn ich mich richtig erinnere. Der Zeitzeichenempfang basierend auf der AM des Signals funktioniert hervorragend. Insgesamt hat der Prozessor trotz der ganzen Signalverarbeitung noch genügend Rechenleistung, um die Amplitudenmodulation wie auf einem Scope im Roll-Modus flüssig auf einem 128x64 Pixel-OLED-Display darzustellen. Getaket wird der µC von einem 8MHz-Standard-Quarz am STM32, da ist kein OCXO oder ähnliches. Der µC wird über einen USB-Port mit Spannung versorgt, das ist auch nicht wirklich stabil. Trotzdem: Ist die PLL nach einiger Zeit auf der höchsten Zeitkonstante eingerastet, dann habe ich an guten Tagen einen Variation in der Frequenz von weniger als 300ppb über mehrere Stunden beobachtet. Ich wäre nicht überrascht, wenn sich das mit einem verbesserten Analogteil, einer höheren Abtastrate (dann mit einem schnelleren ARM-Prozessor) und einer stabileren lokalen Zeitbasis möglicherweise sogar deutlich unter 100ppb drücken lässt. Für ein ordentliches Frequenznormal wäre das zwar immernoch (zu) viel, im Verhältnis von Hardware-Aufwand und -Kosten zu Ergebnis aber meiner Meinung nach immernoch ganz ansehnlich.
Stephan M. schrieb: > 300ppb > über mehrere Stunden beobachtet. das wären 3*10exp-7 das sollte von einen temperaturkompensierten Quarz schon erreichbar sein. Ganz ohne DCF77 Stephan M. schrieb: > Ich wäre nicht überrascht, wenn sich > das mit einem verbesserten Analogteil, einer höheren Abtastrate (dann > mit einem schnelleren ARM-Prozessor) und einer stabileren lokalen > Zeitbasis möglicherweise sogar deutlich unter 100ppb drücken lässt. das wären dann 1*10exp-7. Ein guter Quarzofen hällt diese maximale Abweichung über ein Jahr. schon die 64KHz Abtastrate ist für ein Frequenznormal viel zu wenig. 12 Bit vermutlich auch. Stephan M. schrieb: > Für ein ordentliches Frequenznormal wäre das zwar immernoch (zu) viel, > im Verhältnis von Hardware-Aufwand und -Kosten zu Ergebnis aber meiner > Meinung nach immernoch ganz ansehnlich. 10exp-7 kann man mit einer analogen PLL aus den 70ger Jahren auch erreichen. Ralph Berres
Abdul K. schrieb: > Warum darf er keine Unterabtastung nehmen?? darf er. Aber er muss sicherstellen, das die Aliasingprodukte nicht stören. Ralph Berres
Ist es so, dass die Toleranz vom 8 MHz Systemtakt die Toleranz der Samplerate von 64 KHz sind? Müsste für eine genaue Frequenzmessung von DCF nicht der 8 MHz Clock aus einem VCXO kommen, den die PLL steuert?
Frank H. schrieb: > Ist es so, dass die Toleranz vom 8 MHz Systemtakt die Toleranz der > Samplerate von 64 KHz sind? Müsste > für eine genaue Frequenzmessung von DCF nicht der 8 MHz Clock aus einem > VCXO kommen, den die PLL steuert? weis ich nicht. Bei einer Frequenzmessung muss die Referenzfrequenz nicht zwingend der Systemtakt des Prozessors sein. Dioch hier geht es nicht um eine Frequenzmessung, sondern um die Umwandlung des DCF77 Signales in ein digitales Wort. Dabei müssen aber auch geringste Frequenzabweichungen auch erfasst werden. Ob das mit einer Samplerate von 64 KHz realisierbar ist? Vielleicht wissen hier einie Experten mehr darüber. Ralph Berres
Frank H. schrieb: > Ist es so, dass die Toleranz vom 8 MHz Systemtakt die Toleranz der > Samplerate von 64 KHz sind? Oft kann der ADC-Takt nur vom Systemtakt abgeleitet werden, was aber für die Genauigkeit kein Problem ist, da die Abweichung (Jitter) bekannt ist und sich rechnerisch berücksichtigen lässt. > Müsste > für eine genaue Frequenzmessung von DCF nicht der 8 MHz Clock aus einem > VCXO kommen, den die PLL steuert? Je instabiler die Referenz, desto besser müssen Empfangssignal, ADC-Abtastrate, ADC-Genauigkeit, ... sein. Der CPU-Oszillator sollte deshalb zumindest thermisch passiv stabilisiert ("100 ml Wasser und 1 Liter Dämmung") werden. Viel besser wäre ein VCXO oder eine vergleichbare Referenz. Die Frequenz darf sogar variieren, sie muss nur immer bekannt sein. Die Referenz könnte auch für den Systemtakt verwendet werden. Vom Design her fände ich es sauberer, die Referenz stattdessen als Taktquelle für einen internen Timer zu verwenden. Ralph B. schrieb: > Dioch hier geht es nicht um eine Frequenzmessung, sondern um die > Umwandlung des DCF77 Signales in ein digitales Wort. Dabei müssen aber > auch geringste Frequenzabweichungen auch erfasst werden. Die CPU wird für ein genaues Zeitverhalten nicht benötigt. Das kann (und muss bei modernen Controllern sogar) von der Peripherie des Controllers gemacht werden. Die Peripherie ist, geschickt programmiert, äußerst vielseitig. Auf der anderen Seite ist eine Zeitauflösung unter einem Prozessortakt natürlich nicht möglich. > Ob das mit einer Samplerate von 64 KHz realisierbar ist? Eine Samplerate von 64 KHz bedeutend ja nicht einen Mittelwert über 16µs zu erhalten. Entscheidend ist im wesentlichen wie schnell der ADC-Sample-Kondensator geladen werden kann und das kann bei manchen Controllern sogar 100 mal schneller gehen. Trotzdem wären die 64 KHz nicht optimal. Erstrebenswert wäre ein guter Signal-Rauschabstand. Dabei hilft ein schneller&grober-ADC mehr als ein genauer&langsamer-ADC.
Stephan M. schrieb: > Die Software implementiert eine AGC, einen I/ Q Mischer Warum nimmst Du statt eines einfachen Mischers einen I Q Mischer? War das ein fertiger Building Block in einer Library?
Er benutzt die beiden Ausgänge für unterschiedliche Funktionen, schrieb er doch oben. Mit einem einfachen Mischer ginge das nicht, da Phasenlage unbekannt bleibt.
Man hätte problemlos das Ausgangssignal eines Einzelmischers für beide Funktionen nehmen können, weil beide Funktionen (AM Demodulation und PLL Eingang zum PFD) keine Phaseninfo benötigen.
@ Frank Vielleicht wäre es mal ganz interessant zu erfahren, welche Ziele du dir hinsichtlich Stabilität und Genauigkeit mit den Modifikationen an Empfangsteil bzw. Auswertung gesteckt hast. Ich habe den Eindruck, dass du ohne Quarzofen als lokale Referenz mit dem System nicht deutlich besser als einige 10^(-8) erreichen wirst. Alleine der Ofen brächte dir bereits (ungeregelt) mind. eine Größenordnung bessere Resultate an Kurzzeit-Stabilität... ;-) Klar bedeutet das einen höheren Strombedarf... Michael
@ Michael M. Ich habe mir keine ppm Ziel für einen künftig zu entwickelndes DCF Normal gesteckt. Meine Erwartungshaltung ist, das es viel besser als mein vor 30 Jahren entwickeltes Stromsparteil geht. Damals hatte ich den Empfangsteil auf viel Blocking, hohe Empfindlichkeit und extreme Selektion gezüchtet. Außerdem sollte er mit 5V und wenigen mA Stromaufnahme laufen und mit den billigen Quarzen für damals 1 DM arbeiten. Ich habe das Empfangsteil damals in SMD aufgebaut, in Zigaettenschachtelgröße, und konnte es in den Urlsub mitnehmen zum messen der Empfangspegel. Die PLL schaffte es so eben, noch im Großraumbüro zu locken, bei ca 0,03 ppm Störhub. Eine digitale neue Version soll natürlich besser funktionieren, vor allem mit noch mehr Störnebel zurecht kommen. Deshalb denke ich, das die Banbreite weiter reduziert werden muß. Der zweite Vorteil der digitalen Version ist, daß die PLL Regelzeitkonstante Stunden werden kann, was ich wegen der Kondensatorleckströme mit meinen Hardware-Loopfilter nicht erreichen kann. Bei der Genauigkeit wird hier oft unterschlagen, daß jeder Quarzoszillator neben der Kurzzeit-Stabilität auch eine Nenntoleranz (Die Abgleichtoleranz bei Nenntemperatur, Nennlast, Nennspannung und ohne Alterung) hat von vllt +-2 ppm bei einem TCXO. Diese Nenn-Toleranz ist mit jedem noch so schlechten DCF Normal erstmal 0,0 ppm. Die digitale Version mit externem Audio ADC, der mit 192 kHz Sample Rate den ganzen Schmutz der Ferritantenne bekommt und dank seiner unermesslichen Linearität von allen Störpegeln nicht beeindruckt wird macht m.E. viel Sinn. Die Audio ADCs haben internes Oversampling und unterdrücken alle Oberwellen-Mischprodukte bis zu zig MHz um vllt 80 dB. Das funktioniert schmerzfrei. Die Prozessor-ADC haben so ein Oversampling meines Wissens nicht. Wenn die mit 192 kHz oder vllt sogar mit nur 64 kHz (wie bei Stephans Freqnormal) DCF abtasten, haben die zig Nebenempfangsstellen bis zu einigen MHz oder höher, auf denen Rauschen oder Störsignale auf 77,5 kHz runtergefaltet werden. Der OP oder Transistorverstärker davor zur Filterung kann deshalb auf keinen Fall weggelassen werden. Die Prozessor-internen ADC haben auch in den seltensten Fällen 90 dB S/N oder mehr, so wie jeder billige Audio ADC. Für hohe Störfestigkeit brauche ich jede Menge dBs. Mein analoge Mimik rastet noch mit wenigen µV Antennenspannung ein, und hält 300 mV Störpegel gleichzeitig aus. Mit einem 12 bit Wandler würde die Dynamik rechnerisch nur 72 dB werden, d.h. bei 300 mV Maximalsignal auf z.B 78125 Hz (ich weiß, die gibt es nicht mehr) wird das Mindestsignal für ein klapperndes LSB auf 77500 Hz 100 µV. Leider habe ich keine Ahnung von Programmiererei, so daß dies Projekt sicher Monate bis Jahre dauert.
Frank bedenke daß das zu disziplinierende Referenzoszillator mindestens die gleiche Stabilität aufweisen muss, welche du als Gesamtergebnis anvisierst. Und zwar über einen Zeitraum von mindestens der Regelzeitkonstante. Also wenn du eine Stabilität deines DCF77 Normals von 10exp-9 erreichen willst, und du dafür eine Regelzeitkonstante von mindestens 1 Stunde benötigst, bedeutet das, das der Referenzoszillator freilaufend besser 10exp-9 für mindestens eben diese eine Stunde halten muss. Das sind schon ganz schön hohe Anforderungen, welche nur die besten Quarzöfen erreichen. Der Referenzoszillator ist ausschließlich für die Kurzzeitstabilität verantwortlich. Die Dauer der Kurzzeitstabilität ist mindestens die Regelzeitkonstante. Das DCF77 Signal ist auschließlich für die Langzeitstabilität zuständig. Es soll das allmähliche wegdriften des Referenzoszillators entgegenwirken. Dementsprechend locker ist die PLL angebunden. Auch der Regelbereich der PLL sollte in diesen Fall maximal +-2Hz betragen. Bei mir hat der Quarzoszillator eine Regelsteilheit von etwa 0,2HZ/ Volt. Als DA Wandler für die Regelspannung zu erzeugen ist bei mir ein DAC16 also ein 16Bit DA-Wandler zuständig. Ralph Berres
Ralph und Michael, danke für den vielen verlinkten Lesestoff, ich habe erstmal damit zu tun. Frank Hagemeyer
Moin, falls es Euch eine alternative Möglichkeit interessieren sollte, ist hier ein kurzer Erfahrungsbericht aus eigener Arbeit: Ich verwende hier schon seit über 30 Jahren eine professionelle Spectracom Anlage auf 8164 und 8161 bezogen. Beide verwenden eine aktive Ferritantenne auf 60kHz für WWVB. Der Antennenausgang speist einen mehrstufigen Verstärker mit einem einzigen herkömmlich geschalteten 60kHz Quarzfilter in Brückenschaltung dem zwei MC1350 Verstärker mit AGC folgen. Der Ausgang speist auf einer anderen Bord einen synchronen I/Q Detektor mit zwei MC1496 an und digitaler 10MHz PLL als Referenz. Der eine Ausgang vom I/Q Detektor ist die 60kHz Referenz für die 10MHz PLL. Der andere Ausgang erzeugt eine AGC für den Antennenverstärker und dekodiert mittels Bit-Slice Detektor die Time Code Signale die dann extern für Zeit und Datumanzeigezwecke verwendet werden können. Vor einiger Zeit musste ich den Spectracom I/Q-RX aufrüsten weil NIST in 2011 BPSK hinzugefügt hat und die BPSK Modulation brach die lokale 10MHz PLL. Das Problem ließ sich aber mit einem AD633 Analogmultiplizierer und einer kleinen Änderung im Synchron-RX Teil und dem digitalen Teil lösen. Seitdem arbeitet der I/Q RX auf 120kHz. (Wer jetzt behauptet, 60kHz lässt sich von 10Mhz nicht direkt ableiten, hat recht. Dort wird die 10MHz zuerst auf 20kHz herunter geteilt und dann auf 60kHz verdreifacht). Nach der Änderung verdreifachte ich ein 40kHz Signal aus der Teilerkette. WWVB ist von mir über 1500km entfernt. Trotzdem ist der Empfang 100% stabil und stark. Wenn ich den Ausgang des Antennenverstärker am Oszi anschließe kann ich das lebende 60kHz Signal ohne Schwierigkeiten mit klarem Sinus beobachten. Meine aktive 60kHz Antenne ist übrigens im Keller montiert. Anhand meiner langjährigen Erfahrung mit solchen Anlagen bin der Meinung, dass das synchrone Empfangsprinzip allen anderen Methoden deutlich überlegen ist. Ganz gleich ob herkömmlich oder mit DSP realisiert. Da die 10MHz PLL sowieso eine extrem schmale Bandbreite hat, braucht man Empfangsselektivitaet nicht auf die Spitze treiben. Bei mir hat das Quarzfilter einige 10Hz BB. Trotz moderner Schaltnetzteile und LED Lampen machen die sich überhaupt nicht bemerkbar. Das I/Q Empfangsprinzip ist überaus robust. Eine HP117 Anlage lief bis 2011 auch störungsfrei. Relativ zu einem stabilen lokalen Frequenzstandard kann man auf 10MHz am Oszi einige Perioden (+/- 500-100 Grad) an schnellen Phasenschwankungen beobachten die für Standardanwendungen durch eine genügend lange Zeitkonstante gemittelt werden muss um für Frequenznachführung geeignet zu sein. Beim 8164 ist die Nachfuehrzeitkonstante bis zu einigen Stunden lang. Bei mir verwende ich den 8161 nur als Phasenvergleicher um den freilaufenden Rb85 Frequenzstandard zu überwachen. Über einige Stunden verfolgt lässt sich der Phasenunterschied im 10e-11 Bereich ermitteln. Der 8164 hat eine uC gesteuerte Frequenzkontrollschleife die einen hochwertigen 10Mhz Frequenzstandard Ofenoszillator im Bereich von 10e-9 nachregelt; auch das funktioniert sehr gut. Wer Interesse hat, kann sich die Spectracom Schaltbildunterlagen/Handbücher vom Netz frei herunter laden. Wie schon erwähnt hat sich die Anlage jahrzehntelang bei mir im Heimlabor bewährt und ich bin der Ansicht, dass das Konzept durchaus modernisierbar ist. Allerdings bin ich mittlerweile der Meinung, dass GPS für eine Neuentwicklung natürlich mehr Sinn hat. Aber da die 60kHz Anlage bei mir schon vorhanden ist, besteht wenig Grund auf GPS umzusteigen, obwohl ich das auch mit einem Selbstbaugerät könnte. Der Nachteil von GPS FS ist, dass der einige Zeit zum Einregeln braucht. Der 8161 funktioniert nach 15s als Phasenvergleicher. Die 10MHz FLL im 8164 dagegen braucht nach dem Einschalten einige Stunden um sich einzuregeln. Auch der Quarzofen Oszillator braucht einige Stunden Zeit um stabil genug zu werden. Die meisten Präzisionsoszillatoren haben eine gewisse Einschalthysterese. Gerhard
:
Bearbeitet durch User
Vielen Dank für deine Ausführungen, Frank. Mit ADCs, u-Prozessoren habe ich leider keinerlei Erfahrungen und Praxis. Das könnte vielleicht noch später mal sein, dass ich mich damit beschäftige. ;-) Daher beschränke ich mich derzeit "nur" mit handgestrickter Digitaltechnik, so wie im Beispiel von Ralph. Was die Filterung des Empfangssignals angeht, hatte ich ja bereits lesenwerte Literatur im Beitrag Beitrag "Re: DCF77 Frequenznormal" aufgezeigt. Besonders U. Bangert ist im Bereich Horologie m.E. Pflichtlektüre. Du darfst natürlich deinen Weg mit noch schmalerer BB versuchen :-); ich halte mich an die verfügbaren Quellen, die deinen Weg zwar als machbar beschreiben (PTB), jedoch mit Unsicherheiten behaftet darstellen. frank147 schrieb: > ...hat von vllt +-2 ppm bei einem TCXO. ... Dazu nur kurz: (M)Ein "Isotemp"-OCXO liegt ohne besondere Stabilisierungsmaßnahmen (Temp., Spannungsversorgung) um zwei Größenordnungen in der Abgleichtoleranz und Alterungsdrift niedriger, obwohl er gebraucht erworben wurde (15€). In diesem Bereich ist die Grenze meiner Mess-Ausrüstung erreicht; ich kann z.B. (noch) nicht entscheiden, ob mein Zähler (mit OCXO) oder das DUT instabil ist. :-o) Michael
:
Bearbeitet durch User
Michael M. schrieb: > Was die Filterung des Empfangssignals angeht, hatte ich ja bereits > lesenwerte Literatur im Beitrag > Beitrag "Re: DCF77 Frequenznormal" aufgezeigt. Hallo Michael, die Lektüre habe ich mir verinnerlicht. "Abflachung und Verrundung der Signalflanken" werden im Kapitel 7.3.2 Empfang der amplitudenmodulierten Zeitsignale diskutiert. Für mich ist aber Kapitel 7.3.1 Empfang der Normalfrequenz relevant. Die Abflachung der Zeitsignale durch ein schmales Filter spielt offenbar keine Rolle. Oder habe ich da was falsch verstanden? Die Zeitinformation ist im Frequenzbereich genau nicht auf 77500 Hz sondern in AM ca. im Bereich 77490...77510 moduliert. Für die Zeitinfo in PM ist der Bereich ca. 77000...78000 Hz genutzt. Das schmale Filter unterdrückt die Zeitinfo, aber nicht den Träger. Frank
Hallo Frank, a) Dekodierung der PM (und daraus Zeitsignale) ist logischerweise nicht möglich. Möglich wäre das nur, indem man die AM benutzt. b) Du willst Nulldurchgänge vom Träger haben, und zwar zeitlich exakte Durchgänge. Dein Filter beseitigt alle f-Anteile, die 1, vlt. 2 Hz neben 77500 liegen. Bereits der Sek.-Beginn ist lt. 7.3.2 nicht mehr genau feststellbar (Ungenauigkeit bis zu 100 ms!). Gleiches gilt für die Trager-0-Durchgänge zu jedem gewähltem Zeitpunkt. Aufgrund der Abflachung/Verrundung erhältst du -wie U. Bangert schrieb- ein Problem: Der exakte 0-Nurchgang wird um so schwerer bestimmbar, je kleiner die Flankensteilheit (s. Rauschanteile im obigen Bild Slope-to-Noise). Für eine genaue Bestimmung des 0-Durchgangs ist also große Flankensteilheit nötig; je eher du in der Signalkette dafür Sorge trägst, desto größere Chancen hast du, diese Genauigkeit mit geringem Toleranzfeld zu erreichen. Michael
Michael M. schrieb: > b) Du willst Nulldurchgänge vom Träger haben, und zwar zeitlich exakte > Durchgänge. Ich denke, zeitlich exakte Durchgänge brauche ich nicht: Wenn ich mein vorhandenes DCF Normal betrachte, mit einem /31 Teiler und 2,5 kHz Phasenvergleicherfrequenz, dann ist nur wichtig, daß über lange Mittelungszeiten (Bei meinem Frequenznormal sind es 11 mHz Eigenfreqeunz, also einige 10 s Mittelungseit) am Phasenvergleicher gleich viele Nulldurchgänge vom geteilten 10 MHz Oszillator und von DCF ankommen. Ein Puls zuviel vom DCF Empfänger, weil ein Blitzschlage empfangen werden, wäre störend und sorgt für PLL Regelfehler. Das schmale Quarzfilter im Empfänger hat reichlich Verzögerungszeit, sicher schon über 100 ms. Weil aber aus dem Filter 77500 Impulse pro Sekunde auch rauskommen, spielt für die Normalfrequenzerzeugung das Delay des Filters keine Rolle. Aus dem Sinus, der aus dem Quarzfilter kommt, muß im Signalweg ein Komparator einen 77,5 kHz Rechteck machen. Dabei entsteht natürlich zusätzlicher Jitter, der sich im Frequenzspektrum als breitbandiges Rauschen bis zig MHz am Ausgang des Komparators bemerkbar macht. Dies Rauschen wird von der PLL unterdrückt, weil sie nur Rauschen bis etwa 11 mHz durchläßt. Frank
Frank welche Stabilität strebst du denn an? 10exp-7? 10ep-8? 10exp-9? oder noch genauer? Ralph
Ralph, ich habe kein konkretes ppm Ziel im Auge. Das Papier von U. Bangert http://ulrich-bangert.de/AMSAT-Journal.pdf habe ich auch inzwischen gelesen, alles super interessant. Im Prinzip geht es mir darum, mal mit digitaler Signalverarbeitung anzufangen, weil ich denke, daß mit den beiden Chips Audio ADC und Prozessor ein tolles DCF Normal baubar sein müßte. Besonders, wenn der Quarzoszillator auch ein Quarzofen mit schöner Allan Varianz ist. und wenn der Quarzoszillator auch als Referenzclock für den Prozessor dient Das Hauptärgernis bei meinem Normal ist, das es bei Störungen im Großraumbüro auch PLL Ausraster gibt, es also nicht genügend störfest ist. Ich denke, daß mit weniger Rauschbandbreite durch gerechnete Filterung die Sache besser werden muß. Außerdem kann deine extrem aufwendige digitale Hardware, die für die lange PLL Zeitkonstante und die Störerkennung notwendig ist, sicher auch gerechnet werden. Wie man die Störfestigkeit verbessert für den Fall, daß die 77500 / 50 = 1550 te Oberwelle der Netzfrequenz (die typisch +- 180 mHz Fehler hat) in der Luft stört, weiß ich noch nicht. Ich vermute, das langsame Drift der Netzfrequenz die Ursache für die PLL Aussetzer ist und die 1550. Oberwelle irgendwann durch den Quarzfilter passt und dann der S/N des Empfangssignals doch zu schlecht oder sogar negativ wird. Vielleicht kann ein zweites gerechnetes Filter mit größerer Bandbreite ein Noise Gate Signal generieren, ähnlich dem Noise Blanker in KW Empfängern. Frank
Frank H. schrieb: > Wie man die Störfestigkeit verbessert für den Fall, daß die 77500 / 50 > = 1550 te Oberwelle der Netzfrequenz (die typisch +- 180 mHz Fehler hat) > in der Luft stört, weiß ich noch nicht. Bist du dir da sicher, das die 1550. Harmonische irgendeinen Einfluss hat? Ich nicht... :-/ M.E. kommen eher direkte Einstrahlungen im Empfangsteil (50 und 100 Hz) in Frage; natürlich auch die "Wandwarzen". Michael
Frank H. schrieb: > Das Hauptärgernis bei meinem Normal ist, das es bei Störungen im > Großraumbüro auch PLL Ausraster gibt, es also nicht genügend störfest > ist. Da wäre aber die geeignete Massnahme eher die Antenne an einen geeigneten Platz auserhalb des Störnebels zu postieren. Frank H. schrieb: > Ich denke, daß mit weniger Rauschbandbreite durch gerechnete > Filterung die Sache besser werden muß. Kann, aber ist nicht zwangsläufig so. Wenn ein Störprodukt einer der vielen Wandwarzen genau auf die 77,5KHz fällt, erreichst du mit einen noch so schmslen Filter garnichts. Unglücklicherweise ist die Frequenz von solchen Störungen auch nicht konstant. Das die 77,5KHz getroffen werden ist eher zufällig, was die Sache noch spannender macht. Frank H. schrieb: > Außerdem kann deine extrem > aufwendige digitale Hardware, die für die lange PLL Zeitkonstante und > die Störerkennung notwendig ist, sicher auch gerechnet werden. Kann man sicherlich. Siehe Beispiel von Herrn Prof. Jirmann. Frank H. schrieb: > Wie man die Störfestigkeit verbessert für den Fall, daß die 77500 / 50 = > 1550 te Oberwelle der Netzfrequenz (die typisch +- 180 mHz Fehler hat) > in der Luft stört, weiß ich noch nicht. die 1550te Oberwelle wird sicherlich so wenig Energie haben, das sie nicht mehr nennenswert stört. Die 50Hz sind ja schließlich keinem Diracimpuls ähnlich, sondern eher sinusförmig. Frank H. schrieb: > Ich vermute, das langsame Drift > der Netzfrequenz die Ursache für die PLL Aussetzer ist und die 1550. > Oberwelle irgendwann durch den Quarzfilter passt und dann der S/N des > Empfangssignals doch zu schlecht oder sogar negativ wird. Ich vermute mehr, das irgendwelche Schaltnetzteilfrequenzen dafür ursächlich sind, und wenn es Interferenzen zwischen mehreren Schaltnetzteile sind, welche in deinen Empfänger Intermodulationen erzeugen. Übrigens auch Quarzfilter erzeugen Intermodulationen, wenn der Summenpegel aua Nutzsignal und Störungen zu groß wird. Bei mir war der Störpegel um fast 30db größer als das eigentliche 77,5KHz Signal. Deswegen kamen bei mir auch diese riesen Klötze von Quarze in Einsatz. Frank H. schrieb: > Vielleicht > kann ein zweites gerechnetes Filter mit größerer Bandbreite ein Noise > Gate Signal generieren, ähnlich dem Noise Blanker in KW Empfängern. Das wird nichts nützen. Suche einen geeigneten Standort für die Antenne, und wenn sie auf dem Speicher unter dem Dach ist. Jedenfalls möglichst weit weg von potentiellen Störquellen, wie Geräte mit Schaltnetzteil, Monitore etc, und baue genügend großsignalfeste Empfänger wenigstens bis zum Quarzfilter. Das Quarzfilter auch noch digital ersetzen zu wollen, wird nichts bringen. So großsignalfest sind die AD-Wandler vermutlich nicht. 10Hz Bandbreite für das Quarzfilter sollte reichen. Wichtig ist die weitabselektion die möglichst 100db und mehr erreichen sollte, und natürlich das das Quarzfilter durch die Summe aller Störungen nicht pegelmäßig an seine Grenzen stößt. Michael M. schrieb: > M.E. kommen eher direkte Einstrahlungen im Empfangsteil (50 und 100 Hz) > in Frage; natürlich auch die "Wandwarzen". Wenn 50Hz hier stören, dann stimmt aber was ganz gewaltig nicht an der Konstruktion des Empfängers, bzw der nachfolgende DCF Auswertung. Ralph Berres
Frank H. schrieb: > Michael M. schrieb: >> b) Du willst Nulldurchgänge vom Träger haben, und zwar zeitlich exakte >> Durchgänge. > > Ich denke, zeitlich exakte Durchgänge brauche ich nicht.... ... > ...dann ist nur wichtig, daß über lange Mittelungszeiten .... am > Phasenvergleicher gleich viele Nulldurchgänge vom geteilten 10 MHz > Oszillator und von DCF ankommen. Ein Puls zuviel vom DCF Empfänger, > weil ein Blitzschlage empfangen werden, wäre störend und sorgt für > PLL Regelfehler. Du brauchst sie, die zeitlich exakten Durchgänge. Wie willst du sonst eine Phasen-Abweichung erfassen, wenn z.B. bei t=0 die Phase exakt ist (=90°) und bei t=x die Phase (übertrieben) um 180° verschoben ist (XOR-Phasenvergleich)? Sind die 270° Realität oder das Ergebnis nicht exakter 0-Durchgänge?? Dieser daraus resultierende Korrekturwert wird sehr wahrscheinlich falsch sein (und zu Jitter führen). Da hilft weder dein Loop-Filter noch eine lange Mittelung mehr... :( Optimum wäre, die Korrekturwerte zu akkumulieren (und zu gewichten). Eine herrliche Aufgabe für einen uC, aber es geht auch ohne das... ;-) ____ Gegen ausbleibende 0-Durchgänge hilft: Missing Pulse Detector (Bild). Gegen scheinbar auftretende (durch vlt. repetitive Störpulse bedingte) zusätzliche 0-Durchgänge hilft: Ein "erlaubtes" Zeitfenster kreieren (z.B. ca. 5% der (Halb-)Periode), in dem der echte 0-Durchgang naturgemäß kommen muss. ____ > Aus dem Sinus, der aus dem Quarzfilter kommt, muß im Signalweg ein > Komparator einen 77,5 kHz Rechteck machen. Dabei entsteht natürlich > zusätzlicher Jitter, der sich im Frequenzspektrum als breitbandiges > Rauschen bis zig MHz am Ausgang des Komparators bemerkbar macht. Lies dazu bitte mal: http://www.ham-radio.com/sbms/LPRO-101.pdf, Seite 17 Michael
Ralph B. schrieb: > Kann, aber ist nicht zwangsläufig so. Wenn ein Störprodukt einer der > vielen Wandwarzen genau auf die 77,5KHz fällt, erreichst du mit einen > noch so schmslen Filter garnichts...... > Die 50Hz sind ja schließlich keinem > Diracimpuls ähnlich, sondern eher sinusförmig. Ich habe mal ein paar FFTs gemacht von der Ausgangsspannung der Ferritantenne, während die 5 cm neben einem Steckernetzteil liegt. Das soll irgendwie die Störverhältnisse im Großraumbüro nachbilden. Aus dem Steckernetzteil kommen alle 100 Hz Oberwellen raus weil der Brückengleichrichter im Netzteil im 100 Hz Takt den Ladeelko dahinter füttert. Der Gleichrichter macht also frische 100 Hz Oberwellen, die nicht aus der Steckdose kommen. Interessant ist, daß der Pegel der Netzoberwellen mit kleinerer FFT-Bandbreite sinkt. Mit 1 Million FFT Punkten gibts 0,13 Hz FFT Bandbreite und die 100 Hz Oberwellen liegen dann bei -86 dBFS, DCF ist bei -66 dBFS, gibt 20 dB Störabstand. Mit 11 Hz BW bei 16384 FFT Punktn steigt der Störpegel auf -73 dBFS, gibt also etwa 7 dB S/N. -Das kann nur daran liegen, daß auf der Netzfrequenz reichlich Jitter drauf ist. Anscheinend sind die 50 Hz der Energieversorger nicht so Phasenrauscharm wie DCF77. :-) Michael M. schrieb: > Gegen ausbleibende 0-Durchgänge hilft: Missing Pulse Detector (Bild). Ich denke, es werden keine Nulldurchgänge ausbleiben, weil der Quarzfilter auch mit 10 Hz Bandbreite endlos lang nachklingelt. Ich habe das mal simuliert. Ein Bandpaß mit Güte 10.000 d.h 7,75 Hz Bandbreite liefert nach 1ms ohne Eingangssignal immer noch 97,4 % der initialen Amplitude. Er erfindet also fleißig Nulldurchgänge. Ein Missing Pulse Detector hinter dem Quarzfilter kann deshalb keine einzelnen fehlenden Pulse entdecken. Ralph B. schrieb: > Wenn 50Hz hier stören, dann stimmt aber was ganz gewaltig nicht an der > Konstruktion des Empfängers, bzw der nachfolgende DCF Auswertung. Das Spektrum im Großraumbüro hatte ich oben gepostet am 03.06.2022 15:53. Da sieht man auch alle 100 Hz bei 77,1 77,3 77,4 77,6 kHz erhöhten HF Störpegel. Es geht nicht um 50 Hz die stören, sondern tatsächlich um zuviel Schmutz auf 77,5 kHz. Frank
Frank H. schrieb: > Michael M. schrieb: >> Gegen ausbleibende 0-Durchgänge hilft: Missing Pulse Detector (Bild). > > Ich denke, es werden keine Nulldurchgänge ausbleiben, weil der > Quarzfilter auch mit 10 Hz Bandbreite endlos lang nachklingelt. Ich habe > das mal simuliert. Ein Bandpaß mit Güte 10.000 d.h 7,75 Hz Bandbreite > liefert nach 1ms ohne Eingangssignal immer noch 97,4 % der initialen > Amplitude. Er erfindet also fleißig Nulldurchgänge. Ein Missing Pulse > Detector hinter dem Quarzfilter kann deshalb keine einzelnen fehlenden > Pulse entdecken. Genauso ist es. Der Missing-Puls Detektor müsste das Signal vor dem Quarzfilter kontrollieren, kann er aber nicht, weil hier zuviel HF-Müll vorhanden ist, um überhaupt funktionieren zu können. Frank H. schrieb: > . Mit 11 > Hz BW bei 16384 FFT Punktn steigt der Störpegel auf -73 dBFS, gibt also > etwa 7 dB S/N. -Das kann nur daran liegen, daß auf der Netzfrequenz > reichlich Jitter drauf ist. Anscheinend sind die 50 Hz der > Energieversorger nicht so Phasenrauscharm wie DCF77. :-) Es bestätigt sich das was ich schon mal geschrieben habe. Die Antenne gehört an einen möglichst störarmen Ort. Das ist meist deutlich außerhalb des Innenraums und möglichst hoch. Also am besten auf dem Dachboden als Kompromiss, oder sogar über dem Dach. Das hat sich bei Antennen allgemein bewährt. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Also am besten auf dem Dachboden als Kompromiss, oder sogar über dem > Dach. Klar ist das die Lösung. Der Clou von DCF war aber, daß die Antenne auch in Innenräumen sein konnte. Wenn ich die Antenne aufs Dach verfrachte, kann dort gleich eine GPS Antenne hin. Ich habe den Ehrgeiz, das DCF auch mit der Innenantenne wieder gehen soll. Frank H.
Frank H. schrieb: > Der Clou von DCF war aber, daß die Antenne auch > in Innenräumen sein konnte. Dann sollte man wenigstens eine Stelle mit den geringsten Störpegel suchen. Frank H. schrieb: > Wenn ich die Antenne aufs Dach verfrachte, > kann dort gleich eine GPS Antenne hin. Aus heutiger Sicht, würde ich den Aufwand mit dem DCF77 auch nicht mehr treiben. Das GPS Frequenznormal von SDR-Kits ist relativ preiswert zu haben, und dessen Stabilität von 10exp-9 nach einer viertel Stunde, übertrifft das DCF77-Normal ohne Probleme. Nach einer Stunde liegt GPS eher bei 10exp-10 oder besser. Um diese Stabilität mit DCF77 zu erreichen, muss man schon einen erheblichen Aufwand treiben. Und viel besser als 10exp-9 wird es mit vertretbaren Aufwand nicht. Wer will kann sich ja einen Rubidiumfrequenznormal zulegen. Aber ich meine hier jetzt nicht die ausgelutschten Efratom Kisten aus China sondern eher sowas wie Rohde&Schwarz XRB oder ähnliches. Ralph Berres
Frank H. schrieb: > ...Ich denke, es werden keine Nulldurchgänge ausbleiben, weil der > Quarzfilter auch mit 10 Hz Bandbreite endlos lang nachklingelt.... Ist das Sinn und Zweck des Ganzen? Überleg doch bitte mal: Das Q-Filter klingelt mit seiner Resonanzfrequenz. Angenommen, es sei "nur" 0,05 Hz fehlabgeglichen, dann klingelt es eben mit (genau) dieser Frequenz. Abweichung = 5*10^(-6). Und du möchtest die genaue Phasenlage des DCF-Trägers messen bzw. bestimmen, um eine lokalen Oszillator nachzustimmmen? Finde bitte den Fehler... ;-/ > Ein Missing Pulse > Detector hinter dem Quarzfilter kann deshalb keine einzelnen fehlenden > Pulse entdecken. Sicher, hinter deinem Nadelöhr-Filter nicht. Ich bleibe dabei (Irrtum möglich): Du verrennst dich mit deinem superschmalen Filter, indem du dir alle Nachteile eines Filters einhandelst. Die Großsignalfestigkeit (Ralph erwähnt es) ist ebenso wichtig. Warum wohl (weniger Funk-Störungen mal eingeräumt) funktionieren andere Schaltungs-Designs mit breiteren Filtern einwandfrei bzw. liefern eindeutige Regelspannung? > Ein Bandpaß mit Güte 10.000 d.h 7,75 Hz Bandbreite > liefert nach 1ms ohne Eingangssignal immer noch 97,4 % der initialen > Amplitude. Und wie sieht die Praxis aus, also mit 77k5-Eingangssignal? Leider habe ich momentan keine Mögllichkeit, dazu eigene Versuche zu machen. > Ich habe den Ehrgeiz, das DCF > auch mit der Innenantenne wieder gehen soll. Dann müsstest du konsequenterweise als Erstes die Störer ausfindig machen und beseitigen. ;-) Michael
Michael M. schrieb: > Überleg doch bitte mal: Das Q-Filter klingelt mit seiner > Resonanzfrequenz. Angenommen, es sei "nur" 0,05 Hz fehlabgeglichen, dann > klingelt es eben mit (genau) dieser Frequenz. Abweichung = 5*10^(-6). > > Und du möchtest die genaue Phasenlage des DCF-Trägers messen bzw. > bestimmen, um eine lokalen Oszillator nachzustimmmen? Finde bitte den > Fehler... ;-/ Jetzt muss man aber auch die Frage stellen, wie lange das DCF77 Signal fehlt, bzw wie lange das Filter klingelt bis der Signaldetektor anschlägt. Das sind sicherlich keine mehrere Sekunden. Wenn also für ein paar zehn miliSekunden fälschlicherweise die Klingelfrequenz des Quarzes als Sollwert vorliegt, wird das bei Integrationszeiten von einer Stunde und mehr keinen nennenswerten Regelfehler verursachen, der den Quarzofen um mehr als die gewünschte Stabilität verreist. Ralph Berres
Michael M. schrieb: >> Ich habe den Ehrgeiz, das DCF >> auch mit der Innenantenne wieder gehen soll. > Dann müsstest du konsequenterweise als Erstes die Störer ausfindig > machen und beseitigen. ;-) Vor allem die Leitungsgebundenen ausbremsen. Also die Antenne, oder Antenne und Modul, auf einen Kunststoffträger montieren (weg von Strom und Metalleitungen) und die Leitung zum Modul kräftig abblocken (induktiv) dann funktioniert DCF auch im Keller. Wir haben die Erfahrung gemacht, dass die schlimmsten Störungen über Metall, in welcher Form auch immer, daherkommen. Kurt
@ Ralph Ich hätte eine Idee, dem Missing Pulse Detektor Funktion einzuhauchen: Könnte man nach dem Frontend den Signalweg aufteilen, einerseits ein einzelnes Q-Filter nach DJ6EV mit einer BB >= 100 Hz, darauf folgend den Detektor; im 2. Weg dann das Q-Filter in jew. gewünschter BB? Franks Quarze sind ja hinreichend günstig; evtl. hat er ja auch noch Vorrat... ;-) Ich stelle mir vor (ohne Prüfung/Nachweis), dass dann das Klingeln erheblich geringer, vlt. sogar unbedeutend ist. Ich hatte das in meinem Design auch nicht berücksichtigt, obwohl ich es hätte wissen müssen. Auch die Mitleser hatten es nicht angemerkt... Michael
Michael M. schrieb: > Könnte man nach dem Frontend den Signalweg aufteilen, einerseits ein > einzelnes Q-Filter nach DJ6EV mit einer BB >= 100 Hz, darauf folgend den > Detektor; im 2. Weg dann das Q-Filter in jew. gewünschter BB? Könnte man prinziepiell machen, doch wird der Störabstand nach dem 100Hz Quarzfilter eventuell nicht mehr ausreichend sein. Müsste man ausprobieren. Es hätte sogar den Vorteil das die Erkennung einer fehlende Periode schon erfolgt, bevor es das schmalbandige Quarzfilter durchlaufen hat, weil das schmalbandige Quarzfilter eine weit größere Signallaufzeit hat, als das breitbandige Quarzfilter. Das Ausgangssignal des Missing-Puls Detektor müsste dann mit einen retriggerbaren monostabilen Multivibrator so lange gehalten werden wie mindestens die doppelte Signallaufzeit des schmalen Quarzfilters beträgt. Beim ansprechen des Detektors muss die Signallaufzeit des schmalbandigen Filters abgewartet werden, bei Bei Ende der Deteketion aber auch. Solange schwingt das Filter mit seiner Eigenfrequenz weiter. Für diese Zeit muss dann auch die Regelspannung und die Phasenverschiebung zwischen Soll und Istwert festgehalten werden, damit bei Einsetzen des Signales nicht zu Sprüngen kommen kann. Ich bin aber immer noch der Meinung bin das die extrem lange Regelzeiten solche Ereignisse soweit wegintegrieren, das sie sich nicht nennenswert negativ auf die Ausgangsfrequenz auswirkt. Ralph Berres
Moin rrank, vielleicht kannst du mal eine Simu mit einem 100 oder 150 Hz breiten Filter machen? Mir fehlen leider die Möglichkeiten... :-( Wäre interessant, wie lange das klingelt. Michael
Bitteschön. Das 10 mal breitere Filter mit Güte 1000 und B=77,5 Hz klingelt auch 10 mal schneller aus als das Filter mit Güte 10.000. Die 97% Restpegel hat man bereits nach 0,1ms.
Ich simuliere das mit Micro Cap 11. Das Programm ist kostenlos. Micro Cap 12 ist das Update, auch kostenlos , crasht aber bei mir häufiger.
Gerhard O. schrieb: > Anhand meiner langjährigen Erfahrung mit solchen Anlagen bin der > Meinung, dass das synchrone Empfangsprinzip allen anderen Methoden > deutlich überlegen ist. Ganz gleich ob herkömmlich oder mit DSP > realisiert. > Da die 10MHz PLL sowieso eine extrem schmale Bandbreite hat, braucht man > Empfangsselektivitaet nicht auf die Spitze treiben. Ich habe mir inzwischen die Spectracom Schaltpläane angeschaut: Verstanden habe ich jetzt, warum zwein synchrone Demodulatoren verwendet wurden. Der Ringmischer mit 0 Grad Phase an den Eigängen liefert 0 V DC und hat die maximale Steilheit bei Phasenabweichungen. Deshalb wird er für die PLL als Phasenvergleicher genutzt. Der andere Ringmischer mit 90 Grad Phase an den Eingängen liefert einen DC, der proportional zum Eingangspegel ist. Er kann deshalb für die AGC genutzt werden. Bei kleinen Phasenabweichungen ändert sich seine Ausgangsspannungen gar nicht. Der synchrone lineare Demodulator kann Störungen auf der HF, die durch das Quarzfilter durchkommen, bis zu seiner Übersteuerungsgrenze vertragen, ohne das sich die demodulierte Gleichspannung bzw die Phasensteilheit ändern. Wenn Spectracom beispielsweise 10 dB Aussteuerungsreserve vorgesehen hat, könnte ein Störer noch 10 dB stärker sein, ohne daß die PLL oder die RSSI Spannung verändert wird. So bekommt man noch Selektion geschenkt. Das ist der entscheidende Vorteil gegen einen digitalen Phasenvergleicher mit Exklusiv-Oder-Gatter. Leider geht aus den technischen Daten und der Abgleichanleitung des Spectrcom nicht hervor, wieviel Headroom vorhanden sind. Interessant sind noch drei Dinge an dem Gerät. Das Quarzfilter ist 30 Hz breit, also ziemlich breit. Die Empfindlichkeit für PLL Lock ist 0,5 µV, das ist extrem gut. Die PLL Zeitkonstante ist 100 kOhm * 120µF = 12 s. Das ist von stundenlanger Zeitkonstante meilenweit entfernt. Gerhard, hast Du mal mit einem Störsender auf 60,005 kHz versucht, die PLL zum Ausrasten zu bringen?
Frank H. schrieb: > Die PLL Zeitkonstante ist 100 kOhm * 120µF = 12 s. > Das ist von stundenlanger Zeitkonstante meilenweit entfernt. Wie sagte Helmut Kohl einmal Entscheident ist was hinten raus kommt. Oder anders wie stabil sind die 10MHz die da rauskommen? Ralph Berres
Frank H. schrieb: > Gerhard, hast Du mal mit einem Störsender auf 60,005 kHz versucht, die > PLL zum Ausrasten zu bringen? Moin, Frank, Dein Wunsch ist mir Befehl;-) habe ich gerade mal auf die Schnelle aus Neugier ausprobiert. Ich habe einen HP3335A 80MHz Synthesizer mit einem BNC-Tee parallel zum Antennenverstärker Kabel über ein 47n + 51 Ohm eingespeist. Bei 60.005Hz wird der 8161 um -75dBm (50 Ohm Ausgang) herum unstetig und bei -70dBm rastet er komplett aus. Bei -86dBm merkt man vom Störsignal überhaupt nichts mehr. Also viel braucht es so nahe nicht. Der 8161 rastet bei 60.000kHz noch bei -87dBm (untere Grenze des HP3335A) richtig ein. Die 60.005 kamen von einem LPRO Frequenzstandard. Hoffe es beantwortet teilweise Deine Frage. Gruß, Gerhard
Ralph B. schrieb: > Frank H. schrieb: >> Die PLL Zeitkonstante ist 100 kOhm * 120µF = 12 s. >> Das ist von stundenlanger Zeitkonstante meilenweit entfernt. > > Wie sagte Helmut Kohl einmal > > Entscheident ist was hinten raus kommt. > > Oder anders wie stabil sind die 10MHz die da rauskommen? > > Ralph Berres Wenn man den lokalen 10Mhz Ausgang vom 8161 gegen das Signal vom LPRO am Oszi vergleicht, kann man typisch bis zu +/- 500 Grad schnelle Phasenschwankungen sehen. Das ist auf 60kHz bezogen nicht schlimm, aber bei 10MHz merkt ma es. Am Oszi sieht das so als ob der 10MHz Sinus um einige Perioden andauernd im Unter-Sekunden Bereich um die Mittenfrequenz hin und her schwankt. Beim 8164 mit digitaler (FLL) Nachführung ist die Zeitkonstante 1000s.
:
Bearbeitet durch User
Gerhard O. schrieb: > Die 60.005 kamen von einem LPRO Frequenzstandard. Berichtigung: Das meint LPRO als Referenz für den HP3335A.
Gerhard, das ging ja ganz schnell, vielen Dank und guten Morgen. Jetzt wüsste ich nur noch gern, wie viel dBm aus der Ferrit Antenne rauskommen, während die -75 dBm auf 60,005 kHz eingespeist werden. Kannst Du noch ein T Stück benutzen und ein Spektrumanalysator anklemmen?
Frank H. schrieb: > Gerhard, das ging ja ganz schnell, vielen Dank und guten Morgen. > Jetzt > wüsste ich nur noch gern, wie viel dBm aus der Ferrit Antenne > rauskommen, während die -75 dBm auf 60,005 kHz eingespeist werden. > Kannst Du noch ein T Stück benutzen und ein Spektrumanalysator > anklemmen? Eigentlich ist es fast halb Drei Nachmittag:-) OK. Habe den Antennenverstärker an den HP8553B 110MHz (11MHz Unterbereich) S.A. angeklemmt. Anbei die Ergebnisse: Die ZF Referenz ist -40dBm, Scan width ist 500hz/Div BW ist 300 Hz Video Filter ist 10kHz Wollte noch eine Höhere Auflösung versuchen und da ist mir plötzlich die 141T Speicherelektronik (hoffentlich nicht die CRT) zu Schaden gekommen und keine Persistenz ist mehr da. Besser ausschalten und Fehlersuche ist angesagt. Muß das Sichtgerät erst reparieren:-) Naja, besser wie gar nichts... Nachtrag: Ich hab's noch einmal probiert, aber ohne Nachleuchtdauer ist da nichts zu machen bei den kleinen Bandbreiten. Ich habe das 60.005 kHz Signal hinzugefügt mit -75dBm und ich kann es rechts neben dem 60kHz WWVB Signal gerade noch erkennen. Aber bis das Storage System wieder funktioniert mache ich besser Pause. Nachtrag2: Auf 3Hz BW bezogen ist der Signal/Rauschabstand immerhin noch >50dB. Auch wenn es am Bildschirm nicht sehr imposant aussieht. Der Signalpegel vom Antennenverstärker in den 8161 hinein ist rund 12uV.
:
Bearbeitet durch User
Falls es interessiert, ist im Anhang ein Bild eines nachgekupferten 8161 Spectracom 60kHz Quarzfilter AGC Verstärker aus dem Jahre 1986. hat mit einem 8161 Mainframe gut funktioniert. Wollte mir damals meinen Eigenen Spectracom nachbauen. Habe dann aus irgendeinen Grund (den ich vergessen habe) nicht weitergemacht. Das Layout machte ich mit Tango PCB und einen selbstgestrickten Kupfermassefeldgenerator da Tango keine Polygons konnte.
Gerhard O. schrieb: > Wenn man den lokalen 10Mhz Ausgang vom 8161 gegen das Signal vom LPRO am > Oszi vergleicht, kann man typisch bis zu +/- 500 Grad schnelle > Phasenschwankungen sehen. Das ist auf 60kHz bezogen nicht schlimm, aber > bei 10MHz merkt ma es. > Am Oszi sieht das so als ob der 10MHz Sinus um einige Perioden andauernd > im Unter-Sekunden Bereich um die Mittenfrequenz hin und her schwankt. das ist jetzt bei der (analogen mit 12Sek Zeitkonstante?) Pll des 8161 so? Gerhard O. schrieb: > Beim 8164 mit digitaler (FLL) Nachführung ist die Zeitkonstante 1000s. Ist hier dieser Effekt auch zu beobachten? Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Gerhard O. schrieb: >> Wenn man den lokalen 10Mhz Ausgang vom 8161 gegen das Signal vom LPRO am >> Oszi vergleicht, kann man typisch bis zu +/- 500 Grad schnelle >> Phasenschwankungen sehen. Das ist auf 60kHz bezogen nicht schlimm, aber >> bei 10MHz merkt ma es. >> Am Oszi sieht das so als ob der 10MHz Sinus um einige Perioden andauernd >> im Unter-Sekunden Bereich um die Mittenfrequenz hin und her schwankt. > Moin, > das ist jetzt bei der (analogen mit 12Sek Zeitkonstante?) Pll des 8161 > so? Ja. Es ist eigentlich wegen der 12s Zeitkonstante verwunderlich, daß diese Phasenexkursionen auf diese Art vorkommen. Allerdings sind diese Schwankungen in der Geschwindigkeit in einen Zeitbereich observierbar. Man hat den Eindruck, daß man diese Schwankungen atmosphärischen Effekten in der Ausbreitung zugrunde legen kann. Es ist aber möglich, daß diese Schwankungen durch Schaltungsimperfektionen des PD vorkommen. Ich habe diesen Effekt auch bei einem HP117A LF-Comparator beobachten können. Also tippe ich doch auf zeitliche Ausbreitungsschwankungen. Diese Schwankungen sind bei Dämmerung und bei Tagesanbruch besonders aktiv ausgeprägt. Ich würde schätzen, von ein paar mal pro s bis in den Sekundenbereich. Der Phasenvergleich wird übrigens auf 120kHz gemacht wegen meiner Frequenz Verdopplung um die BPSK zu eliminieren die NIST vor 10 Jahren einführte. > > Gerhard O. schrieb: > >> Beim 8164 mit digitaler (FLL) Nachführung ist die Zeitkonstante 1000s. > > Ist hier dieser Effekt auch zu beobachten? Nein, weil ein DAC den OCXO einstellt. Das ist eine digitale FLL in Firmware. Da ist kein Phasenbezug mit WWVB. Die Zeitkonstante läßt sich mit DIP-Switch ändern. Bei Stromausfall wird der DAC Wert in NVRAM gespeichert. Allerdings empfiehlt sich sowieso Batteriebetrieb des 8164. Gerhard > > Ralph Berres
https://testequipment.center/Product_Documents/Spectracom-8164-Specifications-77B66.pdf In den technischen Daten des Spectracom 8164 steht, das das Signal-to-Noise Ratio min -35 dB beträgt, also 35 dB mehr Rauschen als Signal zulässig ist. Ich frage mich, ob das bedeutet, daß ein Störer auf z.B. 60005 Hz 35 dB stärker sein kann als der Nutzträger auf 60000 Hz. Das könnte ja möglich sein, wenn Spectracom die MC1496 Mischer mit 35 dB Headroom eingepegelt hat. Und das könnte ja auch möglich sein, weil der DC Offset der Mischer mit Trimmern abgeglichen wird. Dann wäre das Gerät natürlich 35 dB besser als mein Frequenznormal mit digitalem Phasendetektor. Gerhard, ich kann deinen ersten Messungen aber nicht 35 dB Headroom entnehmen. Du hast 12µV = -85 dBm auf 60 kHz als Nutzpegel. Die -70 dBm vom Störer werden über den 50 Ohm Serienwiderstand leicht gedämpft und von Ferritantenne (Ausgangswiderstand unbekannt) und 8164 (50 Ohm Eingangswiderstand) irgendwie gedämpft. Kann man nur messen. Wenn die Bildröhre wieder speichert...Ich drücke Dir die Daumen. Ein Exklusiv-Oder Phasendetektor liefert 5V / 180 Grad Phasensteilheit wenn ein 77,5 kHz Rechteck dem Phasenvergleicher zugeführt wird. Wenn ein nur 6 dB stärkerer Störer gleichzeitig vorhanden ist, sinkt die Phasensteilheit auf 1/3 d.h. 1,66V / 180 Grad ab. Da dürfte die PLL instabil werden oder sie lockt auf die Frequenz des Störers, weil der frequenzempfindliche Flip-Flop Phasenvergleicher sofort aktiv wird. Gerhard O. schrieb: > Wollte noch eine Höhere Auflösung versuchen und da ist mir plötzlich die > 141T Speicherelektronik (hoffentlich nicht die CRT) zu Schaden gekommen > und keine Persistenz ist mehr da. Wenn es nicht klappt: Ich messe die 77,5 kHz mit meiner Asus Xonar U7 MK2 Soundkarte für 100 €, die mit 192 kHz Samplerate läuft. Meine Spektrumsoftware dafür ist der AudioTester, ist ShareWare für wenig Geld. Du kannst Auflösebandbreiten von 3 kHz...0,18 Hz einstellen! Da sieht man das Gras wachsen. Ich muß mal deren Patent 4.525.685 lesen...
Frank H. schrieb: > https://testequipment.center/Product_Documents/Spectracom-8164-Specifications-77B66.pdf > > In den technischen Daten des Spectracom 8164 steht, das das > Signal-to-Noise Ratio min -35 dB beträgt, also 35 dB mehr Rauschen als > Signal zulässig ist. Ich frage mich, ob das bedeutet, daß ein Störer auf > z.B. 60005 Hz 35 dB stärker sein kann als der Nutzträger auf 60000 Hz. > Das könnte ja möglich sein, wenn Spectracom die MC1496 Mischer mit 35 dB > Headroom eingepegelt hat. Und das könnte ja auch möglich sein, weil der > DC Offset der Mischer mit Trimmern abgeglichen wird. Dann wäre das Gerät > natürlich 35 dB besser als mein Frequenznormal mit digitalem > Phasendetektor. > > Gerhard, ich kann deinen ersten Messungen aber nicht 35 dB Headroom > entnehmen. Du hast 12µV = -85 dBm auf 60 kHz als Nutzpegel. Die -70 dBm > vom Störer werden über den 50 Ohm Serienwiderstand leicht gedämpft und > von Ferritantenne (Ausgangswiderstand unbekannt) und 8164 (50 Ohm > Eingangswiderstand) irgendwie gedämpft. Kann man nur messen. Wenn die > Bildröhre wieder speichert...Ich drücke Dir die Daumen. Danke für die guten Wünsche. Ich werde noch dieses W.E. Anfangen. Ohne gut funktionierenden S.A. fühle ich mich fast nackt:-) Danke. Meine Angaben bezogen sich in dem Fall noch ohne Störsignal, geschätzt vom S.A. Ergebnis. Ich habe dann noch etwas mit der Störsendereinstellung experimentiert. Wenn der Störsender stärker ist, dann rastet er auf den ein solange die Frequenz noch innerhalb des Abstimmbereichs des 10Mhz XO. ist. Nur wenn die Spannung des Störträgers bei 5Hz Ablage ungefähr im selben Pegelbereich liegt, dann weiß er nicht mehr an wem er sich halten soll und dann rastet es ganz aus oder springt herum. Man kann noch bis zu 15Hz Ablage phase lock bekommen. > > Ein Exklusiv-Oder Phasendetektor liefert 5V / 180 Grad Phasensteilheit > wenn ein 77,5 kHz Rechteck dem Phasenvergleicher zugeführt wird. Wenn > ein nur 6 dB stärkerer Störer gleichzeitig vorhanden ist, sinkt die > Phasensteilheit auf 1/3 d.h. 1,66V / 180 Grad ab. Da dürfte die PLL > instabil werden oder sie lockt auf die Frequenz des Störers, weil der > frequenzempfindliche Flip-Flop Phasenvergleicher sofort aktiv wird. > Ja, das denke ich auch. Allerdings ist im 8161 ein MC1496 dafür verantwortlich. Vor über 20 Jahren arbeitete ich an einen Erdmagnetischen Modem für SAGD im Bereich bis zu 10m auf 10kHz und da verwendete ich ein ähnliches Konzept auf Basis vom XR2211 als Analog Tracking Filter mit digitaler PLl zur Datenextraktion. Da konnte ich mit einem Signal/Rauschabstand unter 20dB noch einwandfrei arbeiten. Meine Erfahrungen damals waren, daß Analog PLLs auf Basis von XR2211/MC1496 in solchen Anwendungen definitiv besser funktionieren als rein digitale Lösungen. Ich kann mir aber vorstellen wenn man eine DSP Lösung haben will, daß das auch sehr gut, wenn nicht noch besser funktionieren könnte, wenn man dasAnalog Signal entsprechend abtastet und aufbereitet. Allerdings ist DSP nicht mein Ding. > Gerhard O. schrieb: >> Wollte noch eine Höhere Auflösung versuchen und da ist mir plötzlich die >> 141T Speicherelektronik (hoffentlich nicht die CRT) zu Schaden gekommen >> und keine Persistenz ist mehr da. > > Wenn es nicht klappt: Ich messe die 77,5 kHz mit meiner Asus Xonar U7 > MK2 Soundkarte für 100 €, die mit 192 kHz Samplerate läuft. Meine > Spektrumsoftware dafür ist der AudioTester, ist ShareWare für wenig > Geld. Du kannst Auflösebandbreiten von 3 kHz...0,18 Hz einstellen! Da > sieht man das Gras wachsen. Danke, das ist gut zu wissen. Ich werde mir das näher ansehen. > > Ich muß mal deren Patent 4.525.685 lesen... Da muß man sehr viel Geduld haben:-) Hast Du schon mal daran gedacht einen 8161/8164 für einen günstigen Preis zu erstehen? Da die Dinger ohne Modifikation nicht mehr für WWVB geeignet sind, gibt es sie gebrauch oft sehr günstig bzw nachgeschmissen. Da die Schaltunterlagen leicht erhältlich sind, stünde vielleicht einem DCF77.5 Umbau wenig entgegen. Das Quarzfilter dürfte wahrscheinlich die einzige wirkliche Schwierigkeit sein. Das Gerät ist wegen des sehr übersichtlichen und modularen Aufbaus zum "Spielen" geradezu prädestiniert. Die 10MHz auf 77.5kHz Frequenzteilerkette müsste man entsprechend modifizieren. Man könnte auch einfach einen AD9850 DDS Baustein als 32-bit fraktionalen Frequenzteiler "mißbrauchen" um auf 77.5kHz herunter zu teilen. Hat DCF77.5 auch BPSK verpasst gekriegt wie WWVB? Beim 8161/4 und HP117A führte das zum kompletten Versagen. Bei mir baute ich einen AD633 Analog Frequenzmultiplizierer rein um die BPSK zu neutralisieren, weil die 180 Grad Phasensprünge sich dann aufheben. Intern arbeitet der 8161 jetzt auch digital mit 120kHz. Die Zeit Code Extraktion funktioniert übrigens noch, weil sie immer noch in ASK mitmoduliert wird. Allerdings mache nichts damit. Mein 8164 hat eine recht abenteuerliche Geschichte und Irrfahrt, was meinen Besitz betrifft. Es begab sich so: In den 80er Jahren kaufte ich das Gerät für unser Labor in der Arbeit als Modernisierung für den HP117A. 17 Jahre später wurde die Firma verkauft und "wandelte" sich mit dem Resultat, daß alles "anders" gemacht werden soll. Nach Kündigung von 15K+ Personal und vielen Abteilungen, entschied ich mich in 1998 meine eigenen Wege zu gehen. Mein ehemaliges Labor wurde wie Vieles anderes aufgelassen. Viele Jahre später sah ich dann ganz zufällig in der Bucht den 8164er, den wir hatten, zum Verkauf angeboten. Ich erkannte das besagte Gerät, weil es noch unsere alte Inventarnummer vorne drauf hatte. Ich entschied mich sofort, dann das Gerät von einer Firma (mit der ich vorher betrieblich zu tun hatte) zu kaufen. Nach vielen Jahren fand sich das Gerät, das ich selber gekauft hatte, also in guten Zustand wieder in meinen Händen:-). Leider ging die hochwertige aktive Ferritantenne beim damaligen Tumult verloren. Aber das macht nichts. Ich habe ja die Originalantenne mit dem 8161er. Meine Antenne habe ich übrigens im Keller montiert weil sie dort sehr gut funktioniert. Am Ausgang des Quarzfilterverstärkers innen im 8161 kann man bei normalen Ausbreitungsbedingungen ein ziemlich sauberes 60kHz Sinus Signal am Oszi beobachten. Im Anhang sind ein paar Movies, falls es interessiert: Der erste zeigt den Phasenvergleich zwischen LPRO und dem 10MHz Tracking Signal (WWVB) als Lissajous Präsentation. Das zweite zeigte es als Normales Oszibild wo man die Phasenbewegungen gut verfolgen jann. Das letzte zeigt den Phasenvergleich zwischen LPRO und 8164 OCXO, mit WWVB diszipliniert. Gruß, Gerhard
Gerhard O. schrieb: > Hat DCF77.5 auch BPSK verpasst gekriegt wie WWVB? Ich glaube, DCF dreht nur 15 Grad die Phase. Spannende Geschichte über den Erwerb deines 8164. Kaufen will ich so ein Teil nicht, das Thema Frequenznormal interessiert mich mehr generell und weil ich von Programiererei keine Ahnung habe, denke ich, könnte das ein schönes Startprojekt werden. Zu deinen Oszillogrammen kann ich Nichts sagen, ich habe mir mein Normal noch nicht gegen ein Rb Normal mit Lissajous Figuren angeschaut. Phasenrauschen und Jitter haben mich bisher immer nur von 10 Hz...100 MHz Offset interessiert, aber noch nicht im mHz und µHz Abstand, wie es hier wichtig wird. Dein zweites normales Oszibild 6526.mov, bei dem man die Phasenbewegungen verfolgen kan: Sieht schon eindrucksvoll aus. Vllt wäre es viel stabiler, wenn Du nicht 1500 km vom Sender entfernt wärst, sondern näher dran. Wenn ich das richtig verstehe, hast Du 12µV Antennenspannung mit dem Vorverstärker, ist ja auch schon sehr mager, nur noch 27 dB von der 0,5µV Untergrenze entfernt. Gibt es ein Schaltbild von der Ferritantenne? Gruß, Frank
Die obig erwähnte Frequenzverdopplung könnte man auch mal bei DCF77 probieren. Hier zur Unterdrückung der Überlagerung von Bodenwelle und Ionosphäreninversion. Bekanntlich löscht sich oder invertiert sich das Signal mehrfach täglich je nachdem wie weit der Empfänger vom Sender entfernt ist. Gibt's das schon in irgendeiner Schaltung?
Frank H. schrieb: > Gerhard O. schrieb: >> Hat DCF77.5 auch BPSK verpasst gekriegt wie WWVB? > > Ich glaube, DCF dreht nur 15 Grad die Phase. Danke. Es hat mich bis jetzt wegen der geographischen Gegebenheiten auch nicht sonderlich berührt:-) Im Anhang ist ein Schnappschuss meiner Antenne im Kaltraum im Keller. Die Antenne ist ca 30cm lang. Ich habe sie etwas südöstlich ausgerichtet. Die Wand im Hintergrund ist parallel mit dem Meridian. Viel Unterschied macht die Ausrichtung ausser in der ortagonalen Stellung nicht. Nur in einem ganz schmalen Bereich fällt dann der Empfang aus. Benimmt sich ähnlich wie die Ausrichtung alter MW Kofferradios auf den Sender. > > Spannende Geschichte über den Erwerb deines 8164. Kaufen will ich so ein > Teil nicht, das Thema Frequenznormal interessiert mich mehr generell und > weil ich von Programiererei keine Ahnung habe, denke ich, könnte das ein > schönes Startprojekt werden. Ja. Ich finde diese Technik auch irgendwie interessant. An sich funktioniert die LW Geschichte extrem zuverlässig auch über die große Entfernung von Edmonton nach Ft. Collins > Zu deinen Oszillogrammen kann ich Nichts sagen, ich habe mir mein Normal > noch nicht gegen ein Rb Normal mit Lissajous Figuren angeschaut. > Phasenrauschen und Jitter haben mich bisher immer nur von 10 Hz...100 > MHz Offset interessiert, aber noch nicht im mHz und µHz Abstand, wie es > hier wichtig wird. > Dein zweites normales Oszibild 6526.mov, bei dem man die > Phasenbewegungen verfolgen kan: Sieht schon eindrucksvoll aus. Vllt wäre > es viel stabiler, wenn Du nicht 1500 km vom Sender entfernt wärst, > sondern näher dran. Wenn ich das richtig verstehe, hast Du 12µV > Antennenspannung mit dem Vorverstärker, ist ja auch schon sehr mager, > nur noch 27 dB von der 0,5µV Untergrenze entfernt. Gibt es ein > Schaltbild von der Ferritantenne? Leider nicht. Auseinandernehmen will ich die Antennenanordnung nicht freiwillig, weil die PVC Umhüllung ganz zusammengeklebt ist und man es aufsägen müsste. Dabei muß man extrem vorsichtig vorgehen, weil die Antennenstäbe sehr stoßempfindlich sind und leicht brechen können. Vor Fallenlassen durch ungeschickte Hände wird gewarnt:-) Ich habe irgendwo gelesen, daß innen sechs 25cm lange Ferritantennenstäbe zusammen gelegt sind und mit einem C auf 60kHz resonant ist. Der Verstärker ist eine zweistufige NPN Schaltung übers Antennenkabel versorgt. Viel Strom kann er nicht brauchen weil der Speisewiderstand über 12V einige KOhm groß ist. Die Antenne soll mindestens 15m vom 8161 aufgestellt werden, weil es sonst möglicherweise schwingen könnte. Bei mir ist der Abstand nur 5m. Habe aber augenscheinlich trotzdem keine Probleme diesbezüglich. Mit 12uV sieht das Signal am Ausgang des Quarzfilter AGC Verstärker ganz ordentlich auch. Es ist ein 60kHz Sinus mit etwas Störumhüllung. Was die Phasenbewegung betrifft, sollte man berücksichtigen, daß der Ausbreitungsjitter um den Faktor 177 Multipliziert darstellt wird. Ist also auf 60kHz bezogen nicht so schlimm. Ich vermute, daß atmosphärische Bewegungen, Einfluß der Sonneneinstrahlung auf due Ionosphärischen Schichten die Ausbreitung etwas beeinflußt. Während der Abenddämmerung und Morgengrauen sind die Phasenbewegungen grausig anzusehen. Wenn man dann due Phase gegen den LPRO vergleicht und aufzeichnet, sieht man einige 10us an Jitter. Das geht aber nach den Tagesänderungen wieder weg. Während der Nacht und am Tag, ist due Ausbreitung in der Regel stabil. Ohne die 120kHz Aufbereitung, stört die BPSK derart, daß kein Phase lock möglich ist. Der HP117A versagt auch total. Mit dem AD633 geht die Entfernung def BPSK wunderschön. Der Umbau ist dank der großen und großzügigen internen Bauweise leicht durchzuführen. Übrigens, das letzte Bild habe ich falsch beschrieben. Es zeigt einen Vergleich zwischen dem LPRO und einem selbstgebauten GPS Frequenznormal. Mit dem 8161 kann man über einige Stunden Vergleich bis um einige Teile um 10e11 machen. Beim LPRO kriege ich während des ganzen Tages bei korrekter Einstellung des C-Felds eine gerade Linie am Phasenrecorder. Das entspricht einer Abweichung von NIST um oder unter 10e-11. die Methode ist also durchaus noch nützlich, auch wenn man mit GPS eine Ausweichmöglichkeit hat. Am Ende ist es so, daß auch die GPS Disziplinierung auf beste Genauigkeit einige Stunden bedarf und ich wenig Lust habe den teuren OCXO oder LPRO durch permanenten Betrieb zu verschwenden. (Meine GPS Zeitkonstante ist über 8 Stunden). Abgesehen davon, weisen hochwertige OCXO doch eine gewisse Einschalthysterese auf, so daß nan OCXOs in der Hinsicht besser durchlaufen lassen sollte. Der Quarz hat ja auch nur einen begrenzten Abgleichbereich. Ab einen Zeitpunkt lässt er sich dann nicht mehr nachziehen. Da ist das WWVB Konzept in so fern angenehm, weil der nach 10s Einschaltzeit auf WWVB angebunden ist. Beim Frequenzzähler merkt man kaum die Phasenschwankungen der Referenz und brauche nicht auf den LPRO oder GPS warten. Ich habe übrigens vor einiger Zeit einen 1970er Generation 304D Tracor Rb-Standard wieder ins Leben gerufen. Dem Handbuch nach soll der eine etwa zehnfach bessere Alterungsrate haben wie z.B. der LPRO. Aber das nützt mir wenig, weil ich wenig Lust habe, 1.2kWh am Tag zu verprassen. Das ist in der heutigen Zeit uncool. Das Teil braucht auch fast eine volle Stunde Anwärmzeit bis der Rb-Lock überhaupt möglich ist. Ich mußte auch schon allerhand darin reparieren. Die Rb Lampe wird dort ähnlich wie mit einer CD-Zündung mit Trafo gestartet. Aber ein tolles Gerät ist es schon, weil da noch kein Mikroprozessor werkelt. Das Gerät ist vollkommen diskret und mit TTL verwirklicht. Der Physikteil ist 20x12cm groß und sehr gut isoliert. Aber man kann alles durchmessen. Ist natürlich schon eine tolle Laborkuriosität. Kommt also darauf an was man machen will. Zeit zum Mittagessen... Gerhard > > Gruß, Frank
:
Bearbeitet durch User
Wenn ich die US Patentschrift 4,525,685 richtig verstehe, sind im Spectracom 8164 zwei 10 MHz Oszillatoren. Einer wird mit der analogen PLL mit 12s Zeitkonstante geregelt. Der zweite wird mit der digitalen PLL über 3 * 1000s Zeitkonstante und extrem viel Störerkennungs-Know How auf den ersten 10 MHz Oszillator geregelt (Spalte 4 , Zeile 26). Ist auch eine extreme Materialschlacht. Gerhard, sind deine Jittermessungen am Ausgang des ersten analog geregelten 10MHz Oszillators oder am Ausgang des digital geregelten zweiten Oszillators?
frank147 schrieb: > Wenn ich die US Patentschrift 4,525,685 richtig verstehe, sind im > Spectracom 8164 zwei 10 MHz Oszillatoren. Einer wird mit der analogen > PLL mit 12s Zeitkonstante geregelt. Der zweite wird mit der digitalen > PLL über 3 * 1000s Zeitkonstante und extrem viel Störerkennungs-Know How > auf den ersten 10 MHz Oszillator geregelt (Spalte 4 , Zeile 26). Ist > auch eine extreme Materialschlacht. Moin, Die "Materialschlacht" ist wegen des sehr übersichtlichen und modularen Aufbau nicht so schlimm wie man auf den ersten Blick vermuten könnte. Auf der Rückwand findet sich der Quarzfilter AGC Verstärker und die 100kHz-10MHz Frequenzverteiler Baugruppe. Auf der Bodenplatte unten die synchrone Empfängerschaltung und die erste "schnelle" PLL. Darüber, in der gleichen Größe, die 8031er Mikroprozessor Schaltung die den hochwertigen OCXO über einen 18-Bit DAC nachstimmt. Da diese Nachstimmung nur sehr infrequent erfolgt ist die Frequenzubsicherheit nur von Stabilität des OCXO abhängig. Auch ohne WWVB Nachführung bleibt der OCXO hochstabil auf der letzten DAC Einstellung. Sonst findet sich nur noch der Netztrafe linkes am Seiten Panel montiert, und auf der rechten Seite der OCXO und Bord und der Streifenschreiber. Ich ersetzte übrigens das originale SRAM mit einer NVRAM Version mit interner Li-Zelle. Bei Netzausfall stellt er sich dann sofort wieder auf die letzte DAC Einstellung ein. Die Frontplattenauslegung kennst Du ja vom Handbuch. Alles in allen ist es ein gut funktionierendes und schön aussehendes Gerät. Das OCXO Netzteil ist im 8164 immer an. Eine einfache Schaltung zeigt über ein Warn LED einen etwaigen Netzausfall an, der mit einem Taster zurückgesetzt werden kann. Auf der Rückseite ist noch ein Molexstecker mit internen Signalen und dem WWVB Zeitdatenstrom. Da könnte man einen uC Auswerter bauen um die Zeit und das Datum anzuzeigen. Aber das lohnt sich nicht wirklich. Ich muß beim 8164 noch den AD633 BPSK Upgrade machen. Bis jetzt verwendete ich nur den 8161 zur Steuerung des 8164. (Ich lasse den 8164 meist ausgeschaltet um den OCXO der schon viele Jahre an Laufzeit auf den Buckel hat, nicht unnötig weiter zu "Altern". Für normale Laborarbeit ist der LPRO mit einen 7-Kanal 10MHz Leitungsverstärker zuständig der alle Meßgeräte über RG-58 versorgt). Beitrag "Re: Zeigt her Eure Kunstwerke !" Da Streifenschreiberpapier extrem schwer und nur teuer zu bekommen ist, entwickelte ich eine digitale Version mit Arduino und Thermischen Drucker der mit billigen Papier das gleiche Resultat liefert. Siehe hier: Beitrag "Re: Zeigt her eure Kunstwerke (2020)" Muß ich aber erst in ein Gehäuse einbauen. Verhunzen möchte ich den 8164 aber nicht. Deshalb ein externer "Streifenschreiber". Der Phasenvergleich mit Streifenschreiber ist sehr aufschlußreich und nützlich. Damit kann man externe Geräte wie Frequenzzähler genau abgleichen. Auch überwache ich damit die Langzeitabweichungen des LPRO mit WWVB. (obwohl ich das auch mit dem GPSDXO machen könnte). Ich habe übrigens einen lokalen GPS Sekundärsender in Betrieb, der die GPS Signale mit einer hohen Aussenantenne empfängt und dann im Labor wieder verstärkt ausstrahlt. Das ist angenehm, weil alles mit GPS im Haus auch funktioniert. Siehe auch hier: Beitrag "Re: Zeigt her eure Kunstwerke (2015)" > > Gerhard, sind deine Jittermessungen am Ausgang des ersten analog > geregelten 10MHz Oszillators oder am Ausgang des digital geregelten > zweiten Oszillators? Meine Jittermessungen bezogen sich nur auf den PLL stabilisierten ersten 10MHz XO mit einem kleinen Quarz auf der Empfängerbord. Auch wenn die Integrationszeitkonstante berechnungsmäßig 12s beträgt, kann das PLL Schleifenfilter doch auf die Ausbreitungsphasenschwankungen In Realzeit reagieren. Nur beim ersten Einschalten, brauchen die 816x rund 10s um in den Lock Status, durch eine grüne/rote LED angezeigt, zu geraten. Wenn man die nachgeführte OCXO Frequenz mit dem LPRO am Oszi vergleicht, sieht man nur extrem langfristiges Driften über viele Stunden. Hoffe, daß gibt Dir einen hilfreichen Überblick meines "Spielzeugs". Gruß, Gerhard
Abdul K. schrieb: > Die obig erwähnte Frequenzverdopplung könnte man auch mal bei DCF77 > probieren. Hier zur Unterdrückung der Überlagerung von Bodenwelle und > Ionosphäreninversion. Wie soll das gehen? Mit getrennten Antennen für Bodenwelle und Raumwelle? Die Raumwelle soll dann eine Richtantenne für 77 kHz sein und aus ein paar Grad Erhebungswinkel empfangen? Dazu müßten die Antennen ziemlich groß sein, einige Wellenlängen lang.
Gerhard O. schrieb: > Hoffe, daß gibt Dir einen hilfreichen Überblick meines "Spielzeugs". Danke. Und nachdem ich jetzt in "zeigt her Eure Kunstwerke" geschmökert habe, sehe ich, das Du ja mehrere Frequenznormale hast. Und der 8164 scheint mir kaum noch zu toppen zu sein, da steckt ja endlos Gehirnschmalz drin. Und das Teil von Jochen Jirmann muß ich auch noch anschauen... Gruß, Frank
Frank H. schrieb: > Wie soll das gehen? Wir wollen ja nicht übertreiben, nur eine Antenne. Wenn die Frequenz verdoppelt wird und dann wieder halbiert, ist die abundzu auftretende temporäre Phaseninversion weg. Ansonsten würde diese versuchen, den lokalen Oszillator um 180° zu drehen. Später dann wieder zurück. Was für eine Normalfrequenz unproduktiv ist.
Hier noch ein Innenbild vom 8161 und 8163. auch der HP117A LF Comparator ist gezeigt. Die Bilder sind allesamt vom Internet. Der 8164 sieht dem 8163 etwas ähnlich.
:
Bearbeitet durch User
Das erste Bild sieht wie die Hifi-Teile aus den 80ern innen aus. Viel Luft 😝🤣
Abdul K. schrieb: > Das erste Bild sieht wie die Hifi-Teile aus den 80ern innen aus. > Viel > Luft 😝🤣 Ich sage dazu "großzügiger" Aufbau mit Potenzial für Erweiterungen. Da konnte man noch mit "Wurstfingern" hantieren, anstatt mit Mikroskop und Mikromanipulatoren:-) Wenn ich da an 0.5x0.5mm BGA und 0101 Hühnerfutter denke...
:
Bearbeitet durch User
Gerhard O. schrieb: > Ich habe irgendwo gelesen, daß innen sechs 25cm lange > Ferritantennenstäbe zusammen gelegt sind und mit einem C auf 60kHz > resonant ist. Hi, vielleicht ist das Teil für Dich auch interessant: Fundstelle im Netz: [Zitat:] "...Der Stab besteht aus "Vitrovac". Er ist 35cm lang und hat eine sehr hohe Permeabilität. Die Spule hat 8000 Windungen. Die "HF"-Spannung wird mit einem Verstärker mit hoher Eingangsimpedanz abgegriffen. Der Ausgangswiderstand beträgt 100 Ohm. Das elektrische Feld ist mit einer Kupferfolie abgeschirmt, die an beiden Enden geschlitzt ist, um Wirbelströme zu vermeiden..." [/Zitat] Quelle: https://www.viehl-radio.de/homeda/vlf.html https://www.viehl-radio.de/homeda/vlf.html#an Frage mich, wie komme ich an das Material "Virtovac" ran. Nicht nur an die einzeln gewalzten dünnen Folien, sondern an solch einen Ferrit-Ersatzmaterial-Stab wie auf Seite 5 des Links. ciao gustav
:
Bearbeitet durch User
Karl B. schrieb: > Hi, > vielleicht ist das Teil für Dich auch interessant: Hallo Gustav, vielen Dank für Deine interessanten Information. Da ich mich sonst nicht mit LW Empfang beschäftige als FA-Hobby, außer WWVB Empfang, war mir das Material "Vitrovac" noch unbekannt. Wäre eigentlich ganz nett sich davon geeignetes Material verschaffen zu können. Die Bilder geben leider keinen Aufschluss auf die Organisation des Kerns. Ich vermute, zur Minimierung von Wirbelströmen, dass er das Blech in dünne Streifen geschnitten hat und geklebt. Ist natürlich nur eine wilde Vermutung von mir. Man könnte ja freundlich bei ihm nachfragen. Auch dürfte der extrem dünne Draht sehr schwierig zu handhaben sein, weil der wahrscheinlich nur Zugkräfte im Gramm Bereich aushalten dürfte. Trotzdem, Faszinierend;-) Der HP117A LF Comparator hat übrigens eine aktive statisch geschirmte 1-m (Rahmen/Ring) Drahtantenne mit Quarzfilter Gegentakt-Nuvistorverrstärker drin. Das interessante daran ist, dass der Verstärker mit 27V versorgt wird und jene für Heiz- und Anodenspannung ohne weitere Verarbeitung ausgenützt wird. Eine spätere Version dieser Antenne hatte dann allerdings JFETs drin. Diese Antenne funktionierte damals sehr gut. Ist halt im Vergleich zur Spectracom Antenne recht groß, unhandlich und relativ schwer. Ja, die Langwellen haben ihren besonderen Reiz. Bei mir hier kann ich auf 201 und 266kHz noch zwei ADF Funkbaken mit dem Grundig 2001 RX empfangen, was mich übrigens wundert, weil ADFs in der modernen Aviation angeblich alle ausgestorben sein dürften. VG, Gerhard
:
Bearbeitet durch User
Karl B. schrieb: > Frage mich, wie komme ich an das Material "Virtovac" ran. Nicht nur an > die einzeln gewalzten dünnen Folien, sondern an solch einen > Ferrit-Ersatzmaterial-Stab wie auf Seite 5 des Links. < https://vacuumschmelze.de/Produkte/Weichmagnetische-Werkstoffe-und-Stanzteile/Amorpher-Werkstoff---VITROVAC > Die dicken Stäbe sind wohl Stapel von Folien. Das schnelle Abkühlen für das amorphe Material geht mit Folie nun mal leichter. Ich sehe das aber eher als Luxusproblem an. Bei mir tut ein Lucent/HP KS24361 Dienst, das einen MTI-260 5-MHz-Ofen steuert, und noch einen 2. als hot spare. Der MTI-260 ist schon ohne GPS fast so gut wie Rubidium. Gruß, Gerhard
Karl B. schrieb: > Frage mich, wie komme ich an das Material "Virtovac" ran. Nicht nur an > die einzeln gewalzten dünnen Folien, sondern an solch einen > Ferrit-Ersatzmaterial-Stab wie auf Seite 5 des Links. < https://vacuumschmelze.de/Produkte/Weichmagnetische-Werkstoffe-und-Stanzteile/Amorpher-Werkstoff---VITROVAC > Die dicken Stäbe sind wohl Stapel von Folien. Das schnelle Abkühlen für das amorphe Material geht mit Folie nun mal leichter. Ich sehe das aber eher als Luxusproblem an. Bei mir tut ein Lucent/HP KS24361 Dienst, das einen MTI-260 5-MHz-Ofen steuert, und noch einen 2. als hot spare. Der MTI-260 ist schon ohne GPS fast so gut wie Rubidium. Ich habe die Ausgangsschaltung etwas geändert, damit ich 10 statt 5 MHz bekomme. < http://www.hoffmann-hochfrequenz.de/downloads/DoubDist.pdf > Tja, wenn das Löschen des doppelten Artikels nicht funktioniert, dann bleibt er eben hier. Gruß, Gerhard
:
Bearbeitet durch User
Mit den MTI-250 habe ich auch schon gearbeitet. Die sind recht stabil und klein und brauchen wenig Ofenleistung. Läßt Du Deine Frequenznormale immer durchlaufen? Ich hätte nur Bedenken wegen endlicher Abgleichmöglichkeit durch zu viel Quarzalterung. Mein 8164 hatte ja im Labor meinerzeit auch schon an über 10 Jahre auf seinen Buckel. Als ich ihn zurück bekam, mußte ich erst die Grobeinstellung etwas verdrehen um wieder in den optimalen Arbeitsbereich zu geraten. Elektronisch, mit der DAC-Feineinstellung, war er schon längst aus dem Toleranzbereich der FW. Ich habe noch einen alten HP5245M Frequenzzähler, der mindesten 35 Jahre durchgehenden Betrieb auf seinen Buckel hatte und schon relativ nahe am Ende des Grobabstimmbereichs geraten ist. Der ist definitiv gealtert. Am Rande... In den 90ern beschäftigte ich mich mit dem Bau eines 5MHz SC-Quarzschnitt Oszillator. Da ist mir aufgefallen, daß sich bei Drehung der Anordnung um 90 Grad auf dem Tisch die Frequenz um ein paar bpm änderte. Am Phasenrecorder konnte man es deutlich sehen. Ich hatte allerdings eine Ferritspule in der Schaltung. So kann ich nicht Bestimmtheit angeben ob der Quarz oder die Spule vom Erdmagnetfeld beeinflußt wurde. Wenn der Oszillator wieder in die ursprüngliche Lage gebracht wurde, stellte sich wieder die alte Phasenlage ein. Normalerweise ist dieser Effekt in den meisten Fällen belanglos. Der Quarz hatte übrigens einen angegebenen Gütewert Q von 5e6 und man mußte den Quarzquerstrom genau einregulieren um den Quarz nicht zu überlasten und im optimalen Bereich zu betreiben. Ich machte das übrigens mit einer Tektronix AM503 Stromzange. https://tf.nist.gov/general/pdf/906.pdf
:
Bearbeitet durch User
Abdul K. schrieb: > Wenn die Frequenz verdoppelt wird und dann wieder halbiert, ist die > abundzu auftretende temporäre Phaseninversion weg. > Ansonsten würde diese versuchen, den lokalen Oszillator um 180° zu > drehen. Später dann wieder zurück. Was für eine Normalfrequenz > unproduktiv ist. Klingt gut.
Hier mal die LT-Spice-Datei von meinem Quarzfilter zum spielen. In diesen sind die Quarzersatzdaten mit berücksichtigt. Ralph
Ein Q von 5e6 auf 5 MHz ist eine ziemlich Ansage. Mehr als 2.4e6 auf 5Meg habe ich noch nicht gesehen. Ich hatte einen Morion MV-89A-Oszillator, der mit einer Abstimmspannung > 1V nicht mehr wollte. Ich habe ihn aufgefeilt, der Quarz hatte diese Daten: nominal frequency at room temp. F = 4999868.18548896 Q = 2058123.87937723 L = 5.31149294399851 C = 1.90768447144417E-16 R = 81.074358418583 C0= 2.8136087840004E-12 B-Mode at room temperature / 27°C F = 5456268.74855202 Q = 2070228.75819907 L = 5.60406600257822 C = 1.51825777903696E-16 R = 92.8026816958027 C0= 2.50200142407676E-12 fundamental at room temp. F = 1706530.674 Q =12634 L = 2.882184522 C = 3.017798817E-15 R = 2446.1 C0= 3.400172339E-12 -------------------------- Nominal frequency at 87.8°C F = 4999977.73472294 Q = 2210624.24356611 L = 5.31056260615351 5310652606 nH C = 1.90793506338953E-16 0.00019079350 pF R = 75.4698598161708 C0= 2.67067707950378E-12 B-Mode at 88°C F = 5445966.6930594 Q = 1559143.3579169 L = 4.56636349264629 C = 1.87033681366853E-16 R = 100.216511187362 C0= 3.02668789364201E-12 Fundamental @ 88°c F = 1706366.18003318 Q = 7829.11559388434 L = 2.67725816365808 C = 3.24941770179082E-15 R = 3666.31393448872 C0= 3.28464263904697E-12 Gemessen mit ZVB8. Ich frage mich, wass diese normgerechten Anpassungsschaltungen eigentlich sollen. Die frisch kalibrierten Portkabel direkt von der ECAL-Unit kann man eigentlich nur verschlimmbessern. Das Quarzmessprogramm des DG8SAQ-VNWA liefert im wesentlichen die gleichen Ergebnise. Mein eigenes Programm braucht noch etwas Pflege bis ich das ohne Gesichtsverlust veröffentlichen kann. Zum Gravitationseinfluss auf den Quarz hat R.Vig was geschrieben WIMRE, und Driscoll auch. Da existieren sogar Schaltungen mit verschieden angeordneten Quarzen, die sich gegenseitig kompensieren. Braucht man aber nur in Kampfhubschraubern oder so. Das Ferrit hat da keine Schuld. Meine Normale lass ich nicht an. Vielleicht ein paar Tage bevor ich sie brauche, dann hat sowieso das GPS das letzte Wort. Die Ausnahme sind die 2 MV89A im TimePod-Einschub. Ich versuche gerade 8 MTI-260 gaaanz langsam an den im GPS zu locken und wenn sie dann phasenstarr sind mit Wilkinsons zusammen zu combinern. Das müsste einen förderlichen Einfluss auf das Phasenrauschen haben. Gruß, Gerhard
Hallo Gerhard, > Ein Q von 5e6 auf 5 MHz ist eine ziemlich Ansage. Mehr > als 2.4e6 auf 5Meg habe ich noch nicht gesehen. ... Diese Quarze waren Bliley Labormuster mit ausgemessenen mitgelieferten Kenndaten seitens Bliley. Gemessen habe ich das Q selber nicht. Deren Betriebstemperatur war mit 85DEGC angegeben. Ich hatte damals den aktuellen Umkehrpunkt experimentell ermittelt und eingestellt und war auch in dem angegebenen Bereich. Ich habe keinen ZVB8. Ich kannte nur den alten Original ZVB aus den 80ern. Ich könnte mit meinen Mitteln Quarze nur mit dem HP8405A Vector Impedance Meter und Vector Voltmeter mit HP3335A Synthesizer als Frequenzquelle ähnlich wie bei Dir in der Standardschaltung ausmessen. Ich muß da also mit recht alten Gerätschaften arbeiten:-) Was die anderen Effekte betrifft, gab ich damals der Spule die Schuld weil ich den Oszillator nur horizontal drehte. Der Gravitationszug sollte da nichts ausmachen. Bleibt also nur Erdmagnetfeldwirkung auf irgendwelche magnetisch empfindliche Komponenten. Ich hätte fast Lust mit den Blileyquarzen irgendwann wieder weiter zu machen. Ich müsste allerdings wieder alles aufbauen. Ich habe auch noch einen FTS1130 im Betrieb. Der ist auch extrem stabil wie LPRO Vergleiche ergaben. Der alte Tracor 304D ist übrigens langzeitmäßig etwas stabiler als der LPRO. Nur braucht der mir mit 50VA zu viel Strom. Aber vorerst muß ich erst den 141T reparieren. Ist aber eine Plage mit dem schweren Apparat am Tisch umzugehen. Mir scheint, hochstabile Oszillatoren sind bei Dir auch von großem Interesse. Danke für Deinen Bericht. Mich wundert, daß Du den Quarz auch im Fundamental Modus charakterisiertest. Normalerweise sind die ja für 3. O.T. Modus vorgesehen. Ich hatte mal große Probleme einen XRE OCXO von RS stabil zu kriegen. Nach langer Fehlersuche ergab sich ein schadhafter Heiz-Transistor von der Temperaturreglung. Großartig war das Teil dann leider trotzdem nicht. Mit dem MTI-250 nicht zu vergleichen. Leider. Nett gebaut, sonst, das Teil. Gruß, Gerhard
:
Bearbeitet durch User
Nachtrag Ich las mal einen Bericht wo HP einen Dual-mode SC-cut Oszillator konstruierte um durch Mischen der beiden Frequenzen die Temperatur abzuleiten. Darauf mal zu kommen. Allerdings kommerzialisierte HP dieses Konzept aber nicht.
Ralph B. schrieb: > Hier mal die LT-Spice-Datei von meinem Quarzfilter zum spielen. > > In diesen sind die Quarzersatzdaten mit berücksichtigt. > > Ralph Danke. Werde mir es später ansehen.
Einen VNA braucht man eigentlich nicht um Quarze zu messen. Ein genauer Synthesizer und ein Voltmeter sind eigentlich genug. Ich habe die wichtigsten Resonanzen gemessen um ein grundlegendes Simulationsmodell machen zu können. Es gibt noch genug Überraschungen mit activity dips, die je nach Temperatur anders sind. Dein Problem mit dem 141T trifft mich auch mit dem W&G SNA-33. 1 Hz Filterbandbreite bei 26 GHz, den Synthesizer muss man erst mal bauen können. Und dann bootet das Ding sein DOS 6.22 ins Nirvana. Unwürdiger Tod. Hier war neulich ein Gast, der offensichtlich ein funktionsfähiges Exemplar hatte. Der hat sich leider nie mehr gemeldet. Andere haben exakt den gleichen Effekt. Wir haben einen Faden auf EEVblog aufgemacht. Bisher aber nur gemeinsames Wundenlecken. Sehr zu empfehen: die timenuts-Liste auf febo.com Die alten Kämpen von HP sind auch dort. Gruß, Gerhard H. DK4XP
Gerhard H. schrieb: > Einen VNA braucht man eigentlich nicht um Quarze zu messen. Ein > genauer Synthesizer und ein Voltmeter sind eigentlich genug. > Ich habe die wichtigsten Resonanzen gemessen um ein grundlegendes > Simulationsmodell machen zu können. Es gibt noch genug Überraschungen > mit activity dips, die je nach Temperatur anders sind. Ja. Ich werde mich bei Gelegenheit wieder damit beschäftigen. > > Dein Problem mit dem 141T trifft mich auch mit dem W&G SNA-33. > 1 Hz Filterbandbreite bei 26 GHz, den Synthesizer muss man erst > mal bauen können. Und dann bootet das Ding sein DOS 6.22 ins Nirvana. > Unwürdiger Tod. Das ist wirklich schade. Tut mir leid, das hören zu müssen. Da ist wahrscheinlich Zusammenarbeit mit ähnlichen Besitzern angesagt. Vielleicht kann man die Betriebssoftware neu laden, falls korrupte Dateien das Problem ist. Wünsche jedenfalls Viel Erfolg eine (unerwartete) Lösung zu finden. Was den 141T betrifft, besteht Hoffnung. Ich habe schon nachgesehen. Scheint entweder ein Bildröhren Kontakt/Lötfehler zu sein oder ein interner CRT Kontaktfehler. Wenn ich mit einen Schraubendrehergriff die CRT Fassung leicht antappe, funktioniert es wieder eine Zeitlang. Es scheint mit der Floodgun Heizung etwas zu tun zu haben, weil es danach ein paar Sekunden braucht bis die Bildschirmfläche wieder ausgeleuchtet ist oder wieder verschwindet wenn der Fehler wieder auftritt. Wenn es so weit funktioniert, ist auch die übliche Speichermanier wieder da und ich kann das Bild normal speichern oder die Nachleuchtdauer einstellen. Es ist nervig, altes T&M am ordentlichen Funktionieren zu erhalten. Ich werde mal die Fassung abziehen und alle Lötstellen begutachten. Ich hoffe allerdings, es ist keine interne gebrochene Elektrodenpunktschweißstelle die da brach. Ist mir vor Jahrzehnten bei einer QQE03/12 passierte, die dann nur noch über 12.6V heizbar war. Als armer Schüler, für den der Preis einer neuen Röhre ein kleines Vermögen darstellte, war das eine bittere Pille. > > Hier war neulich ein Gast, der offensichtlich ein funktionsfähiges > Exemplar hatte. Der hat sich leider nie mehr gemeldet. Andere haben > exakt den gleichen Effekt. Wir haben einen Faden auf EEVblog aufgemacht. > Bisher aber nur gemeinsames Wundenlecken. Ich halte Dir den Daumen. > > Sehr zu empfehen: die timenuts-Liste auf febo.com > Die alten Kämpen von HP sind auch dort. Ja Danke. Die sind mir bestens bekannt. Gruß, Gerhard, VE6AQO, ex DC0FC:-) > > Gruß, Gerhard H. DK4XP
Gerhard O. schrieb: > Elektrodenpunktschweißstelle die da brach. Ist mir vor Jahrzehnten bei > einer QQE03/12 passierte, die dann nur noch über 12.6V heizbar war. Als > armer Schüler, für den der Preis einer neuen Röhre ein kleines Vermögen > darstellte, war das eine bittere Pille. aaahhh, QQE06/40 in meinem selbstgebauten Transverter zum Betrieb mit FT505. Plötzlich war die Anodenspannung weg und 100 ms später das Schirmgitter. :-( Damals Praktikant. Tut mir heute noch weh. Gerhard H.
Gerhard H. schrieb: > Gerhard O. schrieb: > >> Elektrodenpunktschweißstelle die da brach. Ist mir vor Jahrzehnten bei >> einer QQE03/12 passierte, die dann nur noch über 12.6V heizbar war. Als >> armer Schüler, für den der Preis einer neuen Röhre ein kleines Vermögen >> darstellte, war das eine bittere Pille. > > aaahhh, QQE06/40 in meinem selbstgebauten Transverter zum Betrieb > mit FT505. Plötzlich war die Anodenspannung weg und 100 ms später > das Schirmgitter. :-( Damals Praktikant. Tut mir heute noch weh. > > Gerhard H. Das kann ich Dir nachfühlen. Ob eine Diode in Sperrrichtung zwischen G2 und der Anodenversorgung das verhindert hätte? Habe ich aber in der Literatur nie gesehen. Man sollte meinen, daß dies vielleicht ein effektiver Schutz gewesen wäre. Kann mir vorstellen, wie hell das geblitzt haben muß, und dann der sinkende Magen...
Moin, Mein 141T geht mittlerweile wieder. Der Fehler ließ sich tatsächlich an der CRT Fassung bestätigen. Lötstellen waren aber alle gut. Ich zog die Fassung ein paar Mal ab und steckte sie wieder drauf und der Fehler verschwand bis jetzt. Vielleicht war es ein Oxydfilm zwischen Fassungssteckbuchse und CRT Anschlußstift. Die Röhrensockellötstellen des Herstellers sahen alle gesund aus, obwohl es natürlich auch dort einen Oxydfilm zwischen Draht und Lötzinn im Inneren des Hohlen Sockelstiftes geben könnte. Worst case wäre natürlich ein innerer Fehler des CRT Elektrodenkomplexes und diversen Heizfäden. Falls der Fehler wiederholt auftreten sollte, löte ich die CRT Sockelstiftlötstellen nach. Gruß, Gerhard
:
Bearbeitet durch User
Glückwunsch zur Reparatur! Es ist immer schwierig, die alten Messgeräte am Leben zu halten, ich kenne das auch zur Genüge. Gruß, Frank
Frank H. schrieb: > Glückwunsch zur Reparatur! Es ist immer schwierig, die alten Messgeräte > am Leben zu halten, ich kenne das auch zur Genüge. > > Gruß, > Frank Danke Frank. Aber andrerseits ist es befriedigend, mit der damaligen Technik umgehen zu können und gute Service Unterlagen zur Verfügung zu haben. Der besagte 141T machte übrigens Jahrzehntelang keine Mucken. Was für mich spezifisch ein Greuel wäre, sind moderne Instrumente die ohne spezielle Hersteller SW nicht mehr gewartet werden können. Ganz abgesehen davon gibt es kaum noch vollständige und brauchbare Service Unterlagen. Manchmal sind die Serviceunterlagen nur zur Eingrenzung von Modulfehlern gedacht. Schaltbilder und Komponenten Layoutpläne kann man vergessen. Gebrauchte SA der achtziger Jahre sind auch ein großes Risiko. Ich hätte mir durchaus einen moderneren gebrauchten S.A leisten können. Andrerseits ist es schwierig einen bezahlbaren gebrauchten S.A. mit z.B. 10Hz B.B. zu finden. Das macht der HP8552B. Mit PLL Stabilisation ist auch die Einstellung nicht zu schlimm. Wenn ich die Frequenz wirklich genau wissen muß, blende ich in Synthesizer Signal mit ein. Erschwingliche moderne, neue SA. mit 10Hz BB sind auch nicht mehr so reichlich gesäht. Auch Mitlaufgeneratoren sind nicht immer mitintegriert. Das einzige wo viele moderne S.A. wesentlich besser sind, ist der Dynamikbereich. Da ist der 8554B schon weniger befriedigend. Ich dachte allerdings schon daran den Eingangsmischer, aber speziell den zweiten Mischer mit einem Mischer mit höheren Dynamikbereich zu ersetzen. 20dB müsste sich da vll. noch herausholen lassen. Der zweite Mischer von 2.05GHz auf 500 Mhz ist eine einzelne Schottkydiode. Da kann man nicht viel erwarten. Ein DBM wäre da günstiger. Ich komme mit den Geräten betrieblich ganz gut zurecht und es muß nicht alles Prozessorgesteuert sein. Mir macht es Spass so viel wie möglich aus den alten Geräten herausholen zu können. Und die Bedienung ist extrem intuitiv. Für jede Funktion gibt es direkten Zugang ohne Menüführung. Ergonomisch sind nicht alle modernen Geräte unbedingt befriedigend. Der 141T mit den HF Einheiten bis zu 40GHz+ war damals der erste serienmäßige SA. mit kalibrierten Eigenschaften und Breitband YIG-Oszillator Abstimmung, vor dem es nichts Vergleichbares gab. Alle folgenden SA wurden nach diesen Konzeptionellen Grundlagen weiterentwickelt. Gruß, Gerhard
Gerhard O. schrieb: > Da ist der 8554B schon weniger befriedigend. Ich dachte > allerdings schon daran den Eingangsmischer, aber speziell den zweiten > Mischer mit einem Mischer mit höheren Dynamikbereich zu ersetzen. 20dB > müsste sich da vll. noch herausholen lassen. Der zweite Mischer von > 2.05GHz auf 500 Mhz ist eine einzelne Schottkydiode. Da kann man nicht > viel erwarten. Ein DBM wäre da günstiger. Der HP8554 hat wenigstens einen Gegentaktmischer am Eingang sitzen, welche +10dbm Oszillatorleistung bekommt. Der HP8555 ist da, was Eigenklirrfaktor betrifft, wesentlich schlechter dran. Der hat nur einen Eintaktmischer im Eingang, welche auserdem nur einen Oszillatorpegel von +3dbm bekommt. Dementsprechend schlecht ist er. Ich hatte, nachdem ich erfolglos in meinen Kenwood TS700 UKW-Transceiver nach dem schlechten Oberwellenabstand von nur 50db gesucht habe, erkennen müssen, das der schlechte Oberwellenabstand vom HP8555 selbst verursacht wurde. Daraufhin hatte ich den Einschub komplett umgebaut. Siehe df6wu.de/Bauanleitungen%20Messtechnik/UKW-Berichte%20Bauanleitungen/HP85 55A-Umbau.pdf Ralph Berres
:
Bearbeitet durch User
Hallo Ralph, Danke für Deine Hinweise. Den 8555 verwende ich nur wenig, in Hinblick, daß der 8554 Frequenzbereich mäßig ausreicht. Auf die Umbauinformationen des 8555 kann ich leider nicht zugreifen. Da stimmt der Link nicht. Auch ein "www." Vorne dran half nicht. Prinzipiell hätte ich Interesse den 8554 umzubauen, aber, lieber würde ich aber an einen Zweiten arbeiten um nicht in einer Katastrophe zu enden. Was Dynamik betrifft, dürfte der erste Mischer hier mächtig mitspielen. Wenn ich z.B. ein Testsignal vom HP8640 SG anschließe, der ein sehr sauberes Signal liefert, sehe ich auch schon bei -20dBm Kompression. Das merkt man wenn man, den HF-Abschwächer schaltet und die Harmonischen sich dann um mehr als in 10dB Schritten ändern. Ich bin mir auch nicht sicher ob der Mischer nicht doch irgendwie beschädigt ist. Pegelmäßig stimmt alles und es funktioniert über den gesamten FB. Aber irgendwie bin ich mir trotzdem nicht sicher. Muß mal die Specs. durchgehen und versuchen den SFDR zu verifizieren. Ein DBM mit höherer Dynamik könnte man als Baugruppe einbauen und dann in das 2.05GHz ZF Filter mit einem Kopplungsstift oder Induktiv einkoppeln. Den Originalmischer kann man ja leicht ausbauen und mit einer 2.05Ghz Einkoppel SMA Buchse versehen. Der zweite Mischer macht mir auch Kopfzerbrechen. Aber da sollte es Probleme nur innerhalb der 2.05GHz Filterbandbreite geben. Auf jeden Fall wird es notwendig sein die vorherrschende Operation mit Messwerten zu dokumentieren um Verbesserungen bzw. Verschlimmbesserungen beurteilen und vergleichen zu können. Naja, vielleicht was für die kommenden Wintermonate... Gruß, Gerhard
Gerhard O. schrieb: > Auf die Umbauinformationen des 8555 kann ich leider nicht zugreifen. Da > stimmt der Link nicht. Auch ein "www." Vorne dran half nicht. geht denn df6wu.de? http://df6wu.de/ http://df6wu.de/Bauanleitungen%20Messtechnik/UKW-Berichte%20Bauanleitungen/ Von da aus kannst du dich weiter durchklicken. Ralph Berres
:
Bearbeitet durch User
Gerhard O. schrieb: > Ich bin mir auch nicht sicher ob der Mischer nicht doch irgendwie > beschädigt ist. Wenn die Nullinie ohne Eingangssignal den Pegel nach Serviceanleitung hat, sollte die Symmetrie passen, d.h. alle vier Dioden sind noch ok.
Die alten breitbandigen SA von HP hatten Oberton-Mischer. Bei einem Breitband-Sweep konnte man schön sehen, wie mit jedem neuen Oberton das Grundrauschen eine neue Treppenstufe erklomm. Das war auch der Grund, warum ich den SNA-33 gekauft hatte. Der hat einen Grundwellen-Mischer und einen Synthesizer der so hoch kann wie es gebraucht wird, und keine Snap-off-Diode, die beliebige Obertöne einer Grundwelle erzeugt. Gerhard H.
Gerhard O. schrieb: > Was Dynamik betrifft, dürfte der erste Mischer hier mächtig mitspielen. Der HP8554 hat immerhin einen Gegentaktmischer mit vermutlich +10dbm LO Pegel am Eingang. Das ist schon wesentlich besser als bei dem HP8555 welches einen Eintaktmischer mit 0dbm LO am Eingang besitzt. Der zweite LO ist garnicht mal mehr so kritisch weil davor das Signal schon auf etwa 30MHz Bandbreite gefiltert ist. Ich habe meinen HP8555 einen zusätzlichen Weg für den Bereich bis 1,8GHZ spendiert. Der hat einen tripple-Balange-Mischer. Das hat sich ganz enorm bemerkbar gemacht. Vielleicht kann man damit bei dir auch noch ein paar db im-freien Dynamibereich rausholen. Ralph Berres
Gerhard H. schrieb: > Der hat > einen Grundwellen-Mischer und einen Synthesizer der so hoch kann > wie es gebraucht wird, und keine Snap-off-Diode, die beliebige > Obertöne einer Grundwelle erzeugt. Der HP8555 erzeugt die Oberwellen mit dem er mischt, in der Eingangsmischerdiode. Das heist, die Eingangsmischerdiode erzeugt auch die Oberwellen aus dem Yigoszillator. Synthesizer die bis 20GHz gingen , gab es damals noch nicht. Eine Snap-off-Diode wird nur in der Synchronisierungseinheit benötigt, welche den Yig-Oszilltor an den Oberwellen eines Quarzoszillators anbindet. Die Snap-off-Diode erzeugt dann einen Frequenzkamm, dessen Linienabstand der Frequenz des Quarzoszillators entspricht. Mit einer Sample&Hold-Schaltung wird dann eine Regelspannung für die FM-Spule erzeugt. Ralph Berres
:
Bearbeitet durch User
Moin, Danke für das Flöhe ins Ohr setzen und Hinweis bezüglich der Triple balanced Mixers. Ich hatte mich schon lange nicht mehr an HF Produkten interessiert. Der MCA-35LH könnte für den 8554 von Interesse sein, weil RF/LO 2-3.5GHz tauglich sind und der ZF-Ausgang, den man natürlich hier als Eingangsport verwenden würde, immerhin bis nach 10Mhz runtergeht und auf 1500MHz raufgeht. Da könnte man zwei Mischer umschaltbar verwenden. Im Prinzip würde der Frequenzbereich brauchbar sein. Der IP3 ist auch ziemlich brauchbar. Im Bereich bis 1GHz, sind die IP3 Werte besonders gut. Sogar eine 10dB Dynamikbereich-Verbesserung wäre nett. Im Prinzip könnte man das Ganze realisieren, daß keine permanenten Veränderungen am 8554 gemacht werden müssen. Vielleicht besorge ich mir einen repräsentativen Mischer, konvektioniert mit SMA Buchsen, wenn erhältlich und mache einen Test. Nan könnte den gesamten Gegentaktmischer und Resonator-Einkopplung durch eine passende Platte ersetzen und das ZF Signal in den Resonator einkoppeln. Allerdings müsste man sich Gedanken mit der Breitband-Anpassung an den Resonator machen. LO-Power sollte gerade noch reichen, ansonsten man noch einen passenden MMIC Verstärker dazwischenlegen müsste. Ich muß mal mit den Daten arbeiten um abschätzen zu können welcher Dynamikbereich damit möglich wäre. Vielleicht probiere ich diesen Winter tatsächlich aus. Allerdings würde ich mir noch gerne einen zweiten 8554 zum Testen finden wollen um den Vorhandenen 8854 nicht zu großen Risiken aussetzen. Übrigens habe ich mir Gedanken gemacht ob es nicht vorteilhaft wäre den freischwingenden Cavity 1500MHz zweiten L.O. mit einer PLL zu versehen und Quarz stabilisieren. Vielleicht könnte man nur ein ADF4351 Signal einspeisen und den Cavity Oszillator damit synchronieren zu versuchen. Möglicherweise würde das bei schmalen Wobbelbreiten das Seitenband Rauschverhalten verbessern. Man könnte Vieles...:-) Gruß, Gerhard
:
Bearbeitet durch User
Hallo Gerhard hattest du meine Webseite aufrufen können? Der Mischer den ich verwende ist ein dreifach balangierter Ringmischer aus dem Hause Municom. Es trägt die Bezeichnung ZX05-42MH und sitzt in einen Gehäuse mit 3 SMA Buchsen. Der geht auch tiefer als 10MHz. Dahinter folgt zur Anpassung des Ausganges ein Verstärker mit einen ERA5, welches über einen 270Ohm Arbeitswiderstand an 20V betrieben wird. Dadurch bekommt man etwa 10db Verstärkungsüberschuss. Ich würde in der zweiten Mischstufe den freischwingenden Cavity Oszillator nicht durch einen AD4351 ersetzen. Der hat garantiert mehr Seitenbandrauschen. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Hallo Gerhard > > hattest du meine Webseite aufrufen können? > > Der Mischer den ich verwende ist ein dreifach balangierter Ringmischer > aus dem Hause Municom. Es trägt die Bezeichnung ZX05-42MH und sitzt in > einen Gehäuse mit 3 SMA Buchsen. Der geht auch tiefer als 10MHz. > > Dahinter folgt zur Anpassung des Ausganges ein Verstärker mit einen > ERA5, welches über einen 270Ohm Arbeitswiderstand an 20V betrieben wird. > > Dadurch bekommt man etwa 10db Verstärkungsüberschuss. > > Ich würde in der zweiten Mischstufe den freischwingenden Cavity > Oszillator nicht durch einen AD4351 ersetzen. Der hat garantiert mehr > Seitenbandrauschen. > > Ralph Berres Hallo Ralph, Ja. Ich konnte auf Deine Webseite zugreifen.hatte allerdings noch keine Muße zum studieren. Ich bin jetzt schon fast versucht später in diesem Jahr Deinem Beispiel nachzugehen. Das alles lässt sich relativ sauber durchführen. Ein SMA Mischer Modul wäre mir am liebsten. Gibts da Kühlungsprobleme mit dem ERA-5? Den Verstärkungsüberschuss könnte man auch mit einer Inline-Pad zwischen Mischer und ERA-5 "vernichten" auch wenn es die Rauschzahl verschlechtert. Ob der ERA-5 durch L.O. feedthrough leakage übersteuert werden würde? Wie sind den eigentlich die neuen Low-cost Siglent und Rigol, Hameg S.A. Im Vergleich was den Dynamikbereich betrifft? Um wieviel besser wie der 8554 sind die eigentlich? Ich habe leider keinen Zugang mehr zu wirklich High-End Geräten von RS/Anritsu und KS. Ich vermute, die sind auch in dieser Beziehung um 20-40dB besser. Aber da ich nur noch Hobbyist bin... Naja, mit etwas Erfahrung kann man auch mit dem 8554 realistische Harmonische Messungen machen. Man kann z.B. die Sender Fundamentalfrequenz mit einem Notchfilter reduzieren und dann geht es meistens. Man muß halt immer mit dem HF-Abschwächer verifizieren ob die Harmonischen beim Schalten exakt 10dB verändern oder um mehr. Das ist dann ein klares Zeichen von Mischerübersteuerung. Bis zu 60dB Unterschied lassen sich bei sorgfältiger Bedienung noch leicht rausholen. Ich werde mal mit zwei HP8640 und Wiltron RL Brücke als Power Divider einen Zwei-Ton Test machen um den tatsächlichen IP3 Wert meines 8554 zu ermitteln. OK wegen ADF4351. Man könnte auch ein sehr sauberes 100MHz Quarzsignal erzeugen und dann mit rauscharmen Verstärker und Selektion die 15. Harmonische isolieren und als Injection-Lock Signal verwenden. Aber so schlecht ist er ja auch im Originalzustand nicht. Der Mischerumbau ist da zielführender. Gerhard
Gerhard O. schrieb: > Ein SMA > Mischer Modul wäre mir am liebsten. Das ist ein Mischermodul mit SMA Buchsen. Ich meine ich habe den mit der ZF Seite als Eingang benutzt. Dadurch geht der Eingang bis fast DC runter. Den gleichen Mischer gibt es auch als Baustein zum auflöten auf einer Platine. Gerhard O. schrieb: > Gibts da Kühlungsprobleme mit dem > ERA-5? Nöö ich habe den in ein kleines Kästchen aus Platinenmaterial untergebracht. Gerhard O. schrieb: > Den Verstärkungsüberschuss könnte man auch mit einer Inline-Pad zwischen > Mischer und ERA-5 "vernichten" auch wenn es die Rauschzahl > verschlechtert. Ob der ERA-5 durch L.O. feedthrough leakage übersteuert > werden würde? Ich würde eher am Ausgang des Era5 den Pegel vernichten. Der Era5 kann +19dbm Pegel am Ausgang. Wenn der norminale Pegel am Mischereingang -30dbm beträgt, sind es am Ausgang des Mischers -37dbm. Der ERA5 verstärkt etwa um 20db, sind also am Ausgang des ERA5 -17dbm. Das packt er locker, ohne das IM Verhalten zusehr zu verschlechtern. Gerhard O. schrieb: > Wie sind den eigentlich die neuen Low-cost Siglent und Rigol, Hameg S.A. > Im Vergleich was den Dynamikbereich betrifft? Um wieviel besser wie der > 8554 sind die eigentlich? Also ich kann dir zu dem Rohde&Schwarz FTP1500 was sagen. Finger weg. Das Teil ist ein Rauschgenerator. Den Rigol kenne ich nicht. Aber der Siglent der zweitbilligsten Linie ist wirklich brauchbar. Von der Messqualität sind die heutigen Geräte auch nicht soviel besser, als die alten analogen Kisten. OK sie haben heute mehr Software implementiert, was die Bedienung erleichtern kann. Aber der intermodulationsfreie Dynamikbereich ist nach wie vor etwa 80db. Für größeren Dynamikbereich must du in die Premiumklasse gehen, da gehen dann auch mal 100db. Aber zu fast 6stelligen Kosten. Gerhard O. schrieb: > aja, mit etwas Erfahrung kann man auch mit dem 8554 realistische > Harmonische Messungen machen. Man kann z.B. die Sender > Fundamentalfrequenz mit einem Notchfilter reduzieren und dann geht es > meistens. Das muss ich bei meinen Spektrumanalyzer nicht mehr. Da sehe ich keine Oberwellen, wenn ich den Mischer mit -30dbm aussteuere. Den HP8555 habe ich schon lange nicht mehr. Sattdessen einen Tek492 den ich am meisten verwende, einen Taketa Riken TR4111 den ich selten benutze und einen Anritsu MS8604A der auch nicht so gut ist wie der Tek492 Gerhard O. schrieb: > Ich werde mal mit zwei HP8640 und Wiltron RL Brücke als Power Divider > einen Zwei-Ton Test machen um den tatsächlichen IP3 Wert meines 8554 zu > ermitteln. Die IP3 Werte sind bei den HP8554 8555 nicht so sehr das Problem, sondern die IP2 Werte, besser gesagt der Eigenklirrfaktor des ersten Mischers im Analyzers. Gerhard O. schrieb: > Man könnte auch ein sehr sauberes 100MHz Quarzsignal > erzeugen und dann mit rauscharmen Verstärker und Selektion die 15. > Harmonische isolieren und als Injection-Lock Signal verwenden. Aber so > schlecht ist er ja auch im Originalzustand nicht. Der Mischerumbau ist > da zielführender. Eben. Ich würde keine Baustellen aufmachen, welche wenn überhaupt nur maginale Verbesserungen bringen. Dann kann man auch gleich einen neuen Spektrumanalyzer bauen. Stabil genug ist er ja eigentlich auch, denn sonst würden 100HZ oder weniger ZF Bandbreite keinen Sinn machen. Ralph Berres
:
Bearbeitet durch User
Beitrag #7122104 wurde von einem Moderator gelöscht.
Beitrag #7122112 wurde von einem Moderator gelöscht.
Beitrag #7122177 wurde vom Autor gelöscht.
Beitrag #7122181 wurde von einem Moderator gelöscht.
Ich muss noch eine Info zu meinem Beitrag "Re: DCF77 Frequenznormal" loswerden: Die PM des Trägers findet in absolut jeder Sekunde statt, egal, ob eine Trägerabsenkung vorliegt oder nicht. Das bedeutet also, dass auch in der allerletzten Sekunde vor dem Min.-Wechsel PM vorliegt wie in allen anderen Sekunden auch. Das hat mir der Arbeitsgruppenleiter der PTB heute bestätigt. Daraus folgt, dass nur die zweiten 100 ms langen Zeitfenster (0,1 bis 0,2 Sekunden nach Tr.-Absenkung) frei von PM sind und der Träger 100% beträgt. Ausnahme ist die letzte Sekunde: Dort ergeben sich dann 0,2 s ohne PM, da ja keine logische 0 in AM übertragen wird. Das zur Richtigstellung, denn ich war lt. Definition der PTB zu einem anderen Schluss gekommen. :-( __ Noch ein Zitat von J. Jirmann aus seinem Artikel in der cq-DL 10/2000: ..."Die Ausnutzung dieser Genauigkeiten gelingt nur, wenn man die AM-Zeitmodulation und den schnellen Phasencode vollständig aus dem DCF-Signal entfernt und auch die unvermeidlichen Umwandlungen von Amplituden- in Phasenmodulation so gering wie möglich hält. Gerade die einfachen Schaltungen besitzen hier erhebliche Defizite: Die Regelspannung und damit die Frequenz des Quarzoszillators "wackelt" bei jedem Sekundenimpuls. .... .... Das phasensprungfreie Entfernen der Zeitmodulation ist der Knackpunkt in allen DCF-Empfängern. Meist wird dies durch Begrenzerstufen versucht, aber bei den meisten einfachen DCF-Normalen sieht man die Sekundenimpulse noch auf der Regelspannung des Quarzoszillators." ... Falls jemand von euch in der Folgezeit (nach Okt. 2000) weitere Beiträge zum Thema von J. Jirmann kennt oder besitzt, wäre ich daran sehr interessiert. :-) Michael
:
Bearbeitet durch User
Und wenn mal ne Schaltsekunde kommt? Und es gibt noch glaub alle 20min die Kennungssendung...
Die Ankündigung und das Einfügen ist in der PTB-Mitteilung 4/2004 beschrieben. M.W wird die Kennung nicht mehr gesendet (Irrtum vorbehalten). Steht im selben PDF. Michael
:
Bearbeitet durch User
Michael M. schrieb: > Noch ein Zitat von J. Jirmann aus seinem Artikel in der cq-DL 10/2000: > ..."Die Ausnutzung dieser Genauigkeiten gelingt nur, wenn man die > AM-Zeitmodulation und den schnellen Phasencode vollständig aus dem > DCF-Signal entfernt und auch die unvermeidlichen Umwandlungen von > Amplituden- in Phasenmodulation so gering wie möglich hält. Gerade die > einfachen Schaltungen besitzen hier erhebliche Defizite: Die > Regelspannung und damit die Frequenz des Quarzoszillators "wackelt" bei > jedem Sekundenimpuls. .... > .... Das phasensprungfreie Entfernen der Zeitmodulation ist der > Knackpunkt in allen DCF-Empfängern. Meist wird dies durch > Begrenzerstufen versucht, aber bei den meisten einfachen DCF-Normalen > sieht man die Sekundenimpulse noch auf der Regelspannung des > Quarzoszillators." ... Der Grund, warum die 'Frequenz des Quarzoszillators "wackelt"' ist weder die Phasen- noch die Amplitudenmodulation. Es liegt stattdessen an der Granularität der Phase beim DCF77. Die PTB schreibt in ihrer "PTB-Mitteilungen 114": "...in der PTB kontinuierlich durchgeführten Zeitdifferenzmessungen dazu genutzt, den Stand der vom Sender abgestrahlten Sekunden- marken sowie die Phasenzeit des ausgesendeten Trägers zu kontrollieren und ggf. nachzuregeln. Falls sich Abweichungen ergeben, die signifi- kant größer als die typischen Schwankungen sind, werden über eine Fernwirkanlage von Braunschweig aus die notwendigen Korrektu- ren vorgenommen. Hierzu ist es möglich, in je- dem der Steuerkanäle die Phase des erzeugten DCF77-Trägers und der phasenkohärent aufmo- dulierten Zeitinformation in Schritten von ± 0,1 µs zu schieben." Die mittlere Phase über eine Sekunde (eigene Messung - siehe Bild) kann sich nur in 100 ns Schritten (=2.79 Grad) ändern. (Die Phase während einer Sekunde ist dabei selbstverständlich stufenlos.) Seltsamerweise springt die Phase nicht nur bei einer nötigen Nachführung, sondern alterniert die meiste Zeit (grob etwa alle 1 bis 4 Sekunden) zwischen zwei Phasenwerten. Dieses "normale" Springen ist aber nicht zufällig: Falls das Bit der Amplitudenmodulation Null ist findet kein Sprung statt, bei einer Eins gibt es einen Sprung zur anderen Phase. Möglicherweise ist diese zweitweise (!!!) Koppelung/Kodierung an das Bit der Amplitudenmodulation nur ein Artefakt von deren Technik zur Phasennachführung.
Gerhard O. schrieb: > Ich verwende hier schon seit über 30 Jahren eine professionelle > Spectracom Anlage auf 8164 und 8161 bezogen. Beide verwenden eine aktive > Ferritantenne auf 60kHz für WWVB. ...... > > WWVB ist von mir über 1500km entfernt. Trotzdem ist der Empfang 100% > stabil und stark. Gibt das bei dir keine Phasenfehler durch Überlagerung mit dem MSF60 in England, der ja exakt die gleiche Frequenz benutzt? Ich könnte mir schon vorstellen, dass sich dessen Ausbreitungsbedingungen gewaltig ändern, wenn über dem Nordpol das Polarlicht flackert.
:
Bearbeitet durch User
Hp M. schrieb: > Gerhard O. schrieb: >> Ich verwende hier schon seit über 30 Jahren eine professionelle >> Spectracom Anlage auf 8164 und 8161 bezogen. Beide verwenden eine aktive >> Ferritantenne auf 60kHz für WWVB. > ...... >> >> WWVB ist von mir über 1500km entfernt. Trotzdem ist der Empfang 100% >> stabil und stark. Moin, > > Gibt das bei dir keine Phasenfehler durch Überlagerung mit dem MSF60 in > England, der ja exakt die gleiche Frequenz benutzt? Wegen der großen Entfernung zwischen MSF60 und uns und wegen der relativ hohen Sendeleistung von WWVB habe ich noch nie irgendwelche Störungen bemerkt. Aber das will wenig heißen, weil ich normalerweise nur auf das LOCK-LED schaue. Wenn es grün ist, dann funktioniert es;-) > > Ich könnte mir schon vorstellen, dass sich dessen > Ausbreitungsbedingungen gewaltig ändern, wenn über dem Nordpol das > Polarlicht flackert. Da kann ich nichts darüber bemerken weil ich meine Anlage nur dann einschalte wenn ich sie brauche. Ich kann mir vorstellen, dass es großen Wirbel gibt. In der Morgendämmerung und Nachtübergang sind große Phasen- und Feldstärkeunstetigkeiten zu beobachten. Wenn man das mit dem Streifenschreiber aufzeichnet ist das Phänomen gut dargestellt. Es besteht für mich keine wirkliche Notwendigkeit sie durchlaufen zu lassen und ist auch uncool wegen unnötigen Stromverbrauch. Ich verwende sie nur für kurzfristige Sachen und Überwachung des LPRO (Der sowieso kaum irgendeiner Nachstellung bedarf). Als Frequenzzähler Zeitbasis ist die direkte 10MHz Anbindung an 60kHz ausreichend um normale Messungen zu machen. Die stört der Phasenjitter relativ wenig. Ich habe eigentlich, was Justierung betrifft, nur Interesse an Langzeitvergleiche der Frequenz um genaue Frequenzstandards zu justieren. Um eine Auflösung im 10E-11 Bereich zu erreichen muss man über viele Stunden arbeiten. Die direkte Phasenanbindung lokaler 10MHz Frequenzstandards scheitert wegen dem multiplizierten Phasenjitter, der auf 10MHz bezogen, rund 177 mal stärker ausgeprägt ist. Deshalb verwendet auch der 8164 eine digital FLL (Frequenz Lock Loop ) mit einer Integrationszeit von typisch 16 Minuten. Aber erst nach einigen Stunden ist der lokale Standard ordnungsgemäß eingeregelt. Wenn es nur auf die Frequenzgenauigkeit ankommt ist phasenstarre Anbindung an WWVB oder DCF77 nicht wirklich notwendig. Gruß, Gerhard
Laie schrieb: > Seltsamerweise springt die Phase nicht nur bei einer nötigen > Nachführung Ein interessanter und schicker Plott. In welcher Entfernung von Mainflingen wohnst Du? Nach 2900 s sehe ich eine Nachführung um 100 ns. Eine analoge PLL in einem Frequenznormal, die diesem 100 ns Sprung folgen möchte, muß bei geschätzten 10 s PLL Zeitkonstante dann 10 s lang die Frequenz von 77500 Hz auf 77500,00077 Hz erhöhen, d.h. um 10exp-8. Dein Plott zeigt schön, warum die analogen PLLs mit ihren kurzen Zeitkonstanten nicht wesentlich stabiler sein können. Laie schrieb: > sondern alterniert die meiste Zeit (grob etwa alle 1 bis 4 > Sekunden) zwischen zwei Phasenwerten Auch das spricht dafür, daß eine analoge PLL in einem Frequenznormal mit 10 s Zeitkonstante noch eine sehr knappe Zeitkonstante hat.
Frank H. schrieb: > Dein Plott zeigt schön, warum die analogen PLLs mit ihren kurzen > Zeitkonstanten nicht wesentlich stabiler sein können. Frank H. schrieb: > Laie schrieb: >> sondern alterniert die meiste Zeit (grob etwa alle 1 bis 4 >> Sekunden) zwischen zwei Phasenwerten > > Auch das spricht dafür, daß eine analoge PLL in einem Frequenznormal mit > 10 s Zeitkonstante noch eine sehr knappe Zeitkonstante hat. Mit einer analogen PLL ist eine ausreichend große Zeitkonstante eigentlich nicht realisierbar. Denn sie sollte mindestens 1000 Sekunden betragen um eine Stabilität von 10exp-9 zu erreichen. Das wird man nur mit einer digitalen Lösung erreichen können. Wenn man gar einen Rubidiumfrequenznormal mit dem DCF77 Signal disziplinieren will, dann sind Zeitkonstanten im 24-Stundenbereich und länger erforderlich. Bei diesen langenZeitkonstanten wird die Phasenmodulation einfach wegintegriert, und spielen keine Rolle mehr. Ralph Berres
:
Bearbeitet durch User
Ralph B. schrieb: > ...wird die Phasenmodulation einfach wegintegriert, und spielen keine Rolle mehr. Ralph, was schätzt du, um wieviel würde sich die nötige Zeitkonstante verkürzen, wenn es die Phasenmodulation im DCF nicht gäbe? Zu deiner Schaltung: Ist sie genauso Typen-bestückt wie angegeben, also tatsächlich ein 78L05 als Ref verbaut? Damals gab es doch sicher schon Schöneres... ;-) Michael
Michael M. schrieb: > as schätzt du, um wieviel würde sich die nötige Zeitkonstante > verkürzen, wenn es die Phasenmodulation im DCF nicht gäbe? Keine Ahnung. Wie ich das Gerät gebaut habe, gab es die Phasenmodulation noch nicht. Michael M. schrieb: > also > tatsächlich ein 78L05 als Ref verbaut? Damals gab es doch sicher schon > Schöneres... ;-) Ich weis. Aber damals war die Auswahl noch nicht so groß Heute würde ich eine echte Referenz nehmen. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Wie ich das Gerät gebaut habe, gab es die Phasenmodulation > noch nicht. Bist du da ganz sicher? Ich habe etwas von "ab 1983" gelesen... (PTB-Mitt. in 2004) Michael
:
Bearbeitet durch User
Michael M. schrieb: > Bist du da ganz sicher? Ich habe etwas von "ab 1983" gelesen... > (PTB-Mitt. in 2004) Zumindest war es mir nicht aufgefallen. Allerdings hatte ich damals noch keinen Spektrumanalyzer Ralph Berres
Frank H. schrieb: > In welcher Entfernung von > Mainflingen wohnst Du? Mainflingen liegt 270 km entfernt. Das Signal sieht hier natürlich nicht immer so gut wie im Bild aus. Der Grund der Welligkeit ist nicht der Empfang sondern die Abweichung vom freilaufendem lokalen Oszillator. Dabei wurde das Signal sogar extra für das Bild mit einem 2000 Sekunden Hochpass geglättet. So richtig schlecht ist der Oszillator aber trotzdem nicht. Eine Richtungsänderung von -45 Grad nach +45 Grad entspricht nämlich einer Frequenzänderung von nur 1 ppb. Das Bild zeigt übrigens nur drei der vier (erkennbaren) Arten von Signalverläufen: 1. Alternieren nach Bitwert der Amplitudenmodulation. (vor "09 Uhr") 2. Alternieren nach unbekannten Muster ("09 Uhr" bis "10 Uhr") 3. Verschiebung der Phase um 100 ns (bei "09 Uhr" und "10 Uhr") 4. Annehmen beliebiger Phasenwerte zwischen zwei Phasen. Auf den ersten Blick sieht das wie ein verrauschtes Signal aus. Die Meßwerte liegen aber klar innerhalb eines 100 ns Bandes. (Dieses Verhalten tritt im Bild nicht auf.) Für Punkt 3 gibt es einen Grund. Warum gibt es die drei anderen Arten? Komisch. > Nach 2900 s sehe ich eine Nachführung um 100 ns. > Eine analoge PLL in einem Frequenznormal, die diesem 100 ns Sprung > folgen möchte, muß bei geschätzten 10 s PLL Zeitkonstante dann 10 s lang > die Frequenz von 77500 Hz auf 77500,00077 Hz erhöhen, d.h. um 10exp-8. > Dein Plott zeigt schön, warum die analogen PLLs mit ihren kurzen > Zeitkonstanten nicht wesentlich stabiler sein können. Das sehe ich auch so. Nachts erreiche ich gelegentlich für einige Minuten bei den Sekundenmeßwerten der Phase eine Standardabweichung von 4 ns. Trotzdem darf man diesen Wert nicht für die Genauigkeitberechnung verwenden. Diese kann senderbedingt (wegen der Sprünge) nicht besser als etwa +-50ns (Genauigkeit) sein. Bei Dunkelheit kommt noch die Abweichung wegen der Raumwelle hinzu, die u.U. noch um ein vielfaches höher ist. Für mich ist das übrigens der wichtigste Vorteil von GPS gegenüber dem DCF77. Bei GPS braucht man keine problematisch langen Regelzeiten um die nächlichen Schwankungen durch die Raumwelle zu mildern. > Auch das spricht dafür, daß eine analoge PLL in einem Frequenznormal mit > 10 s Zeitkonstante noch eine sehr knappe Zeitkonstante hat. Um Störsignale zu filtern dürften die 10 Sekunden trotzdem sehr wirkungsvoll sein. Bei größeren Zeitkonstanten verlagert sich nach meiner Meinung der Entwicklungsfokus irgendwann vollständig auf den lokalen Oszillator. Bei Regelzeiten von einer Stunde muss dieser extrem stabil sein. Bei meinem Oszillator würde z.B. eine Änderung der Versorgungsspannung von 1 mV innerhalb der Regelzeit zu einer Abweichung von mehreren ppb führen. Inspiriert durch deinen Thread und dem Frequenznormal von Ralph B. habe ich übrigens die "1 ppb Schwelle" (zuvor: 50 ppb) inzwischen geknackt, weniger werden es aber nicht werden. Da bräuchte ich professionelle Module oder viel mehr Erfahrung. Ralph B. schrieb: > Bei diesen langenZeitkonstanten wird die Phasenmodulation einfach > wegintegriert, und spielen keine Rolle mehr. Für die 100 ns Sprünge bzw. das Alternieren gilt das gleiche. Auch diese werden wegintegriert. Bei der Bestimmung eines -Zeitpunktes- anstelle einer Frequenz sollte man aber beide Fehler getrennt voneinander sehen, da sich dort die verschiedenen Eigenarten bemerkbar machen. - Phasenmodulation: Wenn synchron zum Sekundenbeginn über eine Sekunde gemessen wird (wie bei meiner Messung), dann hat die Phasenmodulation überhaupt keine Auswirkung auf die mittlere Phase. Falls nicht synchron gemessen wird, dann beträgt der Fehler bei ungünstigster Verschiebung 20.4 ns (0.57 Grad). Der Fehler wird geringer, wenn über mehrere Sekunden gemittelt wird. Über z.B. 100 Sekunden sind es nur noch 0.2 ns. (Die Zahlen stammen aus einer Simulation.) - "...in Schritten von ± 0,1 µs zu schieben..." (s.o.): Dieser +-50 ns Fehler besteht immer. Der Fehler wird durch Mitteln (praktisch) nicht geringer und bleibt deshalb auch z.B. bei einem Mittelwert über eine Stunde bei +-50 ns. Die Phasenmodulation ist also demnach praktisch grundsätzlich bedeutungslos. Das Schieben bzw. Alternieren der Phase hingegen nur bei der Frequenzmessung über eine große Zeit.
Laie schrieb: > Wenn synchron zum Sekundenbeginn über eine Sekunde gemessen wird (wie > bei meiner Messung), dann hat die Phasenmodulation überhaupt keine > Auswirkung auf die mittlere Phase. Synchron zum S.-Beginn dürfte m.E. extrem schwierig zu erreichen sein. Wo genau beginnt/endet deine Messung? a)Während der ersten ms? b)Bei unter 100 ms nach S.-Beginn? c)Zwischen 100 und 200 ms? Wenn die Zeit mit PM komplett im Messfenster liegt, darf sich die PM natürlich nicht auswirken. > ...dann beträgt der Fehler bei ungünstigster Verschiebung 20.4 ns... Rechne mal bitte die dazugehörige sprungartige f-Abweichung aus. ;-) > Die Phasenmodulation ist also demnach praktisch grundsätzlich > bedeutungslos. Je nach gewähltem Messfenster bzw. -Verfahren eben nicht (meine Meinung). Was an Unsicherheit garnicht erst vorhanden ist, braucht auch niemals ausgemittelt oder wegintegriert werden. Michael EDIT: > ....vom freilaufendem lokalen Oszillator..... Welcher Art? XO, TCXO oder OCXO?
:
Bearbeitet durch User
Laie schrieb: > Für Punkt 3 gibt es einen Grund. Hmm. Offen gestanden verstehe ich das nicht. Welchen Grund sollte es bei einem atomgenauen Sendesignal geben, einfach mal die Phase um 100ns zu verschieben? Macht man das ein Mal pro Stunde, ist das eine Korrektur im Bereich 10e-11. Ziemlich viel für ein Signal, das im Mittel auf 10e-13 genau ist...
Vor der BPSK Umstellung in 2013 war WWVB schon seit Jahrzehnten stündlich 15m lang mit 15 Grad Phasenverschiebungsablage ausgestattet um für die damals fast auschließlich verwendeten Streifenschreiber Phasenvergleichsmethoden automatisch eine Zeitmarke mitgeliefert zu bekommen. Seit der Umstellung auf BPSK gibt es sie nicht mehr. Die stündlichen 100n Ablagen bei DCF77 sollten eigentlich nicht sehr störend sein, oder sehe ich es falsch?
Michael M. schrieb: > Laie schrieb: >> Wenn synchron zum Sekundenbeginn über eine Sekunde gemessen wird (wie >> bei meiner Messung), dann hat die Phasenmodulation überhaupt keine >> Auswirkung auf die mittlere Phase. > > Synchron zum S.-Beginn dürfte m.E. extrem schwierig zu erreichen sein. > Wo genau beginnt/endet deine Messung? > a)Während der ersten ms? > b)Bei unter 100 ms nach S.-Beginn? > c)Zwischen 100 und 200 ms? > > Wenn die Zeit mit PM komplett im Messfenster liegt, darf sich die PM > natürlich nicht auswirken. > Genau, es muss nur der 800 ms Block mit der Phasenmodulation der jeweiligen Sekunde enthalten ist. Ob man nun über 800 ms, 1000 ms oder auch 915 ms mittelt spielt praktisch keine Rolle. Um das 100 ms Sendesignal beim AM-Datenbit nicht zu verschenken messe ist über 900 ms und um nicht "hart" bei vollem Sendesignal "einzusteigen" erweitere ich das Intervall auf beiden Seiten um 20 ms. (Eigentlich grenzt das schon an Homöopathie.) > Je nach gewähltem Messfenster bzw. -Verfahren eben nicht (meine > Meinung). Was an Unsicherheit garnicht erst vorhanden ist, braucht > auch niemals ausgemittelt oder wegintegriert werden. Die langen Regelzeiten hat man natürlich aus andereren Gründen. Von der PM wäre nämlich schon bei kurzen 10 Sekunden wenig nachweisbar. Bei einem Messfenster von einer Sekunde wäre der Unterschied deutlich. >> ....vom freilaufendem lokalen Oszillator..... > Welcher Art? XO, TCXO oder OCXO? Von ganz spezieller Art: :-) Es ist ein diskret aufgebauter XO (mit Trennstufe) dessen Spannung zweistufig (2 x TL431) stabilisiert wurde. Alles ist mit 2 kg Metall (Wärmekapazität) verbunden und liegt in einer Wolldecke verpackt in einem Karton. Der Karton ist in eine weitere Wolldecke eingeschlagen und steht in einem fensterlosen Raum ohne Außenwand. Genau genommen befindet sich ein zweiter Oszillator neben dem XO. Dieser ermöglicht als Temperatursensor eine gewisse Korrektur der Temperaturabhängigkeit. Genau braucht die nicht zu sein, da die Frequenz variabel sein darf. Wichtig ist nur ein möglichst linearer Verlauf über die Zeit.
Gerhard O. schrieb: > Die stündlichen 100n Ablagen bei DCF77 sollten eigentlich nicht sehr > störend sein, oder sehe ich es falsch? Stören tut/täte das eigentlich nur bei sehr speziellen Anforderungen. Die Frage ist zumindest für mich erstmal eine andere: Gibt es dieses häufige Schieben wirklich! Egon D. schrieb: > Laie schrieb: > >> Für Punkt 3 gibt es einen Grund. > > Hmm. > Offen gestanden verstehe ich das nicht. Welchen Grund sollte > es bei einem atomgenauen Sendesignal geben, einfach mal die > Phase um 100ns zu verschieben? > > Macht man das ein Mal pro Stunde, ist das eine Korrektur > im Bereich 10e-11. Ziemlich viel für ein Signal, das im > Mittel auf 10e-13 genau ist... Tja, dann mal die ganze Geschichte. Vor einigen Wochen habe ich dieses Alternieren über 100 ns festgestellt. In den PTB-Dokumenten konnte ich (zunächst) keine Begründung finden. Für mich musste die Ursache ganz klar ein Programmfehler sein. Ich kürze das mal auf zwei Tests ab: 1. Es wurde ein Prüfsender gebaut, der die Phasen- und Amplitudenmodulation vom DCF77 funktionstüchtig beherrscht. Ergebnis: Bei diesem Sender tritt das Alternieren nicht auf. 2. Es wurde in etwa fünf Meter Abstand ein zweiter Empfänger aufgestellt. Dieser war galvanisch vom Rest getrennt und arbeitete mit einem anderen Antennentyp, Controllertyp, Quarz, CPU-PLL-Multiplier, anderen Verarbeitungszeiteinheiten und vor allem mit einem ganz anderen Ansatz zur Phasenmessung. Ergebnis: Das Alternieren tritt auf und zwar in gleicher Höhe zum gleichen Zeitpunkt. Fazit: Kein Programmfehler. Das Alternieren muss "aus der Luft kommen" und wegen der exakten Synchronität zur DCF-Sekunde kann es eigentlich nur vom DCF77 stammen (und keine Art Schwebungseffekt sein). Tage später bin ich dann zufällig bei den PTB-Dokumenten über den Abschnitt über die Schiebung (s. Beitrag "Re: DCF77 Frequenznormal") gestolpert. Das Alternieren kann man damit zwar nicht erklären, dass Wandern aber schon. Das für eine Atomuhr eigentlich nicht zu erklärende viel zu häufige Auftreten einer Phasenschiebung "habe ich mir so zurechtgelegt", dass Änderungen (z.B. Bodenfeuchte?) in der nahen Umgebung der Antennenanlage einen Einfluss auf die Phase haben könnten und ein häufiges Schieben nötig machen. Wunschdenken? :-\ Bis jetzt ist der Zusammenhang der gemessenen Sprünge mit der PTB-Phasenschiebung nur eine Annahme von mir. Selbst das Vorhandensein der Sprünge ist nicht bewiesen. (Weitere Messungen müsste aber ein anderer mit eigenem Ansatz machen.)
Laie schrieb: > Um das 100 ms > Sendesignal beim AM-Datenbit nicht zu verschenken messe ist über 900 ms > und um nicht "hart" bei vollem Sendesignal "einzusteigen" erweitere ich > das Intervall auf beiden Seiten um 20 ms. Also Start bei < 100 ms nach S.-Beginn und Ende kurz nach dem S.-Beginn. Richtig verstanden? Du willst ja das AM-0-Bit noch mitnehmen. Also hast du dort (oder bei exakt 200 ms) auch den Sprung in der Trägeramplitude auf 15 -> 100%. Geregelter Empfänger oder mit einem "harten" Begrenzer? Am Ende der PM (7 ms vor Ende der Sekunde) erweiterst du deine Messzeit um 20 ms? Dann bist du ganz locker schon in der nächsten Sekunde (und nächsten Trägerabsenkung). :-/ Darüber würde ich mir Gedanken machen... > (Eigentlich grenzt das schon an Homöopathie.) Das muss man auch, wenn man exakte Ergebnisse erwartet. :-) ___________ Wie sieht dein Phasenvergleicher aus? XOR oder etwas aufwändigeres (Synchron-Demod.)? Bei welcher Frequenz wird dein Vergleich gemacht? Michael
Laie schrieb: > Alternieren kann man damit zwar nicht erklären, dass Wandern aber schon. > Das für eine Atomuhr eigentlich nicht zu erklärende viel zu häufige > Auftreten einer Phasenschiebung "habe ich mir so zurechtgelegt", dass > Änderungen (z.B. Bodenfeuchte?) in der nahen Umgebung der Antennenanlage > einen Einfluss auf die Phase haben könnten und ein häufiges Schieben > nötig machen. Wunschdenken? :-\ Schick doch deine interessante Messung mal der PTB, vllt antworten die ja... Arbeitsgruppenleiter Dr. Andreas Bauch Telefon: (0531) 592-4420 E-Mail: andreas.bauch(at)ptb.de Gruß, Frank
Ich möchte das nicht unnötig groß (bzw. mich zum Volldeppen) machen. Eigentlich müsste doch hier im Forum ein Experte mit praktischer Erfahrung zu diesem Thema unterwegs sein. Die Frage ist, ob bei einer Langwellensendeanlage (inkl. Antenne und naher Umgebung) eine Phasenänderung von einigen Grad über einige Stunden zu erwarten ist, welche unabhängig vom Empfängerstandort den gleichen Wert hat.
Ich kann nur von eigenen Erfahrungen mit WWVB über 1500km Entfernung sprechen. Mit dem LPRO als Phasenreferenz auf 10MHz bezogen sehe ich am Oszi vom angebundenen Spectracom 8161 10MHz PLL Ausgang ein andauerndes Jitterverhalten von einigen 10Mhz Perioden (+/- 200-500ns) mit einer Aktivität im <10Hz Bereich. Da die 10MHz ein 177faches der 60kHz ist, sind die andauernden Phasenschwankungen auf 60kHz bezogen, im 1.69E-9 Bereich oder ca. 1.7ns. Man sieht es eigentlich nur wenn die Trägerfrequenz vervielfacht wird. Inwieweit der Jitter vom Spectracom PLL Filterverhalten beeinflußt wird, habe ich nicht näher untersucht. Es hat sich in der Praxis herausgestellt, daß dieser Jitter beim Frequenzzähler eine gewisse milde (viele Sekunden) Unstetigkeit in der Zähleranzeige im +/- 1Hz Bereich verursacht. Wenn man den LPRO auf den Zähler Eingang gibt und den Spectracom als externe Zeitbasis am Zähler verwendet, gibt es ab und zu solche +/- 1Hz Unstetigkeiten die bei reinen Betrieb überhaupt nicht vorkommen. Hoffe es hilft einen praktischen Eindruck von der LW Praxis zu erhalten.
Laie schrieb: > Ich möchte das nicht unnötig groß (bzw. mich zum Volldeppen) machen. Wir sind hier im Thread jetzt bei 184 Antworten. In Antwort 19 habe ich meine Eingangsfrage für gelöst erklärt. Seitdem sind hier nur noch die Vollprofis dabei. Die Volldeppen sind woanders unterwegs. :-) Gruß, Frank
erhard O. schrieb: > Hoffe es hilft einen praktischen Eindruck von der LW Praxis zu erhalten. Mit einem "LPRO" (ich musste erst nachschlagen - soviel zu Volldeppen) sollte man über einige Stunden eine Phasendifferenz zum WWVB nachweisen können. Aber auch nur dann, wenn es diese tatsächlich gibt und nicht vom WWVB rausgeregelt wird. Mit 1500 km ist der Sender leider ziemlich weit entfernt. Die Raumwelle müsste leichtes Spiel gegenüber der Bodenwelle haben und die Phase zu sehr verfälschen. Beim DCF77 müsste man aber mit deiner Ausstattung das vermutete DCF77-Alternieren als Jitter im Sekundenbereich sehen können. Die Raumwelle würde jedenfalls in diesem Zeitbereich noch stabil genug sein. Deine Kellerantenne ist zwar beeindruckend, aber für über 6000 km dann doch zu mickrig. :-) Du bringst mich aber auf eine Idee. Ich versuche mal in der Dokumentation zum WWVB zu forschen, ob es dort Hinweise auf eine Nachregelung und dessen Häufigkeit gibt.
Frank H. schrieb: > Schick doch deine interessante Messung mal der PTB.... Dem kann ich nur zustimmen; Hr. Dr. Bauch ist wirklich hilfsbereit (macht sich auch schlau, falls er es nicht selbst weiß). :-) > Seitdem sind hier nur noch die Vollprofis dabei.... Danke für das Kompliment Frank, jedoch bezeichne ich mich nur als interessierter Laie, der sich von Ast zu Ast mühsam hinaufhangelt. Zum (Voll-)Profi in Sachen DCF reicht's noch lange nicht. ;-) @ Laie (leider ohne Namen): Es wäre nett, wenn du die Fragen im Beitrag Beitrag "Re: DCF77 Frequenznormal" doch noch beantworten könntest. Für diesen Phasensprung (egal, ob regelmäßig oder nicht) hätte ich auch gerne eine plausible Erklärung (wenn es sie geben sollte). Immerhin entspricht der Sprung um 100 ns in der Phase einer plötzlichen f-Änderung von knapp 600 Hz. Was die Phasenvergleichsstufe davon hält, kann man sich lebhaft ausmalen.... Das Steuersignal aus Braunschweig ist ja wohl sicher nicht davon betroffen, denke/hoffe ich. Michael
Michael M. schrieb: > Geregelter Empfänger oder mit einem "harten" Begrenzer? Die Verstärkung wird "mit dem Lötkolben" geregelt. Für ortsfeste Experimente reicht das. Die Ausgangsamplitude liegt hier immer im Bereich von 3 mV und ist mit rund 1 % weit vom erlaubten Maximalwert entfernt. Von der Simulation her dürfte übrigens eine Übersteuerung keinen Phasenfehler (wegen der 60000 Schwingungen) bewirken. Ganz sicher bin ich mir nicht und es ist deshalb auch ein Punkt auf einer langen Liste möglicher Fehlerquellen. Ein wichtigerer Punkt auf der Liste betrifft beispielsweise die DCF77-Signale die nicht über die Antenne sondern über einen anderen Weg (E-Feld per Erde, Netzanschluss, Aufbau, ...) empfangen werden. Diese sind in Stärke und Phase nicht über die Zeit konstant und verfälschen den Phasenwert. Deshalb verwende ich einen symmetrischen Aufbau beim Empfänger (zwei Empfangsspulen, zwei Verstärker, zwei ADC-Eingänge). Ob das wirklich nötig oder noch zu wenig ist, ist noch unklar. Ein anderer Punkt ist die verwendete Rechteckfensterfunktion für die Meßwerte. Andere Fensterfunktionen schützen zwar besser vor Fremdsignalen, aber das Rauschen war dort (wegen der schlechteren Signalausbeute) höher als mit der Rechteckfunktion. Aber ist die Rechteckfunktion deswegen wirklich besser? Ein weiterer Punkt ist... usw. > Wie sieht dein Phasenvergleicher aus? XOR oder etwas aufwändigeres > (Synchron-Demod.)? Wie du bei diesem Post bemerkt hast, ist hier alles digital. Von Analogtechnik habe ich wenig Ahnung (deshalb der Gastname). Von der Präzision eines Quarzfilters (das LTspice Modell von Ralph B. weiter oben) war ich deshalb äußerst beindruckt. Ich bezweifel, dass man in gleicher Qualität in Echtzeit auch mit einem Controller möglich wäre. > Bei welcher Frequenz wird dein Vergleich gemacht? Es wird rechnerisch direkt ein 77500 KHz Signal überlagert, welches aus dem Referenztakt berechnet wird. Aus dem IQ-Summenpaar über eine Sekunde wird dann die Phase berechnet - Fertig. :-) Michael M. schrieb: > Für diesen Phasensprung (egal, ob regelmäßig oder nicht) hätte ich auch > gerne eine plausible Erklärung (wenn es sie geben sollte). Immerhin > entspricht der Sprung um 100 ns in der Phase einer plötzlichen > f-Änderung von knapp 600 Hz. Was die Phasenvergleichsstufe davon hält, > kann man sich lebhaft ausmalen.... Als Analog-Laie kann ich das leider nicht. Ist das denn wirklich so schlimm? Die 600 Hz gelten ja nur für rund eine Sekunde und die Stufe muss ja auch mit der Phasenmodulation von 465 ns fertig werden (, die allerdings nur für einige Millisekunden). Außerdem wären die Sprünge eine "wunderschöne" Erklärung für das Wackeln der Regelspannung.
Beim durchstöbern der WWVB-Infos bin ich in in "Special Topic 50 years of time dissemination with DCF77" auf einen Hinweis gestoßen. In der deutschen Variante "PTB-Mitteilungen_2009_Heft_3" heißt es dann: "Demgegenüber langsam sind die durch Temperaturschwankungen und geringfügige Verstimmungen der Antennenan- passung hervorgerufenen Phasenzeitschwan- kungen des abgestrahlten Trägers und der phasenkohärent aufmodulierten Zeitsignale am Sendeort. Diese können bis zu etwa ± 0.1 µs betragen, bezogen auf die Atomuhr-Ausgangs- signale, von denen sie abgeleitet werden." Klarheit bringt mir das irgendwie nicht. Zumindest gibt es eindeutig eine nennenswerte Phasenzeitschwankung die sich durchaus im Stundenbereich bewegen kann. Ein häufiges Schieben ist keine unsinnige Vorstellung. Zwecks Klarheit könnte man (Freiwillige?) vielleicht doch mal bei der PTB nachfragen. Die müssen ja nicht erfahren, dass es um nichts wichtiges (der Wirtschaft!) geht.
Laie schrieb: > Beim durchstöbern der WWVB-Infos bin ich in in "Special Topic 50 > years > of time dissemination with DCF77" auf einen Hinweis gestoßen. In der > deutschen Variante "PTB-Mitteilungen_2009_Heft_3" heißt es dann: > > "Demgegenüber langsam > sind die durch Temperaturschwankungen und > geringfügige Verstimmungen der Antennenan- > passung hervorgerufenen Phasenzeitschwan- > kungen des abgestrahlten Trägers und der > phasenkohärent aufmodulierten Zeitsignale > am Sendeort. Diese können bis zu etwa ± 0.1 µs > betragen, bezogen auf die Atomuhr-Ausgangs- > signale, von denen sie abgeleitet werden." Also, bei mir konnte ich nie mehr wie 2ns +/- Abweichungen gegenüber dem LPRO während stabiler Tagesausbreitung feststellen. Während der Nacht ist es schlechter und noch variabler während der Morgendämmerung oder Abenddämmerung. Der LPRO hält seine Phase normalerweise tagelang innerhalb einer 10Mhz Periode solange die C-Feld Einstellung sorgfältig mit Hilfe von WWVB einjustiert wurde. Wenn ich mal Zeit habe, werde ich vll. Versuchen diese Szenario aufzuzeichnen. > > Klarheit bringt mir das irgendwie nicht. Zumindest gibt es eindeutig > eine nennenswerte Phasenzeitschwankung die sich durchaus im > Stundenbereich bewegen kann. Ein häufiges Schieben ist keine unsinnige > Vorstellung. Zwecks Klarheit könnte man (Freiwillige?) vielleicht doch > mal bei der PTB nachfragen. Die müssen ja nicht erfahren, dass es um > nichts wichtiges (der Wirtschaft!) geht.
:
Bearbeitet durch User
Laie schrieb: > Zwecks Klarheit könnte man (Freiwillige?) vielleicht doch > mal bei der PTB nachfragen. Die müssen ja nicht erfahren, dass es um > nichts wichtiges (der Wirtschaft!) geht. Das ist dem Bereichsleiter ziemlich egal, vermute ich. Wenn er mit Infos (die nicht dokumentiert sind) helfen *kann,* dann tut er das, so meine Erfahrung in jüngster Vergangenheit. Also nur Mut...! :-)) ______ Das sind natürlich etwas andere Voraussetzungen, wenn du auf der "volldigitalen" Schiene bist. Da kann ich nun nicht mitreden, denn hier (und die Planung) wird überwiegend analog sein. Digital nur dort, wo es analog nicht sinnvoll wäre (Zähler/Teiler usw., genaue Zeitglieder und natürlich DAC & Co.). Der Empfänger ist rein analoge Technik, ein Mix von verschiedenen Veröffentlichungen (u.a. Ralph Berres Frontend, J. Jirmann, F. Krug, H. Steder (Quarzfilter)) Michael
Laie schrieb: > Tja, dann mal die ganze Geschichte. > > Vor einigen Wochen habe ich dieses Alternieren über > 100 ns festgestellt. > > [...] > > Fazit: > Kein Programmfehler. > > [...] > > Bis jetzt ist der Zusammenhang der gemessenen Sprünge > mit der PTB-Phasenschiebung nur eine Annahme von mir. > Selbst das Vorhandensein der Sprünge ist nicht bewiesen. Vielen Dank erstmal für die ausführliche Schilderung. Du hast das Ganze ja akribisch untersucht; sehr interessant. An einen simplen programmiertechnischen Irrtum mag ich auch nicht glauben, wenn der Effekt bei zwei verschieden realisierten Empfängern auftritt. Dennoch könnte ich mir vorstellen, dass es sich um ein Artefakt handelt, das nicht gesendet wird, sondern erst bei der Auswertung auftritt. Ich würde diesen Verdacht nicht äußern, wenn mir nicht selbst schon solche Fehler beim Auswerten von Messreihen unterlaufen wären... Ein paar weiterführende Fragen dazu: 1. Du verwendest nicht zufällig einen 10MHz-Oszillator als lokale Referenz? Falls ja: Was passiert, wenn Du statt dessen 5MHz, 8MHz, 12MHz oder 16MHz als lokale Referenz nimmst -- ändert sich dann die GRÖSSE der Phasensprünge oder das MUSTER? 2. Es gibt keine Stelle im Programm, an der die Phasenlage der Trägerfrequenz GANZZAHLIG als Vielfaches der Referenztaktperiode ausgedrückt wird?
@ Gerhard O. Ich habe versucht mir einen Reim auf die 2 ns zu machen. Das müsste ja die Abweichung zwischen dem Spectracom und dem LPRO sein. Also beim DCF77 beträgt die in Braunschweig (270 km) am Tag gemesssene Standardabweichung der relativen Frequenz bei einer Mittelungszeit von einer Stunde 23e-12 (PTB-Mitteilungen_2009_Heft_3, Bild 19) was etwa 80 ns Fehler bei der Zeitmessung bedeuten würde. Auch nach dem Bild 10 liegt dieser Wert bei grob 100 ns. Und nach Bild 15 wäre bei 1500 km hauptsächlich ein Raumwellenanteil zu erwarten welcher die Phase noch instabiler machen müsste. Dass die 2 ns richtig gemessen wurden, glaube ich auch. Nur leider passt das nicht zusammen. :-[ Und der Post von "Egon D." klingt (zu Recht) auch nicht hoffnungsvoll. :-[[ @Michael M. Im Moment denke ich über einen letzten Versuch aus. Wenn der positiv ausfällen sollte, dann bekommt Herr Bauch von mir eine Mail.
Laie schrieb: > @ Gerhard O. > Ich habe versucht mir einen Reim auf die 2 ns zu machen. > > Das müsste ja die Abweichung zwischen dem Spectracom und dem LPRO sein. > Also beim DCF77 beträgt die in Braunschweig (270 km) am Tag gemesssene > Standardabweichung der relativen Frequenz bei einer Mittelungszeit von > einer Stunde 23e-12 (PTB-Mitteilungen_2009_Heft_3, Bild 19) was etwa 80 > ns Fehler bei der Zeitmessung bedeuten würde. Auch nach dem Bild 10 > liegt dieser Wert bei grob 100 ns. Und nach Bild 15 wäre bei 1500 km > hauptsächlich ein Raumwellenanteil zu erwarten welcher die Phase noch > instabiler machen müsste. Dass die 2 ns richtig gemessen wurden, glaube > ich auch. Nur leider passt das nicht zusammen. :-[ > > Und der Post von "Egon D." klingt (zu Recht) auch nicht hoffnungsvoll. > :-[[ > > @Michael M. > Im Moment denke ich über einen letzten Versuch aus. Wenn der positiv > ausfällen sollte, dann bekommt Herr Bauch von mir eine Mail. Ich fürchte ihr habt mich da falsch verstanden. Der 2ns Jitter bei mir ist keine Abweichung in der Art einer Ablage oder Offset. Diese beobachteten 2ns sind ein periodischer Jitter symmetrisch um die Standardfrequenz herum mit einer Jitterfrequenz im unteren Hertzbereich, nur durch Ausbreitungsphänomen verursacht. Es ist keine Offset bzw. eine konstante Abweichung. Das konnte ich mit Vergleich meines GPSDO auch bestätigen. Wenn man den LPRO mittels Phasenvergleich über mehrere Stunden genau mit WWVB in bestmöglichen Gleichlauf bringt, dann ist das Phasenverhältnis zwischen GPSDO und LPRO für Tage hinaus nahezu konstant. Das beweist, daß die 60kHz von WWVB absolut kontrolliert und mit der offiziellen NIST Standardfrequenz in Einklang ist, da auch GPSDO und WWVB im Einklang sind.
:
Bearbeitet durch User
Gerhard O. schrieb: > Der 2ns Jitter bei mir Ich habe das so verstanden: Dein 2ns Jitter ist auf 10 MHz gemessen, am PLL Ausgang deines Spectracom 8161. Richtig? Oder hast Du die 60 kHz am Ausgang der Quarzfilter im Spectracom gemessen?
Frank H. schrieb: > Gerhard O. schrieb: >> Der 2ns Jitter bei mir > > Ich habe das so verstanden: Dein 2ns Jitter ist auf 10 MHz gemessen, am > PLL Ausgang deines Spectracom 8161. Richtig? Oder hast Du die 60 kHz am > Ausgang der Quarzfilter im Spectracom gemessen? Ja. Ich habe den 10MHz Jitter vom Spectracom auf 60kHz normalisiert. Die 10MHz weist je nach Empfangsbedingungen 1-3 Perioden Jitter auf wie man am Oszi in Variabler Persistance Mode schön darstellen kann. Das Frequenzverhältnis zwischen 10MHz und 60kHz ist rund 177. Zum Beispiel wären 3 Perioden bei 10Mhz rund 300ns Jitter. Dividiert durch 177 sind es dann rund 1.69ns. Wie schon erwähnt ist der Empfangsjitter während Morgengrauen und Dämmerung am stärksten. Tagesausbreitung ist stabiler als in der Nacht. Solarstürme lassen sich übrigens auch beobachten. Da wird die Phase recht bewegt. Ich könnte mal interessehalber die 60kHz vom Spectracom mit einem Signal vom LPRO vergleichen der die Standardfrequenz für den HP3335 Synthesizer bereitstellt. Nur fürchte ich, daß wegen dem schlechten S/N Verhältnis im ns Bereich auf dem Oszi schwer darstellbar ist und der Umweg über 10MHz mehr Sinn hat. Abgesehen davon arbeitet seit der NIST Umstellung von WWVB auf BPSK Modulation in 2013 der Spectracom auf 120kHz um die BPSK durch Analogverdopplung mit einem AD633 zu eliminieren. Damals modifizierte ich den 8161 Auf diese Weise. Der AD633 ist zwischen Quarzfilter Verstärker und Synchrondemodulator angeordnet und speist diese Bord mit 120kHz. Da der Multiplizier auf Analogbasis funktioniert sind die Zeitinformationenbits von WWVB noch vorhanden und lassen sich in normaler Weise mit dem Bitslicer extrahieren. Die PLL im 8161 wurde dahingehend modifiziert um auf 120kHz zu arbeiten. Insgesamt gesehen hat sich an der Operationsweise nichts geändert, ausser daß der Streifenschreiber Phasendetektor doppelt empfindlich ist.
:
Bearbeitet durch User
Danke für die Klarstellung! Jetzt verstehe ich es (hoffentlich) richtig. Es passt auf jeden Fall. Dann beträgt der Empfangsjitter mit einer 30 cm langen Antenne in 1500 km Entfernung bei einer Regelzeitkonstante von 12 s also etwa 2 ns. Hier liegt der Jitter tagsüber mit einer 5 cm langen Antenne in 300 km Entfernung über eine Sekunde gemessen etwa bei 15 ns. Von der Größenordnung her passt das sogar zu meinen Werten. - Der Hauptgrund für meine Mißverständnis ist der von mir bei deinen Werten angenommene Zusammenhang mit der PTB-Angabe: > "Demgegenüber langsam > sind die durch Temperaturschwankungen und > geringfügige Verstimmungen der Antennenan- > passung hervorgerufenen Phasenzeitschwan- > kungen... Diese Phasenzeitschwankungen beziehen sich doch auf viel kleinere Frequenzen als der Jitter in der Hertz-Größenordnung. Oder verstehe ich das falsch? Gerhard O. schrieb: > Ich könnte mal interessehalber die 60kHz vom Spectracom mit einem Signal > vom LPRO vergleichen der die Standardfrequenz für den HP3335 Synthesizer > bereitstellt. Nur fürchte ich, daß wegen dem schlechten S/N Verhältnis > im ns Bereich auf dem Oszi schwer darstellbar ist und der Umweg über > 10MHz mehr Sinn hat. Genieße besser den Tag! Ich habe die Befürchtung, dass sich diese 100 ns Sprünge als Spuk erweisen werden. Als richtig erweist sich vielleicht nur mein Gastname. Vor allem dieses Alternieren mit seinen verschiedene Arten finde ich äußerst verdächtig. Beide Empfänger (besser die Programmcodes) haben sehr ausgeprägte Nebenkeulen im Empfangsspektrum (so äußern sich halt schlampige digitale Aufbauten). Vielleicht entsteht alles aus einer Überlagerung mit einem anderen Sender? Schnelltests dahingehend deuten allerdings nicht darauf hin. - Mich macht das Ganze langsam verrückt. Mir brummt schon um die Mittagszeit der Schädel. :-)
Gerhard O. schrieb: > Ich könnte mal interessehalber die 60kHz vom Spectracom mit einem Signal > vom LPRO vergleichen Das dürfte Größenordnungen stärker jittern, weil die Bandbreite dann durch dein Quarzfilter auf ca. 10 Hz begrenzt wird. Am PLL Ausgang ist die Bandbreite viel kleiner, nämlich 1 / 6,28 / 12 s = 0,013 Hz. Die PLL unterdrückt Gejitter mit mehr als 0,013 Hz wie ein Tiefpaß zweiter Ordnung, bei 1,3 Hz sollte sie schon ca. 80 dB dämpfen.
Um mal was Interessantes einzustreuen: < http://rubiola.org/pdf-articles/journal/2018-RS--DCF77.pdf > Die ganze Website rubiola.org ist interessant. Gruß, Gerhard H
Bitte melde dich an um einen Beitrag zu schreiben. Anmeldung ist kostenlos und dauert nur eine Minute.
Bestehender Account
Schon ein Account bei Google/GoogleMail? Keine Anmeldung erforderlich!
Mit Google-Account einloggen
Mit Google-Account einloggen
Noch kein Account? Hier anmelden.