Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik J-FET N-Channel mit gößer 70V Drain / Source Spannung für Konstantstromsenke


von Bernd S. (Firma: Anscheinend Corner-Cases ;-)) (bernd_stein)


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Hallo zusammen,

ich wollte eine Spannungsbegrenzung mit einer Z-Diode basteln,
die bis zur einer Spannung von 80V arbeitet.

Die Z-Diode ist ein *1,3W*-Typ mit *5,6V*.
Da der Vorwiderstand jedoch knapp 15W verbraten müsste, habe ich mir 
gedacht ich ersetze den Vorwiderstand durch eine Konstantstromsenke die 
einen Konstantstrom von 20mA machen soll. Der J-FET müsste dafür jedoch 
ca. 1,5W verbraten können.


Habt Ihr da eine Andere Idee das Problem zu lösen.



Bernd_Stein

von Helmut S. (helmuts)


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Nimm einen LM317 im TO220 Gehäuse plus kleinen Kühlkörper, zwei 
Widerstände und zwei Kondensatoren.

: Bearbeitet durch User
von Harald W. (wilhelms)


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Helmut S. schrieb:

> Nimm einen LM317 im TO220 Gehäuse plus kleinen Kühlkörper, zwei
> Widerstände und zwei Kondensatoren.

Ein normaler LM317 verträgt keine 80V; es gibt aber m W. einen
Hochvolttyp. Eine KSQ hat übrigens genau die gleiche Verlust-
leistung wie ein entsprechender Widerstand.
Gruss
Harald

von Marek N. (Gast)


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Bernd Stein schrieb:
> Habt Ihr da eine Andere Idee das Problem zu lösen.

Ja,

machs wie jeder andere mit einem TL431.
Entweder als brutale Crowbar oder oder linear, indem man einem npn den 
Basistrom abwürgt und ihn hochohmiger macht.
Zeig mal bitte den Rest der Schaltung.

von Bernd S. (Firma: Anscheinend Corner-Cases ;-)) (bernd_stein)


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Marek N. schrieb:
> machs wie jeder andere mit einem TL431.
> Entweder als brutale Crowbar oder oder linear, indem man einem npn den
> Basistrom abwürgt und ihn hochohmiger macht.
> Zeig mal bitte den Rest der Schaltung.
>
Ok, ich denke das ist auch nötig, da ich mir selber auch immer Fehler 
einbaue und Eure Vorschläge wohl nicht passend wären.

Es soll der Step-Up Wandler geschützt werden, der nur maximal 6V 
verträgt. Er soll schon ab *0,9V*  *+UB* arbeiten, was ich mir natürlich 
schon mit D2 ( 1N400x ) versauen würde. Deswegen muß die 
Verpolungsschutzdiode schon mal wieder weg.


Bernd_Stein

von Falk B. (falk)


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@ Bernd Stein (bernd_stein)

>Es soll der Step-Up Wandler geschützt werden, der nur maximal 6V
>verträgt.

Und warum soll der dann mit 80V Eingangsspannung klar kommen?

> Er soll schon ab *0,9V*  *+UB* arbeiten, was ich mir natürlich
>schon mit D2 ( 1N400x ) versauen würde. Deswegen muß die
>Verpolungsschutzdiode schon mal wieder weg.

Sicher, lass einfach mur die Z-Diode drin. Bei Falschpolung wird die 
leitend und begrenzt die falsche Spannung am Eingang auf ~ -1V

von Achim H. (anymouse)


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Bernd Stein schrieb:
> Es soll der Step-Up Wandler geschützt werden, der nur maximal 6V
> verträgt. Er soll schon ab *0,9V*  *+UB* arbeiten, was ich mir natürlich
> schon mit D2 ( 1N400x ) versauen würde. Deswegen muß die
> Verpolungsschutzdiode schon mal wieder weg.

Hast Du dann wirklich belastbare 80V am Eingang, oder willst Du nur 
Spannungsspitzen abfangen?

Ansonsten könnte Dir auch R2 Ärger machen, wenn der MAX859 viel Strom 
zieht. Wieviel mA max soll der denn  bei Dir?

von gnd3 (Gast)


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hallo,

schau dir mal den BSP149 an

http://www.conrad.com/ce/en/product/153177/

von Bernd S. (Firma: Anscheinend Corner-Cases ;-)) (bernd_stein)


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Achim Hensel schrieb:
> Hast Du dann wirklich belastbare 80V am Eingang, oder willst Du nur
> Spannungsspitzen abfangen?
>
JA.
Minimum ist 70V. Wollte die Sache aber nicht so knapp bemessen, deshalb 
lieber >70V.

>
> Ansonsten könnte Dir auch R2 Ärger machen, wenn der MAX859 viel Strom
> zieht. Wieviel mA max soll der denn  bei Dir?
>
Oh ja, danke für den Hinweis. Tja, da beisst sich wohl die Katze in den 
Schwanz. Ein 330 Ohm Widerstand wäre nötig um die Z-Diode nicht zu 
überlasten, da aber der MAX859 mindestens 50mA liefern soll, geht das 
schon mal nicht bei 0,9V Eingangsspannung.

Am Liebsten wäre mir ja, wenn er seinen maximalen Strom von 125mA trotz 
der Schutzbeschaltung erzeugen könnte.

gnd3 schrieb:
> schau dir mal den BSP149 an
>
Der Beschreibung entnehme ich, das dies kein J-FET ist, sondern ein 
N-MOSFET allerdings ein Verarmungstyp ( Depletion ).

Ob das damit geht ?

Da müsste ich mich erst wieder schlau machen, was da jetzt genau der 
Unterschied ist.

Falk Brunner schrieb:
> Und warum soll der dann mit 80V Eingangsspannung klar kommen?
>
Weil evtl. fünf in Serie geschaltete Bleiakkus auch mal die 
Eingangsspannung bringen.

>
> Sicher, lass einfach mur die Z-Diode drin. Bei Falschpolung wird die
> leitend und begrenzt die falsche Spannung am Eingang auf ~ -1V
>
Oh ja, ich dummerchen. Aber leider funktioniert das ganze Konzept nicht
( Vorwiderstand und 1,3W Z-Diode ).


Bernd_Stein

von holger (Gast)


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>Weil evtl. fünf in Serie geschaltete Bleiakkus auch mal die
>Eingangsspannung bringen.

Was hat sich "Bernd das Brot" diesmal wieder für
einen Schwachsinn ausgedacht?

von Achim H. (anymouse)


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Bernd Stein schrieb:
> Der Beschreibung entnehme ich, das dies kein J-FET ist, sondern ein
> N-MOSFET allerdings ein Verarmungstyp ( Depletion ).
>
> Ob das damit geht ?

Könnte. Zumindest als erster Ansatz. Das Problem wird sein, ab 5V ihn 
von 400mA Durchflusspannung auf die gewünschten 125mA herunter zu 
bringen -- und ihn davon abzuhalten, durch die trotzdem nötigen 8W 
gegrillt zu werden. Der große Bereich 0,1V ... 54V über Uin,min ist 
wirklich eine harte Nuss. Vielleicht kann man hier zwei Versorgungspfade 
einbauen: Einer für die 0,9V .. 5V, der darüber getrennt wird, und ein 
leistungsfähiger für 5V und höher?

von Falk B. (falk)


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@ Bernd Stein (bernd_stein)

>Minimum ist 70V. Wollte die Sache aber nicht so knapp bemessen, deshalb
>lieber >70V.

Wozu braucht man dann einen DC/DC Wandler., der an 0,9V anläuft?


>> Und warum soll der dann mit 80V Eingangsspannung klar kommen?
>>
>Weil evtl. fünf in Serie geschaltete Bleiakkus auch mal die
>Eingangsspannung bringen.

Dito. Was soll das? Was soll das denn insgesamt werden?

>Oh ja, ich dummerchen. Aber leider funktioniert das ganze Konzept nicht
>( Vorwiderstand und 1,3W Z-Diode ).

Siehe oben und

http://www.mikrocontroller.net/articles/Netiquette#Klare_Beschreibung_des_Problems

von Bernd S. (Firma: Anscheinend Corner-Cases ;-)) (bernd_stein)


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Achim Hensel schrieb:
> Das Problem wird sein, ab 5V ihn
> von 400mA Durchflusspannung auf die gewünschten 125mA herunter zu
> bringen -- und ihn davon abzuhalten, durch die trotzdem nötigen 8W
> gegrillt zu werden. Der große Bereich 0,1V ... 54V über Uin,min ist
> wirklich eine harte Nuss. Vielleicht kann man hier zwei Versorgungspfade
> einbauen: Einer für die 0,9V .. 5V, der darüber getrennt wird, und ein
> leistungsfähiger für 5V und höher?
>
Ja, SMD geht nicht.
Meine Idee ist halt mindestens 3x eine Konstantstromquelle like BF256C 
aufzubauen wie auf dem Bild. Nur das hier dann die Z-Diode gespeist wird 
und nicht eine LED. Das ganze soll sich noch mit mit einer SMD-Schaltung 
vertragen, d.h. das ganze soll nicht zu groß werden und auch nicht zu 
komplex.

Brauche jedoch wegen der großen Verlustleistung was im TO-220 Gehäuse.
Ca. 1,2W pro TO-220 Gehäuse müste sogar noch ohne Kühlkörper auskommen.
Jedoch finde ich nichts brauchbares im www.

Hier drauf bekomme ich ja auch keine Antwort, so das ich der Meinung 
bin, das viele wohl ohne dem auskommen. Obwohl sich die Beschreibung zu 
der DVD immer so liest, als ob wenn man dort nichts findet, es auch kein 
solches Bauteil mit diesen Werten gibt.

Beitrag "Re: ECA-vrt DVD 2013"


Falk Brunner schrieb:
> Wozu braucht man dann einen DC/DC Wandler., der an 0,9V anläuft?
>
Um eine Batterie oder einen Akku möglichst lange zu nutzen oder einen 
Akku bis zu seiner Entladeschlußspannung zu entladen und diese Spannung 
zu nutzen, um die Entladeschaltung zu speisen.


Bernd_Stein

von gnd3 (Gast)


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zwei bis drei unverwechselbare Stecker für die verschiedenen 
Batterie-Typen und 2 bis 3 getrennte Spannungsregler?

von Falk B. (falk)


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@ Bernd Stein (bernd_stein)

>> Wozu braucht man dann einen DC/DC Wandler., der an 0,9V anläuft?

>Um eine Batterie oder einen Akku möglichst lange zu nutzen oder einen
>Akku bis zu seiner Entladeschlußspannung zu entladen und diese Spannung
>zu nutzen, um die Entladeschaltung zu speisen.

Ein 80V Akku hat keine 0,9V Entladeschlußspannung.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Hm. Etwas verwirrt vielleicht?

Also 'leer' sagen wir mal 5% bis 10% Restenergie und belastet:
1,5V Batterie: 0,8V
3V Lithium-Knopfzelle: 2,9V
12V Bleiakku: 10,5V

Nimmt man die Last weg, kann die Batterie/Akku wieder erstaunlich hohe 
Leerlaufspannung erreichen. Je kaputter der Akku umso mehr 
Spannungserholung (Nicht bei allen inneren Fehlerarten)!


Die Schaltung ist einfach sinnlos. Könnte höchstens durchgehen, wenn 
unbedingt eine Universalschaltung draus werden soll. Also etwas was 
praktisch an allem läuft.
Bedenke auch, daß es ab 60V schon als gefährlich angesehen wird 
spannungsführende Elemente zu berühren.

Beim 12V-Bleiakku kann die Spannungs übrigens nie über 16,5V gehen. Das 
ist dann das Extrem bei Beachtung der Temperaturabhängigkeit.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Die ECA-Bücher/Daten lohnen nicht mehr zu kaufen. Das war vor Zeiten des 
Internets und gut besuchter Foren anders. Da hatte die jeder Radio- und 
Fernsehtechniker direkt am Arbeitsplatz liegen.

Es gibt auch keine wirklich umfassende Vergleichs-Suchmaschine für 
Halbleiter! Das Einpflegen der Typen ist einfach viel zu aufwändig. 
Widerspricht auch den Distris, denn die wollen nur ihre Line-Card an den 
Mann bringen. Warum sollten sie die Konkurrenz bewerben?

Allenfalls die bekannten Katalogversender wie digikey, RS, Farnell sind 
da etwas unabhängig. Aber auch deren Suche auf ihren Webauftritten 
krankt. Wobei ich digikey favorisiere. Man muß ja dann nicht dort 
kaufen...

Eine weitere Möglichkeit sind die Second-Source oder Vergleichlisten der 
HERSTELLER.
Oder man fragt an: "Suche Typ bei euch für anderen Typ eines 
Konkurrenten. Was kann man da nehmen?" Manchmal kommt sinnvolles zurück.

Am besten fragt man vor allem als Nichtexperte einfach in einem Forum 
die altgedienten die alles im Kopf haben. Echt so!!

: Bearbeitet durch User
von Bernd S. (Firma: Anscheinend Corner-Cases ;-)) (bernd_stein)


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Abdul K. schrieb:
> Hm. Etwas verwirrt vielleicht?
> ...
>
> Die Schaltung ist einfach sinnlos. Könnte höchstens durchgehen, wenn
> unbedingt eine Universalschaltung draus werden soll. Also etwas was
> praktisch an allem läuft.
> Bedenke auch, daß es ab 60V schon als gefährlich angesehen wird
> spannungsführende Elemente zu berühren.
>
Nein.
Genau das soll es werden ( Universell ). Von NiCd Einzelzelle bis
5x Bleiakku in Serie. Hatte 120V= als gefährliche Berührungsspannung im 
Gedächnis, aber Du hast recht für Tiere und Kinder gilt die 60V= Grenze 
für normale Umgebungsbedingungen.

gnd3 schrieb:
> schau dir mal den BSP149 an
>
Habe mich inzwischen ein wenig schlauer über J-FET und MOSFET als 
Verarmungstyp gemacht. Ist auch dafür brauchbar.

Nur stehe ich somit wieder einmal vor dem Problem was Brauchbares zu 
finden.

Abdul K. schrieb:
> Am besten fragt man vor allem als Nichtexperte einfach in einem Forum
> die altgedienten die alles im Kopf haben. Echt so!!
>
Das widerspricht leider meinen Erfahrungen, weil man meistens als zu 
faul zum Suchen eingestuft wird. Habe ja schon einige ( ältere ) Threads 
dazu gefunden nur war der Tenor meistens so :

" P-Kanal Verarmungstypen gibt es schlecht oder gar nicht "
" N-Kanal Verarmungstypen meistens nur in SMD, also nicht mit meinen 
forderungen vereinbar ".

Wer kann mir nun einen P oder N-Kanal Verarmungs-MOSFET nennen den es im 
TO-220 Gehäuse gibt der mindestens eine 70V Drain / Source Spannung 
aushält ?


Bernd_Stein

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Naja, also mangelnde Geduld kann man mir nicht vorwerfen. Und vielen 
anderen hier auch nicht!

Den Halbleiter gibt es vermutlich nicht, und wenn, ist er dir garantiert 
da Exot zu teuer bzw. kann er letztlich die Verlustleistung nicht 
loswerden. Es gibt eben nicht alles.

Ein reiner Buck-Konverter kann auch nur hochtransformieren.

Nochmal: So ein Ansatz ist falsch.

von Bernd S. (Firma: Anscheinend Corner-Cases ;-)) (bernd_stein)


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Abdul K. schrieb:
> Nochmal: So ein Ansatz ist falsch.
>
Ok, ganz so bekomme ich es wohl nicht hin.
Habe da was gefunden, aber 18 Euro Versandkosten sind mir einfach zu 
hoch für solch ein Experiment. Um evtl. Anderen solch eine Suche zu 
ersparen, will ich hier mal einen FET vorstellen ( IXTP 3N50D2-ND )
bzw. ein paar in der Richtung.

Bernd Stein schrieb:
> Wer kann mir nun einen P oder N-Kanal Verarmungs-MOSFET nennen den es im
> TO-220 Gehäuse gibt der mindestens eine 70V Drain / Source Spannung
> aushält ?
>

http://www.digikey.de/product-detail/de/IXTP3N50D2/IXTP3N50D2-ND/2183270

http://www.digikey.de/product-search/de?FV=fff40015%2Cfff8007d%2C40203a&k=depletion&mnonly=0&newproducts=0&ColumnSort=1000011&page=1&stock=1&pbfree=0&rohs=0&quantity=&ptm=0&fid=0&pageSize=25


Hoffe selbstverständlich noch auf weitere Lösungsvorschläge.


Bernd_Stein

von Falk B. (falk)


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@ Bernd Stein (bernd_stein)

>Genau das soll es werden ( Universell ). Von NiCd Einzelzelle bis
>5x Bleiakku in Serie.

Jajaja, die eierlegende Wollmilchsau. Ist schlicht Blödsinn.

>Wer kann mir nun einen P oder N-Kanal Verarmungs-MOSFET nennen den es im
>TO-220 Gehäuse gibt der mindestens eine 70V Drain / Source Spannung
>aushält ?

Schon mal über Wirkungsgrad nachgedacht?

von Bernd S. (Firma: Anscheinend Corner-Cases ;-)) (bernd_stein)


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Falk Brunner schrieb:
> ...
>

Bernd Stein schrieb:
> Hoffe selbstverständlich noch auf weitere Lösungsvorschläge.
>


Bernd_Stein

von Falk B. (falk)


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@ Bernd Stein (bernd_stein)

> Hoffe selbstverständlich noch auf weitere Lösungsvorschläge.

Für Lösungsvorschläge braucht man vor allem erstmal ein Problem ;-)
Bisher ist die Welt ganz gut ohne so ein Supernetzteil ausgekommen. 
Warum wohl? Welche Problem glaubst du damit zu lösen? Was spricht gegen 
die Lösung, für kleine Spannungen bis 6V eben diesen Low Voltage Wandler 
zu nutzen und für höhere Spannungen einen anderen? "One size fits all 
funktioniert" selten bis nie. Oder trägst du die gleichen Klamotten wie 
deine Frau/Freundin/Mutter? ;-)

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Abdul K. schrieb:
> Ein reiner Buck-Konverter kann auch nur hochtransformieren.
>

Muß natürlich Boost heißen.

Bei deinem Übersetzungsbereich wäre sowieso nur ein Flyback angebracht. 
Die schaffen so variabel den Bereich 10:1 in einem Stück.

von Bernd S. (Firma: Anscheinend Corner-Cases ;-)) (bernd_stein)


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Abdul K. schrieb:
> Bei deinem Übersetzungsbereich wäre sowieso nur ein Flyback angebracht.
> Die schaffen so variabel den Bereich 10:1 in einem Stück.
>
Nun ja, wenn niemand eine andere Lösung hat um meine Vorstellung zu 
realisieren, werde ich die Schaltung wohl erstmal in dem Bereich 
betreiben, den der MAX859 abkann. Falls ich mal bei DigiKey noch mehr 
Bauteile bestelle werde ich mal meine Idee weiter verfolgen.

Danke erstmal an alle die hier produktiv mitgearbeitet und mir die 
Grenzen aufgezeigt haben.


Bernd_Stein

von Falk B. (falk)


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@ Bernd Stein (bernd_stein)

>Nun ja, wenn niemand eine andere Lösung hat um meine Vorstellung zu
                                                ^^^^^^^^^^^^^^^^^

Genau DORT liegt das Problem!

von Marc P. (marcvonwindscooting)


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Bernd Stein schrieb:
> http://www.digikey.de/product-detail/de/IXTP3N50D2/IXTP3N50D2-ND/2183270

Bernd, ich bestell oefters was bei Digikey, ich kann ja einen mit 
draufpacken auf die Liste.
Allerdings verstehe ich dein Klagen nicht, denn Du hast ja immerhin 
einen leistungsfaehigen Verarmungstyp (wenn auch keinen JFET) gefunden!

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Für 2,50 Euronen gar nicht so teuer, finde ich. Allerdings vorher 
prüfen, ob der Widerstand von 1 Ohm bei VGS=0V für dich noch akzeptabel 
ist. Falls der Schaltregler bei wenig Last bei noch weniger Spannung 
anschwingt, kannst du das Gate auch an den Ausgang des Schaltreglers 
legen. Damit würdest du einen kleineren Widerstand als diese 1 Ohm 
hinkriegen (Der FET wird durch positive Spannungen weiter aufgesteuert).

von RoJoe (Gast)


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Warum, statt einem shunt-Regler
kein (diskret aufgebauter)(LDO)-Längsregler ??
Der verbrät deutlich weniger Leistung.
Und die Teile sind billig und leicht beschaffbar.

von Bernd S. (Firma: Anscheinend Corner-Cases ;-)) (bernd_stein)


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Marc P. schrieb:
> Bernd, ich bestell oefters was bei Digikey, ich kann ja einen mit
> draufpacken auf die Liste.
>
Das ist nett gemeint von Dir.
Hatte überlegt das Du dann evtl. mal die Schaltung aufbauen und testen 
könntest. Beim Studieren des Datenblattes ist mir sofort das 
Schaltsymbol aufgefallen. Der richtige Typ heißt IXT*A*..., wichtig ist 
das A in der Bezeichnung. Leider ist es dann nicht mehr im TO-220 
Gehäuse sondern im T0-263 ( SMD ). Siehe Datenblatt im Anhang.

http://www.digikey.de/product-search/de?vendor=0&keywords=ixta3n50d2

Leider bin ich nicht in der Lage anhand des Datenblattes zu erkennen,
ob ich mit diesem Bauteil wirklich das hinbekommen würde, was ich 
wollte.
Nämlich eine Eingangsspannung von 0,9V bis 80V auf max. 6,0V zu 
begrenzen, der Strom von ca. 130mA soll aber die ganze Zeit dem MAX859 
weiterhin zur Verfügung gestellt bleiben.

Abdul K. schrieb:
> Allerdings vorher
> prüfen, ob der Widerstand von 1 Ohm bei VGS=0V für dich noch akzeptabel
> ist. Falls der Schaltregler bei wenig Last bei noch weniger Spannung
> anschwingt, kannst du das Gate auch an den Ausgang des Schaltreglers
> legen. Damit würdest du einen kleineren Widerstand als diese 1 Ohm
> hinkriegen (Der FET wird durch positive Spannungen weiter aufgesteuert).
>
Ich habe jetzt wirklich schon eine Zeitlang herumgerätselt, wie ich 
überhaupt die Schaltung aufbauen sollte. Direkt als Spannungsbegrenzer 
haut wohl nicht hin, da ab einer gewissen Drain / Source Spannung das 
Teil in den mehr oder weniger Konstantstrom übergeht. Siehe Bilder.

Wenn ich das Teil nun wie vorher gedacht als Konstantstromsenke mit 
jeweils 20mA aufbaue und den MAX859 seinen Maximalen Strom von ca. 130mA 
zuführe müsste ich die Schaltung 6 oder 7 mal aufbauen, was natürlich 
preislich und vom Platz her nicht so toll ist. Aber wenns nicht anders 
möglich ist, wäre das auch gut. Aber im Moment steh ich auf dem Schlauch 
und weiß gar nicht wie ich die Eine oder Andere Schaltung aufbauen 
sollte.

***Ein Schaltplan wäre also gut, falls hier jemand seine Idee mir 
verständlich mitteilen möchte, denn Deine Ausführungen kann ich 
irgendwie nicht als Schaltplan umsetzen.

***Das Gleiche möchte ich auch RoJoe mitteilen, denn auch seine 
Ausführungen, scheinen nicht bei meinem Problem die Lösung zu sein, da 
die 80V wohl dann der Knackpunkt sind. Evtl. auch die Beschaffbarkeit 
der Bauteile, dazu muß ich aber auch wissen, welche Bauteile verbaut 
werden :-)

RoJoe schrieb:
> Warum, statt einem shunt-Regler
> kein (diskret aufgebauter)(LDO)-Längsregler ??
> Der verbrät deutlich weniger Leistung.
> Und die Teile sind billig und leicht beschaffbar.
>


Bernd_Stein

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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So: http://oliverbetz.de/pages/Artikel/Linearregler-600V

Am besten in SPICE simulieren oder eben an den Grenzen durchrechnen.

von Marc P. (marcvonwindscooting)


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Bernd Stein schrieb:
> Beim Studieren des Datenblattes ist mir sofort das
> Schaltsymbol aufgefallen. Der richtige Typ heißt IXT*A*..., wichtig ist
> das A in der Bezeichnung. Leider ist es dann nicht mehr im TO-220
> Gehäuse sondern im T0-263 ( SMD ). Siehe Datenblatt im Anhang.

Ich versteh's nicht. Du willst doch TO-220, also warum nicht einen in 
TO-220 waehlen? Die gibt's und sind vorraetig. Ich persoenlich wuerde 
SMD bevorzugen und so einen FET nur zum Starten einer Schaltung 
benutzen, aber das tut ja nichts zur Sache!

Das Schaltsymbol im IXYS-DS ist sowieso verkehrt, denn meines Wissens 
stellt das einen Anreicherungstyp dar, nicht ein Verarmungstyp. Bei den 
Verarmungstypen ist der Kanal durchgezogen gezeichnet!? Aber was soll's, 
das ist bloss ein Symbol. Bei den IGBTs koennte man da auch streiten. Im 
Text stehen die Fakten. Und mit so einem (MOS-)FET kannst Du definitiv 
eine (einigermassen) Konstandstromquelle bauen (+).

EDIT:

(+) Aber nicht genau so, wie da:
Beitrag "Re: J-FET N-Channel mit gößer 70V Drain / Source Spannung für Konstantstromsenke"
Sondern vielleicht noch 'nen Source-Widerstand einbauen.

: Bearbeitet durch User
von Marc P. (marcvonwindscooting)


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Hups, muss mir doch widersprechen:

DEINE Anforderungen gehen mit DEM FET nicht, denn:

Um bei grossen Spannungen 130mA zu bekommen, brauchst Du ca. -2.5V Vgs.
=> Rs = U/I = 19.2 Ohm.

Nun ist aber durch diesen Rs bei 0.9V (!) der Strom sicher kleiner als 
0.9V/19.2 Ohm = 47mA (und auch nur im Kurzschlussfall).

Tja.

: Bearbeitet durch User
von Bernd S. (Firma: Anscheinend Corner-Cases ;-)) (bernd_stein)


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Marc P. schrieb:
> Ich versteh's nicht. Du willst doch TO-220, also warum nicht einen in
> TO-220 waehlen? Die gibt's und sind vorraetig. Ich persoenlich wuerde
> SMD bevorzugen und so einen FET nur zum Starten einer Schaltung
> benutzen, aber das tut ja nichts zur Sache!
>
Vielleicht hab ich ja wieder eine Denkblockade, aber da liegt ja für 
mich laut Datenblatt der Unterschied :
IXTA => Depletion Mode
IXTP => MOSFET

In der Abbildung im Datenblatt ist auch gezeigt das der A-Typ ein
TO-263 AA ( IXTA ) Gehäuse besitzt und der P-Typ ein TO-220 AB ( IXTP ).

Wenn Du Dir die beiden Links mal näher ansiehst, siehst Du sicherlich 
auch den Unterschied besser ( Augenmerk auf :  Gehäusetyp vom 
Lieferanten und Digi-Key Teilenummer ).

http://www.digikey.de/product-detail/de/IXTP3N50D2/IXTP3N50D2-ND/2183270

http://www.digikey.de/product-search/de?vendor=0&keywords=ixta3n50d2


> Das Schaltsymbol im IXYS-DS ist sowieso verkehrt, denn meines Wissens
> stellt das einen Anreicherungstyp dar, nicht ein Verarmungstyp. Bei den
> Verarmungstypen ist der Kanal durchgezogen gezeichnet!? Aber was soll's,
> das ist bloss ein Symbol.
>
Das sehe ich nicht so. Ein Symbol hat eine Bedeutung und in der 
Elektronik wäre es natürlich u.U. fatal an stelle eines selbstsperrenden 
FETs einen selbstleitenden zu verbauen, nur weil das Schaltsymbol nach 
gut dünken interpretiert wird.

Wahrscheinlich habt Ihr Euch beim Schreiben zeitlich  überlappt.
Würdest Du für mich die Schaltung die Abdul K. verlinkt hat mal aufbauen 
und testen ?

Abdul K. schrieb:
> So: http://oliverbetz.de/pages/Artikel/Linearregler-600V
>

Hey super Danke !!!

Etwa doch die eierlegende Wollmilchsau ???


Bernd_Stein

: Bearbeitet durch User
von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Hier als Anfang zum Weiterspielen. Habe jetzt einfach mal ein paar 
Startwerte verwendet. Ist mitnichten ein fertiges Design!

Lade dir LTspice von linear.com und das angehängte File in einem Ordner 
expandieren und dann das File *.asc doppelclicken. Danach im Menü den 
Läufer anclicken und warten...

Diese Schaltung startet und stabilisiert mit Vout=3,3V und einer Last 
von 100 Ohm bei 5V und auch bei 50V Eingangsspannung.

Der MOSFET ist ein anderer von IXYS. Für deinen haben sie keine 
SPICE-File. Für deinen MAX fand ich auch keines auf die Schnelle.

Viel Erfolg!

von Marc P. (marcvonwindscooting)


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Bernd Stein schrieb:
> IXTA => Depletion Mode
> IXTP => MOSFET

Nee. Da denkst Du zu zeilenorientiert! Die sind beide gleich, bis auf 
das Gehaeuse. Da wuerde ich meinen Hals drauf wetten ;-)

> Würdest Du für mich die Schaltung die Abdul K. verlinkt hat mal aufbauen
> und testen ?

Die mit den 2 Widerstaenden ja. Du hast uns ja auch die Verarmungstypen 
beschert :-). Ich hab vor ca. 4 Jahren mal gesucht und nur ganz schwache 
gefunden. Sonst haette ich die Einschaltstrombegrenzung von meinen 
LED-Leuchten (Eigenbau) einfacher machen koennen.

Die komplizierte will ich eher nicht probieren. Die wuerde ich eher mit 
'nem TLV431 ausprobieren. Vielleicht simuliert der Abdul das vorher 
netterweise...? ;-)

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Mal abgesehen von dem Schaltregler, scheint mir die Lage der 
Threshold-Spannung beim FET auch nicht ganz optimal. Ist entscheidend 
für die maximale Last beim Start am Ausgang!
Hm, müßte man den Markt der depletion-FETs abklappern. Hey, das wäre 
doch eine tolle Semesterarbeit!

Aktuell würde der Schaltregler sterben, da die Eingangsspanung nicht im 
tolerierten Bereich bleibt. Das ist aber auch so ein 
CMOS-Prozeß-Switcher mit 5,5V max. Es gibt ja auch andere ICs die 
deutlich mehr Spannung abkönnen. Schneller fix wäre eine Zenerdiode am 
Gate.

Also ich denke schon, daß man es ohne Krämpfe hinbekommt. Linear oder 
diskret sowieso. Aber ohne Geld bin ich da etwas müde ;-)

: Bearbeitet durch User
von RoJoe (Gast)



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Bernd Stein schrieb:
> ***Das Gleiche möchte ich auch RoJoe mitteilen, denn auch seine
> Ausführungen, scheinen nicht bei meinem Problem die Lösung zu sein, da
> die 80V wohl dann der Knackpunkt sind. Evtl. auch die Beschaffbarkeit
> der Bauteile, dazu muß ich aber auch wissen, welche Bauteile verbaut
> werden :-)
>
> RoJoe schrieb:
>> Warum, statt einem shunt-Regler
>> kein (diskret aufgebauter)(LDO)-Längsregler ??
>> Der verbrät deutlich weniger Leistung.
>> Und die Teile sind billig und leicht beschaffbar.
>>

Hier bitteschön
ein diskret aufgebauter LDO-Längsregler als Spannungsbegrenzer.

Simuliert wurde mit einer 6V2-Zener, da keine 5V1 in der Lib.
Mit 5V1-Zener bleibt Uout unter 6V.

Gibt in der Realität bei 0,9V Uin 0,85V raus, bei RL = 47 Ohm.
In der Realität getestet bis Uin = 48V.

C1 und C2 MÜSSEN rein, (Schwingsicherheit).
Die Werte wurden NICHT optimiert
(es wurde das "reingeworfen", was gerade greifbar war)
und die Schaltung wurde NUR mit ohmscher Last (RL = 47R) getestet.

Also bitte ausgiebig testen und ggf. modifizieren.
Wenn die Schaltung schwingt, kommen mehr als 6V raus!

Auch daran denken, daß Q1 Ptot = (Uin-Uout) * I verbraten muß!
=> kühlen!

Alle Teile sind leicht beschaffbar und kosten alle zusammen,
da kein Geldbeutelinhalts-Verarmungstyp darunter, weniger als 1 €.

von Marc P. (marcvonwindscooting)


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@RoJoe: Respekt!
Das ist dann wohl die Rache der Bipolartransistoren...

> da kein Geldbeutelinhalts-Verarmungstyp darunter.
:-)

von Bernd S. (Firma: Anscheinend Corner-Cases ;-)) (bernd_stein)


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Marc P. schrieb:
> Bernd Stein schrieb:
>> IXTA => Depletion Mode
>> IXTP => MOSFET
>
> Nee. Da denkst Du zu zeilenorientiert! Die sind beide gleich, bis auf
> das Gehaeuse. Da wuerde ich meinen Hals drauf wetten ;-)
>
Stimmt. Irgendwie Gehirnkolla durch zu viele nicht verstandene 
Informationen.

Hat sich ja ganz schön was getan. Bin erfreut, soviel Eifer ausgelöst zu 
haben.

>>
>> Würdest Du für mich die Schaltung die Abdul K. verlinkt hat mal aufbauen
>> und testen ?
>
> Die mit den 2 Widerstaenden ja. Du hast uns ja auch die Verarmungstypen
> beschert :-). Ich hab vor ca. 4 Jahren mal gesucht und nur ganz schwache
> gefunden. Sonst haette ich die Einschaltstrombegrenzung von meinen
> LED-Leuchten (Eigenbau) einfacher machen koennen.
>
Ja bitte, auch wenn RoJoe was mit der LDO-Variante anscheinend 
hinbekommen hat. Sieht irgendwie Einfacher aus mit dem Verarmungstyp. 
Must aber bestimmt herumexperimentieren, um das richtige 
Widerstandsteilerverhältnis zu finden.
Ach übrigens : " So muss auch ein Forum funktionieren. Jeder bringt sich 
mit seinen Möglichkeiten ein. "

RoJoe schrieb:
> Also bitte ausgiebig testen und ggf. modifizieren.
> Wenn die Schaltung schwingt, kommen mehr als 6V raus!
>
Erst mal vielen Dank für Deinen Eifer.
Komme nur sehr schleppend voran, kann also dauern mit dem Nachbau und 
testen.

Will jetzt erstmal einen 10Mhz Taktgenerator nachbauen und testen.
Wie immer habe ich jedoch nicht die gleichen Bauteile.
Hoffe einen 2N3904 durch einen SMD-Typ BC817 ersetzen zu können.


Bis dann
Bernd_Stein

von Marc P. (marcvonwindscooting)


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Bernd Stein schrieb:
> Ja bitte, auch wenn RoJoe was mit der LDO-Variante anscheinend
> hinbekommen hat. Sieht irgendwie Einfacher aus mit dem Verarmungstyp.

Einfacher schon, aber RoJoe kommt bei den kleinen Spannungen an deine 
Vorgaben, die FET-Variante nicht! Darum ist sein Ansatz besser.

von RoJoe (Gast)



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Bernd Stein schrieb:
> Einfacher

Bitteschön!
Ist dann aber etwas verärmter in der Regelsteilheit.

von Marc P. (marcvonwindscooting)


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Das geht besser. Verwenden wir diesen Ansatz nochmals (Bild 1):

Beitrag "Re: J-FET N-Channel mit gößer 70V Drain / Source Spannung für Konstantstromsenke"

R1,R2,Q1,Q2 ersetzen gegen den N-Kanal FET als Spannungsfolger, G direkt 
an Q3's Kollektor und von dort halt noch ein R zum Ausgang (S) hin. 
Fertig!

Oder: Z-Diode vom Gate nach GND. Widerstand von G nach Ausgang (S) und 
sonst gar nichts mehr. Wenn's mal wieder billiger sein muss. Wenn etwas 
mehr Etat, dann statt Z-Diode die besagte LMV431 mit Spannungsteiler. 
Dann ist's stabil.

Ich kann grad nicht Zeichnen (weder EAGLE noch LTSpice), weil ich noch 
an meinem Rechner ruminstalliere ...
Mann ist die alte Kiste schnell geworden: 13s boot-up mit alter 
Festplatte, nicht SSD oder so! Hatte zuletzt echt zuviele NSA Dienste 
gehostet....

von RoJoe (Gast)



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Marc P. schrieb:
> R1,R2,Q1,Q2 ersetzen gegen den N-Kanal FET als Spannungsfolger

> Z-Diode vom Gate nach GND. Widerstand von G nach Ausgang (S) und
> sonst gar nichts mehr.

siehe Sim.
Ist gut genug für jmd. der es einfacher haben möchte.

Habe das model des 20A-Boliden 20N50 von Abdul verwendet (Danke Abdul!)
und RL auf 1/3 gesetzt, da der 3N50 1/3 der Steilheit des 20N50 hat.

Firma IXYS hat doch tatsächlich das FALSCHE Symbol
in den DBs für die Depletion Mode MOSFETS.
(unterbrochene Linie statt durchgezogener Linie zw. D und S
bei einem selbstleitenden MOSFET)

von Marc P. (marcvonwindscooting)


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RoJoe schrieb:
> Habe das model des 20A-Boliden 20N50 von Abdul verwendet (Danke Abdul!)

Der ist ja komisch. Weder Fleisch noch Fisch: der liegt irgendwie 
zwischen Anreicherungstyp und Verarmungstyp: nur 1.5A bei Vgs=0V. Aber 
fuer diesen Anwendungsfall passend :)

RoJoe schrieb:
> Firma IXYS hat doch tatsächlich das FALSCHE Symbol...

Wenn sie wollen, koennen sie auch 'richtig' (zumindest noch im Jahre 
2006):
http://ixdev.ixys.com/DataSheet/98809.pdf

Toll, dass IXYS so viele Depletion-Mode FETs anbietet! Ploetzlich kann 
man sich ganz neue Sachen ausdenken, vor allem, wenn man dann noch an 
einen Ultra-Low-Power uC denkt. Sagen wir mal: ein Netzspannungs-LDO...
Ups! Nix wie weg hier...

von RoJoe (Gast)


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Marc P. schrieb:
> Toll, dass IXYS so viele Depletion-Mode FETs anbietet! Ploetzlich kann
> man sich ganz neue Sachen ausdenken

Beim ersten Blick auf das DB des 3N20 hab ich nur das Symbol gesehen:
"Aha, ein 'normaler' selbstsperrender Typ" hab ich nur gedacht.
Daher das DB nicht weiter angesehen.
Daher weiterhin - irrtümlich - geglaubt, es gäbe selbstleitende MOSFETs
nur als SMD mit entsprechend geringer Belastbarkeit.
Daher der PNP als Längstransistor...
Shit happens...

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Ich habs doch oben schonmal erklärt: Egal ob durchgezogen oder nicht, 
der Unterschied ist im Wesentlichen nur die Lage der Threshold-Spannung! 
Wobei ich die Details der Halbleiterphysik hier nicht kenne. Es reicht 
aber, sich einfach eine floatende Batterie in Reihe zum Gate 
vorzustellen, die die passende Spannung hat und bis in alle Ewigkeit 
auch behält.

Ich befürchte, beim Symbol hat IXYS sich einfach überlegt was die eher 
unbedarfteren Entwickler sich beim DB denken und wieviel Stückzahlen die 
Fehlinterpretation kosten könnte...

Aber was nun im Worst-case mit Vgs min max über Temperatur? Das Ergebnis 
sieht einfach zu gut aus! Sollte man doch noch untersuchen.
Außerdem hat man nun Vendor-locking, da es zu IXYS praktisch keine 
Second-Source gibt.

von Falk B. (falk)


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Viel Aufwand um nichts . . . .

von RoJoe (Gast)


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Abdul K. schrieb:
> Egal ob durchgezogen oder nicht
Also ICH wäre bei 'durchgezogen' aber hellhörig geworden.

Abdul K. schrieb:
> sich einfach überlegt
> was die eher unbedarfteren Entwickler sich beim DB denken
Ich bin wahrscheinlich nicht unbedarft genug...

Abdul K. schrieb:
> da es zu IXYS praktisch keine Second-Source gibt.
Ja, sowas kann böse in die Hose gehen.


Marc P. schrieb:
> Ploetzlich kann man sich ganz neue Sachen ausdenken
Man könnte damit zB. Generatoren und Wandler bauen,
die nur ein paar Dutzend mV Ub brauchen (aber ordentlich Amps).

von Marc P. (marcvonwindscooting)


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Abdul K. schrieb:
> IXYS praktisch keine Second-Source gibt.

Bei mir ist die kritische Schwelle ueberschritten. Ich kannte nur den 
BSP149 (Infineon), und jetzt gibt's eine Second-Source!!
Und wenn nie irgendwer einen solchen FET kauft, dann wird er vom Markt 
verschwinden, egal wieviele Sourcen...

Abdul K. schrieb:
> Ich befürchte, beim Symbol hat IXYS sich einfach überlegt was die eher
> unbedarfteren Entwickler sich beim DB denken und wieviel Stückzahlen die
> Fehlinterpretation kosten könnte...

Und so wie's jetzt ist, kann's nicht in die Hose gehen? Wenn da ein 
unbedarfter Entwickler einen Schaltregler mit baut, mit gaengigem 
Treiber-IC...bruzzl...

Etikettenschwindel ist immer schlecht. Wem faellt an dem hier was auf:

http://www.nxp.com/documents/data_sheet/PMV50UPE.pdf

Den hab ich in einer Schaltung verwendet (PWM) - als MOSFET - und bin 
schier wahnsinnig geworden. Jeder andere PMVxxUP(E) geht, bloss der 
nicht!

: Bearbeitet durch User
von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Keine Ahnung wie du das meinst, ich zähle einfach mal die Hersteller 
diskreter 'depletion'-JFET/MOSFET auf:
- NXP/ehemals Philips/Valvo (Kleinleistung, RF)
- Infinieon/ehemals Siemens
- Supertex
- aldinc (programmierbar)
- IXYS (Power)
- Bourns
- www.linearsystems.com
- Fairchild JFET-Optokoppler H11Fx
- www.ark-micro.com/eng/Product.Asp?BigClassName=Depletion-Mode%20MOSFET
- http://www.clare.com/products/fet.htm

Das sind die die mir gerade im Kopf einfallen. Hab euch ja damit auch 
genug verraten ;-)

Ob Strich durchgezogen oder nicht, hm, wird wohl einfach so sein das die 
mit positiver Threshold-Spannung einen durchgezogenen haben. 
Entscheidend ist einfach das Diagramm mit der Nummer meist 1, da wo der 
Strom in Abhängikeit von Vgs und Vds drinsteht.


Was soll mir auffallen?
Bis auf die ungewöhnliche Ausrichtung des Schaltplansymbols ehrlich 
gesagt nix. Sieht alles unverdächtig aus. S würde man normalerweise oben 
hinklatschen, denn heutige Schaltpläne definieren Minus=Masse=unten. 
Früher war das anders.

Also wo ist das Problem? Ist die Pinbelegung anders als bei den anderen 
Typen?

von RoJoe (Gast)


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Marc P. schrieb:
> Wem faellt an dem hier was auf:

Heute ist wohl mein Rate-Tag.
Ich tippe also:
Die Gate-Schutz-Dioden sind 2 antiserielle 10V-Zeners.
Und dein Treiber hat mehr als 10,7V rausgetan?


Abdul K. schrieb:
> Hab euch ja damit auch genug verraten ;-)

Abdul's Exotensammlung...

Clare Opto-MOS hab ich sogar ne Stange.
Die haben richtig ne Hysterese drin.
Sind auch selbstleitend.
Die Anwendungen für selbstleitende sind jedoch leider nicht so 
zahlreich.

von Marc P. (marcvonwindscooting)


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Abdul K. schrieb:
> Also wo ist das Problem? Ist die Pinbelegung anders als bei den anderen
> Typen?

RoJoe schrieb:
> Die Gate-Schutz-Dioden sind 2 antiserielle 10V-Zeners.
> Und dein Treiber hat mehr als 10,7V rausgetan?

Alles weit daneben :-)))))

Schaut auch die Schaltzeiten an: tf!
Ich hab dadurch ein shoot-through Problem bekommen, obwohl die 
(diskrete) dead-time-Logik korrekt war!

Abdul K. schrieb:
> - NXP/ehemals Philips/Valvo (Kleinleistung, RF)
> - Infinieon/ehemals Siemens
> - Supertex
> - aldinc (programmierbar)
> - IXYS (Power)
> - Bourns
> - www.linearsystems.com
> - Fairchild JFET-Optokoppler H11Fx
> - www.ark-micro.com/eng/Product.Asp?BigClassName=Depletion-Mode%20MOSFET
> - http://www.clare.com/products/fet.htm

Auweia!! Musstest Du mich so blossstellen...?
Allerdings lassen wir sowas mickriges wie z.B. BF244 natuerlich nicht 
zaehlen ;-)

von Bernd S. (Firma: Anscheinend Corner-Cases ;-)) (bernd_stein)


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Abdul K. schrieb:
> Ob Strich durchgezogen oder nicht, hm, wird wohl einfach so sein das die
> mit positiver Threshold-Spannung einen durchgezogenen haben.
>
Da sind die selber schuld.
Jeder der sich mal mit den Unterschieden zwischen Verarmungstyp und 
Anreicherungstyp auseinandergesezt hat, weiß das diese sich im 
Schaltplan durch die Symbolik unterscheiden. Ich hatte viele 
Datenblätter überflogen und wo ich nicht das richtige Symbol gesehen 
hab, habe ich erst gar nicht weiter gelesen. Diesmal hat mein Gehirn 
wohl völlig verrückt gespielt, als da was von Depletion Mode stand. 
Was soll ein Verarmungsmodus sein, dachte ich ? und forschte halt 
weiter.

Ich weiß auch nicht was sich die Entwickler immer denken. Soll wohl den 
Anschein hervorrufen etwas neues, besseres " erfunden " zu haben.
Dabei unterschlagen Sie dem suchenden fast die wichtigste Information.
Anreicherungs MOSFETs gibt es wie Sand am Meer, aber Verarmungstypen mit 
solch einer Leistung habe ich bisher nur dort gefunden.

Bernd_Stein

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Marc P. schrieb:
> Abdul K. schrieb:
>> Also wo ist das Problem? Ist die Pinbelegung anders als bei den anderen
>> Typen?
>
> RoJoe schrieb:
>> Die Gate-Schutz-Dioden sind 2 antiserielle 10V-Zeners.
>> Und dein Treiber hat mehr als 10,7V rausgetan?
>
> Alles weit daneben :-)))))
>
> Schaut auch die Schaltzeiten an: tf!
> Ich hab dadurch ein shoot-through Problem bekommen, obwohl die
> (diskrete) dead-time-Logik korrekt war!

Gemessen oder geraten? Das wird ein Tippfehler sein, eine 8 zu viel. Die 
Energie die reingeladen wird, kommt auch fast vollständig wieder raus 
(Ein kleiner Teil geht über Drain flöten, ein anderer (klein in 
Verhältnis zum Lastseiten-Umsatz) wird Wärme)!!

Tr ist immer ungefähr Tf. Und eigentlich hauptsächlich durch das 
Verhältnis von Rtreiber zu Gate-charge definiert. Der eigentliche MOSFET 
schaltet im n-Bereich. Diesen Bereich darf man aber nicht anfahren, da 
es auf dem Chip sonst zu unterschiedlichen Schaltzeiten der Einzelzellen 
kommt.


>
> Abdul K. schrieb:
>> - NXP/ehemals Philips/Valvo (Kleinleistung, RF)
>> - Infinieon/ehemals Siemens
>> - Supertex
>> - aldinc (programmierbar)
>> - IXYS (Power)
>> - Bourns
>> - www.linearsystems.com
>> - Fairchild JFET-Optokoppler H11Fx
>> - www.ark-micro.com/eng/Product.Asp?BigClassName=Depletion-Mode%20MOSFET
>> - http://www.clare.com/products/fet.htm
>
> Auweia!! Musstest Du mich so blossstellen...?
> Allerdings lassen wir sowas mickriges wie z.B. BF244 natuerlich nicht
> zaehlen ;-)

Nee, da fehlen bereits welche! Echte Power-JFET (momentan Unobtainium, 
but possible) genauso wie Double-Gate MOSFETs.


@Bernd:
Selektive Wahrnehmung ist nicht immer gut. Du hast offensichtlich nicht 
verstanden, was ich schrieb. Stell dir einen FET vor, der IMMER bei 
VGs=0V schaltet und innen noch ne serielle Batterie am Gate hat. Und 
dort hat der Hersteller dann für den Verkauf die gewünschte 
Schwellspannung eingestellt. Das trifft es phänotypisch ziemlich gut.

von Jens G. (jensig)


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RoJoe schrieb:
> Also bitte ausgiebig testen und ggf. modifizieren.
> Wenn die Schaltung schwingt, kommen mehr als 6V raus!

Warum nicht schwingen lassen? Noch eine L dazu, und schon hast Du einen 
Schaltregler, der deutlich weniger Verluste hat als ein Linearregler.
Ohne jetzt über Sinn oder Unsinn von einem Regelbereich von 0,9-80V 
diskutieren zu wollen, würde ich es einfach mit zwei Schaltreglern 
machen. Einer, der den großen Eingangsbereich in die niedrige 
Zwischenspannung bringt, die nicht sehr genau sein muß, und dann wieder 
einer, der daraus die höhere macht.
Ich hatte auch mal den "Auftrag", für jemanden eine Wagonbeleuchtung für 
die Garteneisenbahn auszudenken, die über die gesamte mögliche 
Fahrspannung bis 20V leuchtet, und auch im Stillstand unter 2V noch 
leuchten sollte Idealerweise bei 1V).
Herausgekommen ist die Schaltung im Anhang. Allerdings war das der erste 
quick&dirty Entwurf, und musste noch bißchen am lebenden Objekt 
optimiert werden bezüglich Spule, und gewisser R's (was ich im Plan 
nicht mehr eingetragen hatte). Wenn ich es richtig blicke, fehlt sogar 
noch die Freilaufdiode vor der L nach Masse (wie gesagt, quick&dirty)
Vor der Graetzbrücke reichten rund 1.1-1,2V aus, um die LEDs fast voll 
leuchten zu lassen. Nach der Brücke reichten rund 0,8 oder 0,9V aus 
(weis nicht mehr so genau).
Der rechte Q4 ist in Wirklichkeit ein IC zum Betreiben von LEDs mit ganz 
niedriger Spannung (war zu faul zum Basteln einer Lib). Ist also kein 
einfacher Transistor, sondern der zweite Schaltregler.

von Marc P. (marcvonwindscooting)


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Abdul K. schrieb:
> Gemessen oder geraten?

Erlitten !

Drum bin ich der Meinung, dass das kein (reiner) MOSFET ist, also 
Etikettenschwindel. Man sollte es als High-Side-Switch verkaufen. Die 
Kapazitaet ist unsymmetrisch. Und die Schaltzeiten auch: schnell an, 
endlos langsam aus.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Marc P. schrieb:
> Abdul K. schrieb:
>> Gemessen oder geraten?
>
> Erlitten !
>
> Drum bin ich der Meinung, dass das kein (reiner) MOSFET ist, also
> Etikettenschwindel. Man sollte es als High-Side-Switch verkaufen. Die
> Kapazitaet ist unsymmetrisch. Und die Schaltzeiten auch: schnell an,
> endlos langsam aus.

Umgekehrt könnte man sich das noch mit einer nicht offengelegten 
Ladungspumpe erklären, hm. Vielleicht hatte das Gate zu viel Spannung 
abgekriegt und dadurch war die Schutzdiode an?

Was sagt die Sim? Bislang konnte man sich auf die Datenblätter von NXP 
verlassen.

von RoJoe (Gast)


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Abdul K. schrieb:
> Umgekehrt könnte man sich das noch mit einer nicht offengelegten
> Ladungspumpe erklären, hm. Vielleicht hatte das Gate zu viel Spannung
> abgekriegt und dadurch war die Schutzdiode an?

In dem DB steht:
700ns tr,  2180ns td(off), 8800ns tf
und das deckt sich mit Marc's Erfahrung:
Marc P. schrieb:
> shoot-through Problem
> endlos langsam aus.

Abdul, wann wirst Du es glauben?
Du schreibst doch selbst:
> Bislang konnte man sich auf die Datenblätter von NXP verlassen.
Interessanter wäre die Frage,
wie solch ein faules Ei ins NXP-Lieferprogramm geraten konnte.
Versuchte Einsparung der Freilaufdiode ("Applications • Relay driver")?
Rache eines gedemütigten MOSFET-Entwicklers?
Scherzartikel?


Jens G. schrieb:
> Warum nicht schwingen lassen? Noch eine L dazu, und schon hast Du einen
> Schaltregler
Das wäre natürlich die elegantere Lösung.
Ist aber nicht Thema dieses Threads.
Hier soll es ja möglichst einfach und übersichtlich sein.
(Wie ich mittlerweile gelernt habe)
Aber ein schönes Beispiel, Deine Schaltung,
wie man mit wenig Mehraufwand sowas hinkriegen kann.
(Wenn man's kann :-))

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Solange ich keine Scope-Bilder mit glaubhaft nicht defekten Bauelementen 
sehe, gar nicht!!

Ich lese da:
700ns tr,  2180ns td(off), 8800ns tf

als:
700ns tr, ...unwichtig..., 800ns tf

von RoJoe (Gast)


Angehängte Dateien:

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Jens G. schrieb:
> Warum nicht schwingen lassen? Noch eine L dazu, und schon hast Du einen
> Schaltregler

Hallo Jens,
da ich die Versuchsschaltung noch auf dem Steckbrett hatte,
hat es mich dann doch in den Fingern gejuckt.
Also: Drossel 47µ rein, Freilauf-Schottky rein, C1 entfernt -
und schon schaltet das Teil.
Der lahme BD170 wurde doch etwas heiss
und daher ersetzt dch. den schnellen Epi-Planartyp BD140.
Der ist jetzt kalt wie Hundeschnauze.
RL = 47Ohm, Uout 6,2V, Iout 130mA, getestet von 0V bis 48V.
Genialo!
:-))
Dieser URALTE BD140 ist VIEL schneller
als so ein hochmoderner PMV50UPE MOSFET.
:-D

Bernd, überleg Dir das nochmal, was Du Dir bauen willst!

Was die Schwingneigung betrifft,
da hab ich mal einen tollen Satz gelesen:
"Eine Schwingneigung besteht nicht,
da die Schaltung sowieso schon schwingt".
:-D

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Hm. Auf die Schnelle bringt die Sim aber eher nen miesen Wirkungsgrad 
bei höheren Spannungen! Hast du dir das mal angesehen? Bsp. bei 12V 
gehen 1,2W rein und nur 400mW raus. Hier verbrät der BD136 (140 habe ich 
gerade kein Modell für) allein 700mW.

Also so ist das eher nicht verwendbar!

Die Sim startet auch erst selbständig bei 5V - wobei das mit großer 
Vorsicht zu genießen ist. Vermutlich startet hier der Einschalttransient 
die reale Schaltung.

: Bearbeitet durch User
von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Mit diversen unterschiedlichen BD140 Modellen gleiches Ergebnis der Sim.

von Andreas D. (rackandboneman)


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Ich denke der Wunsch nach einer Lösung mit einem Depletion-FET kommt 
genau daher dass man die Strombegrenzung einsetzen möchte um das 
Gesamtgerät WENIGER fehleranfällig zu machen und nicht (zB durch 
Schwingneigung in einer aufwändigen und aufwändig zu testenden 
Schaltung) NOCH MEHR :)

von RoJoe (Gast)


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Ich hatte die lineare Version sowohl auf Steckbrett aufgebaut
als auch simuliert.

Ich hatte anschliessend nach der Idee von Jens
die Steckbrett-Version mal eben kurz umgebaut, in 5 Minuten,
wie beschrieben.
Was ich vorher(!) noch geändert hatte und vergessen zu erwähnen:
R1 = 22k und R2 = 200 Ohm.

Also nichts simuliert, sondern NT, Scope und DMM angeschlossen.

Die Schaltung läuft auch zZt. und sie läuft prima.
Der BD140 bleibt kalt!
Wenn man die Ue von 0V an hochdreht, ist Q1 voll auf Durchlass.
Udrop bleibt bis Erreichen von Uz-Ud (zZt. ZF5V6 +0,6V)
knapp unter 0,1V.
Dann ist Regeleinsatz erreicht und Udrop steigt auf ca. 0,22V.
Ab dann fängt die Schaltung an zu switchen
und ich kann am NT bis auf 48V hochdrehen!
Die Stromaufnahme geht zurück, ton wird immer kürzer
und der BD140 bleibt bei kalt!

Hier ein paar Messwerte:
RL = 47,8 Ohm (gemessen)
Ue[V]  Ie[mA]  Ua[V] Pin[mW] Pout[mW] n[%]
6,24    152    6,09   949    776       82       hier Ie-Maximum
12,0     89    6,15  1068    791       74
48,0     32    6,24  1536    815       53
Die Schaltung wurde bisher in keinster Weise für switching optimiert.
Der schlechte Wirkungsgrad bei 48V Uin resultiert zT. daraus,
dass R1 und R2 viel zu niedrig sind.
Die können im Wert verdreifacht werden.
Auch die Drossel könnte versuchsweise
auf 100/220/330µH vergrössert werden.

Simulationen sind bei manchen Dingen großartig,
bei anderen eher ungeeignet.
Bau die Schaltung mal auf, Abdul!

Ein Depletion-FET
ist hier übrigens optimal geeignet als Verpolungsschutz.

von Jens G. (jensig)


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@ RoJoe (Gast)

>Ich hatte die lineare Version sowohl auf Steckbrett aufgebaut
>als auch simuliert.

>Ich hatte anschliessend nach der Idee von Jens
>die Steckbrett-Version mal eben kurz umgebaut, in 5 Minuten,
>wie beschrieben.

Na ist doch fein, daß es einer getestet hat (sogar bis 48V)

>Ue[V]  Ie[mA]  Ua[V] Pin[mW] Pout[mW] n[%]
>6,24    152    6,09   949    776       82       hier Ie-Maximum
>12,0     89    6,15  1068    791       74
>48,0     32    6,24  1536    815       53

Für eine schnell zusammengeschusterte Schaltung sind das doch keine 
schlechten Werte.
Das Ding hat also Potential, von den geforderten 1V bis 80V einen MAX859 
einigermaßen sauber zu füttern (kommt nicht auf Genauigkeit an bei der 
Zwischenspannung), ohne daß etwas zu warm wird (das wollte doch der TO, 
auch wenn dessen Forderungen etwas übertrieben erscheinen ...)

: Bearbeitet durch User
von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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OK, hatte einen Fehler im Schaltplan - Mist! Vielleicht war ich etwas 
abgelenkt durch den Knall meines PC-Netzteils heute.

Die Sim zeigt nun in etwa gleiche Hausnummern wie deine Meßwerte. Wenn 
ein nachgeschalteter Regler die Strombegrenzung übernimmt, nicht übel 
für nicht optimiert!

Stammt die aus einem Chinakracher?

von RoJoe (Gast)


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Abdul K. schrieb:
> abgelenkt durch den Knall meines PC-Netzteils heute.
Kommst Du deshalb auf
> Chinakracher?
;-)

Zwischenergebnis:
mit 330µH, 1Ohm:
Ue[V]  Ie[mA]  Ua[V] Pin[mW] Pout[mW] n[%]
48,0    24,5   6,30    1176      830   70,6
BD140 muss selektiert werden
R1 = 47k, R2 = 1k
Cout = 2x 4µ7/100V
ton < 2µs

> Stammt die aus einem Chinakracher?
So hat man früher, als es noch keine chips dafür gab,
wohl switcher gebaut.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Vermutlich. Ich denke genau so funzt die Hirn-CPU.

Hm. Tja. Also ich würde sagen der direkte Konkurrent wäre der MC34063. 
Der geht bekanntlich nur bis 40V.

von RoJoe (Gast)


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Abdul K. schrieb:
> Der geht bekanntlich nur bis 40V.

Und hat viel mehr Udrop.
Und geht nicht runter bis 0,9V.
Die meisten Chip-Switcher gehen nur bis 45V.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite



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Weil kein Chipdesign mit billigem PNP möglich.

Naja, 0,9V macht die Schaltung aber auch nicht, wie auch? Wäre ja ein 
Boost.

Für die ohne SPICE ein Bild eines Sweeps der Eingangsspannung. I(R2) ist 
besonders interessant.

von Marc P. (marcvonwindscooting)


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Wie waer's mit R1 gegen eine JFET-Konstantstromquelle zu ersetzen? Ich 
denke die 22k verhindern bei kleinen Spannungen einen kleinen 'drop' 
denn da muessen Q1,Q2 in die Saettigung.

: Bearbeitet durch User
von RoJoe (Gast)


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Abdul K. schrieb:   23. Apr 2014
> Weil kein Chipdesign mit billigem PNP möglich.

Einer der Gründe, weshalb wir es hier "zu Fuß" machen müssen.

> Naja, 0,9V macht die Schaltung aber auch nicht, wie auch? Wäre ja ein
> Boost.

Boosten macht hier ja der nachgeschaltete MAX859.
Der macht das ab 0,85V Uin.
Dazu muss der Vorregler aber durchlässig sein für solch niedrige Uin.

> Für die ohne SPICE ein Bild eines Sweeps der Eingangsspannung. I(R2) ist
> besonders interessant.
10µH an >40V. Der arme BD140.
Auch 47µH sind noch zu wenig.
Ich bin zZt. bei 1mH, das ist 100 mal 10µH.

Letztes Ergebnis mit Ua = 6,3V:
L = 1mH, 1,2 Ohm
Ue[V]  Ie[mA]  Ua[V] Pin[mW] Pout[mW] n[%]
48,0    24,1     6,30   1157    830    71,8
ton = 3,5µs, f = 40kHz

fmax = 88kHz @ 12,5V Uin.

Ergebnis für Ua = 5V folgt.

Marc P. schrieb:
> Ich denke die 22k verhindern bei kleinen Spannungen einen kleinen 'drop'
Nö, die können deutlich grösser werden (sind zZt. nichtoptimiert 47k)

> Wie waer's mit R1 gegen eine JFET-Konstantstromquelle zu ersetzen?
An sich ne gute Idee, der JFET muss jedoch 80V Uds können.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Mit dem JFET beißt sich die Katze <relativ> in den Schwanz. Hatten wir 
ja. Und billig wäre das auch nicht. OK, der Thread behandelt eh nicht 
mehr so recht das Ursprungsthema.

Die Schaltung habe ich nicht großartig verbessert. Liegt einfach daran, 
daß Bernd sich nicht mehr meldet und ich auch keinerlei strategische 
Ahnung habe wie man die Bauelemente optimiert. Wäre also Monte-Carlo 
angesagt.

Ein viel höherer Wirkungsgrad scheint mir eh nicht drin zu sein, da das 
'irgendwie' (Diode, Schaltransistor usw.) beim Buck-Converter begrenzt 
ist. Das schrieb ich vor langer Zeit oben schonmal.

Eventuell würde ein besser passende Diode und Transistor bereits noch 
einige Prozent bringen. Nur habe ich da auch keine Typen im Kopf ohne 
den Preisrahmen wiederum zu belasten. Vielleicht ist der BD140 bereits 
das Ende der Fahnenstange??

von RoJoe (Gast)


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Marc P. schrieb:
> Wie waer's mit R1 gegen eine JFET-Konstantstromquelle zu ersetzen?
Ein kleiner depletion-mode N-Ch, zB. BSP13x würde gehen.
Noch besser wäre für Q2 ein LL-N-MOS mit Ugs <0,9V.
Dann dürfte R1 zB. 1M sein.

Abdul K. schrieb:
> Die Schaltung habe ich nicht großartig verbessert.

Nimm aber doch für L1 mal 1mH.

Abdul K. schrieb:
> Liegt einfach daran,
> daß Bernd sich nicht mehr meldet
Dem Bernd ist die Schaltung schon linear zu komplex.

Abdul K. schrieb:
> Ein viel höherer Wirkungsgrad scheint mir eh nicht drin zu sein
Reicht doch.
Ue[V]  Ie[mA]  Ua[V] Pin[mW] Pout[mW] n[%]
48,0    24,1     6,30  1157    830     71,8

Wir haben zZt. eine Gesamt-Ptot von 327mW bei 48V Uin.
Wenn man für Q2 einen LL-N-MOS mit Ugs <0,9V nimmt,
spart man nochmal 45mW, dann wären wir bei 282mW.
Diese 282mW verteilen sich primär auf L1, D1 und Q1.
So what?
Bernd hat 15 Watt! in Kauf genommen.
watt an improvement!

Abdul K. schrieb:
> Wäre also Monte-Carlo angesagt.
Bei R2 muss man sich entscheiden: 470R oder 1k.
kleinere Start-Uin und etwas mehr Ptot bei 48V. Oder umgekehrt.

Abdul K. schrieb:
> Vielleicht ist der BD140 bereits
> das Ende der Fahnenstange??
SANYO zB. baut PNP-Planars mit 180MHz ft für 3A und 100V.

Der BD140 ist aber am Ende seiner Fahnenstange.
Der muß alles geben, was er hat.
Ein Grund mehr, daß mich die Sache gereizt hat,
mal auszutesten, was möglich ist.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Ich wollte das erreichte gar nicht klein reden! Falk hatte bereits 
abgewunken... ;-))

Eine Idee hätte ich noch: Q2 nicht mehr nach Masse ableiten lassen, 
sondern zum Ausgang. Mit einem BJT wird dann Ueb zu groß und müßte 
umständlich korrigiert werden. Wenn du nun einen MOSFET dahinsetzt, wäre 
das dem egal wenn das Gate mal 6V unter Source ist. Das würde einige 
10mW bringen.
Für mehr Optimierung müßte man die Spule und den Ausgangs-Kondi genauer 
modellieren. Ich habe ja wie bereits erwähnt keinen Testaufbau mangels 
anderer Projekte und fehlender Bauelemente. Bestimmt lümmelt sich 
irgendwo ein BD140 o.ä. in einem toten Fernseher hier rum :-) Ausgraben 
ist aber teurer als bestellen :-(

Was wäre ein geeigneter MOSFET für Q2 ?

Hat Sanyo irgendwas was auf längere Sicht billig beschaffbar ist?

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Zetex wäre noch ein Kandidat für low-Ic(sat). Ein kurzer Blick zeigt, 
daß sie 150V Typen haben...
Damit hätte man dann eine Schaltung, die auch problemlos mit Transienten 
aus dem Netz/Auto usw. zurechtkommt.

Interessant wäre noch ein Vergleich mit gängigen fertigen ICs. MC34063, 
UC3843, teure Boliden von LTC usw.


Muß aber erstmal in der Küche bisserl Elektroinstallation machen...

von RoJoe (Gast)


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Abdul K. schrieb:
> Was wäre ein geeigneter MOSFET für Q2 ?
Diese Frage hätte ich DIR stellen wollen :-)
BS170 und 2N7000, die ich hier habe, machen keine 80V..
Und die haben bestenfalls eine Ugs(th)min von 0,8V.
Da wachen die, was Id betrifft, aber gerade erst auf...

Genauso könnten wir jetzt übrigens
nach einem LL-P-MOS mit Ugs(th) << 0,8V suchen als Ersatz für den BD140.
Dann entfiele auch die Ptot des R2.

Viel Aufwand, um ein paar mW einzusparen.
Mir reicht es, wenn da nichts warm wird.
Und sämtliche Teile sind leicht erhältlich und kosten ~1€.

> Hat Sanyo irgendwas was auf längere Sicht billig beschaffbar ist?
Keine Ahnung. Ich bezog mich auf diesen Thread:
Beitrag "Ersatz für 2SD1815S gesucht"
"Ersatz für 2SD1815S gesucht"
Der PNP heisst 2SB1215.

> MC34063
Hatten wir schon abgehakt.
Mit dem würdest Du hier auch kaum über n = 70% kommen.

> UC3843
ist ein super Teil, schaltet aber wg. UVLO erst bei 8,5V ein.
Und wirkt ab 34V als Zenerdiode.
:(

Sobald der erste Chip herauskommt,
der, in Steckernetzteil-betriebene Geräte eingebaut,
alles zwischen zB. 3V und 35V akzeptiert
und daraus intern die für das jew. Gerät benötigte Spannung macht,
hat es ein Ende mit den Dutzenden verschiedener Netzteile.
Ich habe eine ganze Kiste voll, jedes macht eine andere Spannung.
Und das, was man gerade braucht, ist oft trotzdem nicht dabei.

(Hello LT, MAXIM, ST, TEX, NXP, did you hear this?)

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Ich denke die 0,8V machen einfach eine Entscheidung in Richtung zweier 
Designs notwendig. 0,8V gibts ja nur bei Solar, Peltier oder wenn eine 
Einzelzelle bis zum Ende leergelutscht werden soll. Was dann übrigens 
deren Wunsch nach Auslaufen stark vergrößert!!

Also weg mit 0,8V und sagen wir 2,8V her. Das paßt zu Lithium-Varianten. 
Eine CR2032 ist eh zu schwach, aber es gibt dickere Typen ähnlicher 
Spannungslage.

Und am oberen Ende müßte man genauso denken!


Das mit den IC-Herstellern ist so eine Sache: Stell dir vor, einer 
schafft so einen Chip. Der würde den Markt nach kurzer Zeit dominieren. 
Das würde dazu führen, daß der in China geklont würde. Das wiederum 
würde die Marge für den Hersteller des Originalchips drastisch 
reduzieren und ihn damit gefährden! Daher sind die Hersteller an solchen 
Ideen gar nicht wirklich interessiert. Allenfalls ein kleiner 
Aufstreber.
Ein normaler Hersteller möchte einen gesunden Mix ganz nach 
BWL-Gesichtspunkten: billig für weiße Ware (wenig Gewinn pro Chip aber 
hohe Stückzahl), hochpreisig für Premium (Imagepflege, hoher 
Einzelgewinn pro Chip aber insgesamt eher mittelmäßiger Gewinn), großer 
Mittelbereich -> maximaler Profit und Stabilität!

von RoJoe (Gast)


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Abdul K. schrieb:
> Daher sind die Hersteller an solchen
> Ideen gar nicht wirklich interessiert.

Vielleicht lesen ja die Chinesen hier mit...
(Hello China!)

Ein Gerät mit Weitbereichs-Ub-Eingang,
anschliessbar zB. direkt an die Autobatterie, oder USB,
oder - immer interessanter - 36V-Pedelec-Akku
wäre doch ein Verkaufsargument.

ZETEX ist übrigens ein guter Tip, zB.
FZT953
PNP SILICON PLANAR HIGH CURRENT
SOT223,
100V, 5A, 125MHz,
hfe 180 @ 1A, 150 @ 2A,
Vce(sat) 0,12V @ 1A, Ic/Ib = 50

von Bernd S. (Firma: Anscheinend Corner-Cases ;-)) (bernd_stein)


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RoJoe schrieb:
> Abdul K. schrieb:
>> Liegt einfach daran,
>> daß Bernd sich nicht mehr meldet
> Dem Bernd ist die Schaltung schon linear zu komplex.
>
Ich melde mich in Zukunft nicht, weil ich den Thread nur unnötig in die 
Länge ziehen würde. Verstehe wirklich nur Bahnhof, außer das es wohl 
schon gelungen ist meine Vorstellungen zu realisieren und Ihr nun dabei 
seid das auch noch zu optimieren. Echt super, nochmals vielen Dank.

Quäle mich zur Zeit mit einem 10Mhz Taktoszillator herum.
Da ich wieder einmal nicht die Bauteile aus der Texas Instrument 
Beschreibung :

" Quarzoszillatoren mit TTL- und CMOSSchaltungen "

habe ( SN74AS100; SN74ALS100; SN74ALS1004; SN74ALS04 sowie SN74HCU04 ),
versuche ich aus einem Gemisch von Pierce-Oszillatorverschnitt und 
diskretem Schmitt-Trigger etwas auf die Reihe zu bekommen.


Bernd_Stein

von Jens G. (jensig)


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@ Abdul K. (ehydra) Benutzerseite

>Die Sim zeigt nun in etwa gleiche Hausnummern wie deine Meßwerte. Wenn
>ein nachgeschalteter Regler die Strombegrenzung übernimmt, nicht übel
>für nicht optimiert!

>Stammt die aus einem Chinakracher?

Nee - nix Chnakracher.
Basierend auf dem Grundwissen, daß man alles, was genügend innere 
Verstärkung, und genug Signalverzögerung im Regelkreis hat, schwingfähig 
ist, habe ich einfach das Konzept eines LowDrop-Reglers genommen, und 
mit L+C+D ergänzt. Schon hat man seinen Switcher, der notfalls auch 
LowDrop-Ansprüchen genügt (sofern man keine hohe Regelgenauigkeit wie im 
iesigen Fall braucht ;-)

>Naja, 0,9V macht die Schaltung aber auch nicht, wie auch? Wäre ja ein
>Boost.

Zum Boosten war er auch nicht gedacht, das macht dann der andere Regler.
Aber das Ding soll eben möglichst ab unter 1V den Saft möglichst 
ungehindert durchlassen (daß er in deiner Simu erst ab 6V anfängt zu 
regeln, liegt ja an Der Dimensionierung der Istspannungsrückführung).


@ RoJoe (Gast)
>> Wie waer's mit R1 gegen eine JFET-Konstantstromquelle zu ersetzen?
>An sich ne gute Idee, der JFET muss jedoch 80V Uds können.

Und auch Zehntel-Volt-fähig sein, wenn wir wirklich mit <1V handieren 
wollen

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Sieht mit dem FZT953 gut aus. L muß größer werden, sonst kommt es mit 
ihm zu subharmonischen Regelschwingungen. Hat jemand die Theorie dazu?


@Bernd:
Och, poste doch abundzu. Bau es einfach mal nach. Solltest aber ein 
Scope haben.
Die AppNote kenne ich. Meiner Meinung nach reicht dafür dein 
Kenntnisstand nicht aus. Besser ist es, wenn du dir mal den 74HC4060 in 
der Form des Datenblattes von NXP ansiehst. Da steht alles wichtige 
drin.

von RoJoe (Gast)


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Abdul K. schrieb:
> Sieht mit dem FZT953 gut aus. L muß größer werden, sonst kommt es mit
> ihm zu subharmonischen Regelschwingungen.

@Abdul
Ist ja interessant!
Könntest Du mal die .asc posten (incl. dem FZT953 model)?

Mit 0,58€ für den FZT 953 TA bist Du bei Fa. Reich&Schön dabei.


Bernd Stein schrieb:
> Verstehe wirklich nur Bahnhof
@Bernd
Wenn Du das möchtest, erklär ich Dir, wie die Schaltung funktioniert.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


Angehängte Dateien:

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Hier. Wenn du L=10uH und Booster-C C4=0 setzt, kannst du das 
Regelproblem sehen.
Der Wirkungsgrad ist beim BD140 in der gleichen Liga. Den Japse probier 
ich gleich mal aus.

Ist aber alles mit Vorsicht zu genießen, da die Modelle vielleicht 
ungenau sind. Hatte sowas schon öfters.
Die Stromklasse ist ja auch noch wichtig. Welche BD140 hast du im Aufbau 
verwendet?


Und überhaupt, wieviel Ausgangsstrom soll es werden? Das bestimmt 
nämlich zusammen mit VIN und VOUT und der gewünschten Schaltfrequenz 
direkt L!


Schade, das sich z.B. Transen-Experte Arno nicht beteiligt.

von RoJoe (Gast)


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Danke, Abdul!

> Hier. Wenn du L=10uH und Booster-C C4=0 setzt, kannst du das
> Regelproblem sehen.

10uH sind aber wirklich zu wenig bei der hohen Spannung.
Die BJTs haben ja eine Speicherzeit.
Wenn Du den BJT mit einem Nadelpuls einschaltest,
bleibt der für ca. 1µs leitend, bevor er wieder sperren kann.
Ich vermute mal, daß die subharmonische Regelschwingung daher kommt:
Es gibt eine Frequenz, mit der er schalten soll
und eine Frequenz, mit der er schalten kann.
Das ergibt dann eine Schwebung.

Und tr und tf sind auch nicht unendlich kurz.
D.h. unnötig hohe Schaltverluste bei zu kleiner L.

> Welche BD140 hast du im Aufbau verwendet?

Habe 1x Siemens -16, 1x Tfk ohne Stromklasse und 1x noname.
Der Siemens hat die wenigsten Schaltverluste.

> Und überhaupt, wieviel Ausgangsstrom soll es werden?
Bernd wünschte sich 125mA.

Das bestimmt
> nämlich zusammen mit VIN und VOUT und der gewünschten Schaltfrequenz
> direkt L!

Ab 330µH läuft es gut - bis 48V.
Für 80V sind die 330µH womöglich zu wenig.
Daher bin ich auf 1mH gegangen.
Ist ein guter Kompromiß mit dem Rdc.

Schaltfrequenz und ripple sind in dieser Anwendung völlig unkritisch.
Die genaue Spannung macht ja der MAX859.
Mit 1mH bin ich immer noch bei 40kHz.
Bei 3,5µs ton und 21,5µs toff.

> Schade, das sich z.B. Transen-Experte Arno nicht beteiligt.
Kann ja noch werden.
Hallo Arno!

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Für den 2SD1215 gibts kein SPICE-Modell. Andere Vorschläge?

von RoJoe (Gast)


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Abdul K. schrieb:
> Für den 2SD1215 gibts kein SPICE-Modell.

2SB1215

> Andere Vorschläge?
Keine Idee. Hat aber nichts zu sagen.
Bin mit neueren BJTs nicht bewandert.
Arbeite hauptsächlich mit MOSFETs. Wie Du wahrscheinlich auch.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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RoJoe schrieb:
> Abdul K. schrieb:
>> Für den 2SD1215 gibts kein SPICE-Modell.
>
> 2SB1215

Ja. Nur ein Schreibfehler. Hatte schon nach dem Richtigen gesucht.
Für einen kurzen Moment dachte ich daran die Parameter des verfügbaren 
Modells für den NPN in einen neuen PNP zu konvertieren, habs dann aber 
sein lassen da NPN und PNP doch im Allgemeinen recht unterschiedlich 
sind.

Ist denn der 2SB1215 so toll? Hast du den vorliegen?


>
>> Andere Vorschläge?
> Keine Idee. Hat aber nichts zu sagen.
> Bin mit neueren BJTs nicht bewandert.
> Arbeite hauptsächlich mit MOSFETs. Wie Du wahrscheinlich auch.

Yep. Vor 30 Jahren mittels Original Siliconix 150KHz-SMPS 
Experimentierboard waren wohl VN0600D total infiziert worden. Für mich 
sind BJT fast sowas wie Röhren. Kommen also nur in Betracht für 
Spezialfälle.
Aber wenn sie einen echten Vorteil bieten, nehme ich auch "Röhren".

: Bearbeitet durch User
von RoJoe (Gast)


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Abdul K. schrieb:
> Ist denn der 2SB1215 so toll? Hast du den vorliegen?

Hat ein DPAK-Gehäuse und kann daher mehr Leistung.
Kann er hier aber nicht ausspielen.

Abdul K. schrieb:
> Für mich
> sind BJT fast sowas wie Röhren. Kommen also nur in Betracht für
> Spezialfälle.

Ebenso.
Daher nehme ich die Gelegenheit hier für ein bißchen refreshing.

Was die Regelschwingung bei 10µH anbelangt:
Die ist praktisch weg, wenn 9 oder 11µH
oder wenn C2 statt 22µF 21 oder 23µF
oder wenn man den Serien-R von L1 von 100mR auf 200mR erhöht.
Vermutung: L1C2-Resonanz, die mit der Switcherfreq. interferiert.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Hast du das auch zu Ende gedacht? Sehr unangenehm!

von RoJoe (Gast)



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@Abdul
Ist keine Resonanz, schau mal die Kurve.
Setze die Werte ein, die im Titel stehen und wundere Dich.
(10µH, .2R, 22.2µF,.tran .5m)
Bei der kleinsten Änderung wird alles anders.
Liegt möglicherweise am Simulator.
Gib Dir nen Ruck, nimm nen Tausender [µH] und alles wird gut.

Anbei eine wesentlich verbesserte Version.
Über R1 fliesst nur noch der Startstrom,
der Haupt-Ib für Q2 kommt über R5. Spart 40mW.

Dimensionierungs-Problem war der ehemalige R2.
Ist jetzt eine CCS mit Depletion-MOS.
Bei Uin = ca. 1V wacht der MAX859 auf
und der hat dann richtigen Stromhunger.
Eine ohmsche Last wie bisher getestet ist unrealistisch.
Der neue R2 hat ca. 40 Ohm und der BSS139 ca. 10 Ohm.
Q1 bekommt jetzt genug Ib,
um bei  Uin = 1V dem MAX den Strom zu liefern, den er braucht.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Nett. Lade mal das komplette Projekt samt Libs hoch.

Das ist ja jetzt nachbauwürdig! Der FET ist vielleicht etwas übertrieben 
und damit das erwähnte 1Euro-Budget überstiegen?
Ich möchte die Schaltung jetzt auch nicht ganz so krass auf den 
nachfolgenden MAX abstimmen, sondern denke eher an was universelleres.

Interessant an der Schaltung ist der Überlastbereich. Dann mutiert sie 
zu einem Linearregler! Was im Übrigen auch beim Einschalten so ist, also 
solange der Ausgangskondensator einen quasi-Kurzschluß darstellt bis er 
halbwegs aufgeladen ist.

Durch die Erhöhung auf 1mH muß natürlich Q1 auch einen 100-fachen 
Spitzenstrom liefern können. Das ist eben der Preis für niedrigere 
Schaltfrequenz.

von Marc P. (marcvonwindscooting)


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Habe gestern mal paar IXYS-Transistoren bestellt. Vielleicht kann ich am 
WE mal was aufbauen!
Die eigen sich doch auch als Einschaltstrombegrenzung fuer 
Kondensator-Schein-Vorwiderstaende fuer LEDs, nicht wahr?

Aber viel mehr schwebt mir gerade folgendes vor:
Ein Depletion-FET ist Schaltelement fuer einen LED-PWM-Stromregler. Der 
Controller ist ein LPC810 der "ahnlich wie hier im Thread ueber den FET 
und eine Z-Diode mitversorgt wird. Der LPC zieht mit einem "true open 
drain" Ausgang bei Bedarf das Gate des FET runter (=> aus). Das ganze 
dann direkt an 230V + Brueckengleichrichter.

von RoJoe (Gast)


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Abdul K. schrieb:
> Der FET ist vielleicht etwas übertrieben
> und damit das erwähnte 1Euro-Budget überstiegen?

Den BSS139 hab ich rausgesucht, weil es den bei Fa. Reich&Schön gibt:
BSS 139 SMD   0,23€

> Dann mutiert sie zu einem Linearregler!

Ja, das ist genial, wie das Teil sanft
von dem einen Modus in den anderen wechselt.

> Durch die Erhöhung auf 1mH muß natürlich Q1 auch einen 100-fachen
> Spitzenstrom liefern können.
Genau umgekehrt.
Der Strom hat viel mehr Zeit, um langsamer anzusteigen
und der Ipeak ist wesentlich geringer.
Das ton/toff-Verhältnis ist einfach viel besser
und die Frequenz ist nur unwesentlich niedriger.
Die Sim stimmt da nicht.
Die reale Schaltung liegt bei 48V und 1mH bei 40kHz.
Mit 47µH war die Frequenz sogar niedriger!
Der Inrush-current-peak ist ebenfalls viel kleiner.

> Ich möchte die Schaltung jetzt auch nicht ganz so krass auf den
> nachfolgenden MAX abstimmen, sondern denke eher an was universelleres.
Ich auch natürlich.
Wenn man zB. den Bereich unterhalb ca. 3,5V nicht braucht,
kann man auch MOSFETs nehmen.
Man hat dann immer noch den Vorteil LDO und/oder hi Voltage.

Was ist Deine Idee zu der Kurve?


Marc P. schrieb:
> Die eigen sich doch auch als Einschaltstrombegrenzung fuer
> Kondensator-Schein-Vorwiderstaende fuer LEDs, nicht wahr?

Ja, in einer Gleichrichter-Brücke.
Dass jede Halbwelle immer nur in einer Richtung durchfliessen kann.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Hm. Wenn du es simulieren kannst, dann teste mal ob deine Schaltung mit 
dem LPC810 einen 5KV-Dreieckimpuls mit einer Basisbreite von 10us bis 
100us überlebt. Davon gibts im Jahr in einem verseuchten Gebiet einige!

Ohne Blitze zu betrachten, kannst du an einer normalen Steckdose eines 
Wohnhauses mit max. 700V Impulsen rechnen.

Um einen mindestens Varistor kommst du also nicht rum!



Mich stört noch was an obiger neuer Schaltung! Durch die Wirkung von R5 
gibts einen ordentlichen Puls beim Einschalten am Ausgang. Da brauchts 
noch eine Idee, weil sonst ist am Ausgang ne Zenerdiode mehr fällig.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Kurve?

von RoJoe (Gast)


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Abdul K. schrieb:
> Durch die Wirkung von R5
> gibts einen ordentlichen Puls beim Einschalten am Ausgang. Da brauchts
> noch eine Idee, weil sonst ist am Ausgang ne Zenerdiode mehr fällig.

Versteh ich nicht.
Vorher waren die 22k am Eingang.
Da sind schlagartig bis zu 48V draufgekommen.
Jetzt nur 5V.

> sonst ist am Ausgang ne Zenerdiode mehr fällig.
Kann nicht sein.
Q3 wird bei Ua = 5,3V sofort leitend und dreht Q2
innerhalb von fast Nanosekunden den Saft ab.

Bist Du sicher, dass du alles richtig "verdrahtet" hast?

Abdul K. schrieb:
> Kurve?

Ja bitte. Und Schaltung.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Welche Kurve meinst du?


Wegen dem Transienten am Ausgang würde ich doch gerne dein komplettes 
Projekt haben. Ansonsten müßte ich MOSFET usw. zusammensuchen.
Ich habe bislang nur die Teile eingebaut, die ich für MICH interessant 
finde. Denn mein Ziel ist natürlich nix mit dem Maxim. Vielleicht 
brauchts z.B. den FET.

von RoJoe (Gast)


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Oh, Mißverständnis!
Ich habe DEINE Schaltung modifiziert
und mit LTSpice NUR den Schaltplan gezeichnet.
Ich habe kein model für den BSS139.

Ich kann mit der aktuellen Schaltung keine Sim machen.

von RoJoe (Gast)



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@Abdul
Hier die Schaltung.
Du brauchst ein model für den BSS
und musst bei diversen Bauteilen noch Werte eintragen.

von Bernd S. (Firma: Anscheinend Corner-Cases ;-)) (bernd_stein)


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Abdul K. schrieb:
> @Bernd:
> Die AppNote kenne ich. Meiner Meinung nach reicht dafür dein
> Kenntnisstand nicht aus. Besser ist es, wenn du dir mal den 74HC4060 in
> der Form des Datenblattes von NXP ansiehst. Da steht alles wichtige
> drin.
>
Wahrhaftig.
Mein Kenntnisstand scheint genau wie die AppNote von 1984 bzw. 1996 zu 
sein.
So etwas gibt es fix und fertig und ich war es auch, als ich dies 
nachforschte.

Beitrag "10 MHz Quarztaktgeber"

Nun gut, jetzt habe ich also demnächst Zeit mal diese Sache hier weiter 
zu verfolgen.


Bernd_Stein

von Bernd S. (Firma: Anscheinend Corner-Cases ;-)) (bernd_stein)


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Abdul K. schrieb:
> Also weg mit 0,8V und sagen wir 2,8V her...
>
Bevor dieser Thread komplett gekapert wird, will ich noch versuchen 
meine Interessen zu vertreten. Zu dem Schaltplan im Anhang, der ja 
anscheinend noch meine Bedürfnisse zu erfüllen vermag habe ich einige 
Fragen.

Q3 kann doch sicher durch das SMD-Äquivalent BC847 ersetzt werden oder ?

D1 die Z-Diode darf sicherlich auch im SOT-23 Gehäuse sein oder ?

Die Kondensatoren C2 & C3 sollten sicherlich Low-ESR sein oder ?

Q2 darf sicherlilch auch ein 2N5551 sein oder ?
Hier würde mich noch das SMD-Äquivalent interessiern, wenn es 
Reich&Schön es auch hat.

Darf L1 die Bauform 09HCP oder 11PHC haben ?
http://www.reichelt.de/L-09HCP-1-0M/3/index.html?&ACTION=3&LA=446&ARTICLE=138646&artnr=L-09HCP+1%2C0M&SEARCH=1mh

Hoffe solche Simulationsprogramme erkennen Überlastungen der Bauteile, 
deswegen habe ich die ganzen Fragen gestellt, da es sehr mühsam ist aus 
den Datenblättern abzuschätzen, ob das SMD-Äquivaltent das überleben 
würde.

Würde nämlich dann mal die fehlenden Bauteile bestellen und testen,
ob die Schaltung wirklich noch bei 0,8V bzw. 0,9V arbeitet, so das der 
MAX859 noch die anderen 5V-ICs versorgen kann.

Scheine im übrigen doch die Schaltung zu verstehen.
Habe aber so meine bedenken das der MAX859 bei größeren 
Eingangsspannungen an Q1-Emitter ( IN ) noch genügend Strom bekommt,
da ich keine Ahnung habe wie lange bzw. wieviel Enegie L1, C1 & C2 
speichern können, solange Q1 gesperrt ist.


Bernd_Stein

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Bernd Stein schrieb:
> Abdul K. schrieb:
>> Also weg mit 0,8V und sagen wir 2,8V her...
>>
> Bevor dieser Thread komplett gekapert wird, will ich noch versuchen
> meine Interessen zu vertreten. Zu dem Schaltplan im Anhang, der ja
> anscheinend noch meine Bedürfnisse zu erfüllen vermag habe ich einige
> Fragen.
>
> Q3 kann doch sicher durch das SMD-Äquivalent BC847 ersetzt werden oder ?
>

Ja.


> D1 die Z-Diode darf sicherlich auch im SOT-23 Gehäuse sein oder ?
>

Ja.


> Die Kondensatoren C2 & C3 sollten sicherlich Low-ESR sein oder ?
>

Das ist noch zu klären.


> Q2 darf sicherlilch auch ein 2N5551 sein oder ?

?


> Darf L1 die Bauform 09HCP oder 11PHC haben ?
> 
http://www.reichelt.de/L-09HCP-1-0M/3/index.html?&ACTION=3&LA=446&ARTICLE=138646&artnr=L-09HCP+1%2C0M&SEARCH=1mh

Sollte gehen. Fettere Teile bringen halt mehr Wirkungsgrad. Viel ist da 
aber nicht drin.


>
> Hoffe solche Simulationsprogramme erkennen Überlastungen der Bauteile,
> deswegen habe ich die ganzen Fragen gestellt, da es sehr mühsam ist aus
> den Datenblättern abzuschätzen, ob das SMD-Äquivaltent das überleben
> würde.
>

Nun ja. Einfach gesagt: nein. LTspice kann das nur unter bestimmten 
Bedingungen.


> Scheine im übrigen doch die Schaltung zu verstehen.

Ja, das denken viele/ich öfters...


> Habe aber so meine bedenken das der MAX859 bei größeren
> Eingangsspannungen an Q1-Emitter ( IN ) noch genügend Strom bekommt,
> da ich keine Ahnung habe wie lange bzw. wieviel Enegie L1, C1 & C2
> speichern können, solange Q1 gesperrt ist.
>

...bis hier hin ungefähr ;-)

Der Oszillator besteht aus L1 und Ausgangs-Kondi. Die 3 Transen 
steuern/verstärken das Signal und koppeln es wieder ein.
Q1 hat teils einen negativen Innenwiderstand, wenn man die Schaltung 
linearisieren würde. Middlebrook hat da geforscht.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite



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RoJoe schrieb:
> Der neue R2 hat ca. 40 Ohm und der BSS139 ca. 10 Ohm.
> Q1 bekommt jetzt genug Ib,
> um bei  Uin = 1V dem MAX den Strom zu liefern, den er braucht.

Hier der Startup. Klar erkennbar ein Peak der Ausgangsspannung.

: Bearbeitet durch User
von RoJoe (Gast)


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> Q2
Q2 muß 80V aushalten und sollte gut Stromverstärkung haben.
Hatte den 2N5550 nur genommen, weil er in der LTSpice lib ist.

> L1
Generell gesagt:
L1 muss den peak-Strom abkönnen, ohne in die Sättigung zu kommen.

Abdul K. schrieb:
> Hier der Startup. Klar erkennbar ein Peak der Ausgangsspannung.
Da stimmt was nicht.
Uout müsste ab ca. 1V Uin der Uin folgen und dann auf ca. 5,2V bleiben.
Ich hatte als Symbol für den BSS-MOSFET das Symbol für nen 
Enhancement-Typ genommen und die unterbrochenen Linien mit dem 
"Bleistift" durchgezogen.
Vielleicht liegts ja daran.
Es ging mir wie gesagt nur darum,
den Schaltplan mit LTSpice zu malen, um ihn hier posten zu können.
Du kannst ja versuchsweise mal nen JFET einsetzen.
Den BSS nehmen wir ja nur, weil JFETs keine 80V aushalten.


Bernd Stein schrieb:
> Habe aber so meine bedenken das der MAX859 bei größeren
> Eingangsspannungen an Q1-Emitter ( IN ) noch genügend Strom bekommt,

@Bernd
Ich habe ganz andere Bedenken, die wir mal klären müssten,
um die Dimensionierung hier machen zu können.
Mich würde mal brennend interessieren, wieviel mA der MAX859
bei 5V(?) Uout rausgeben kann, wenn er nur 1V Eingangsspannung bekommt.
Ich vermute, der schafft nur einen Bruchteil von 100mA.
Und mehr als diesen Bruchteil darf dann auch die Schaltung nicht 
brauchen, die er versorgt.
Und mehr als diesen Bruchteil muss auch dann der Limiter nicht liefern.

Hast Du den MAX859 denn schon da?

von Boris O. (bohnsorg) Benutzerseite


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Warum will es mir nicht in den Kopf, einen Step-Up-Wandler mit mehr als 
seiner Ausgangsspannung zu betreiben? Was spricht dagegen, mit einem 
großen Relais einen Step-Up-Regler abzustellen und auf einen Step-Down 
umzustellen, wenn eine gewisse Schwelle überschritten wird? Sicher kann 
man mit etwas mehr Schaltungsaufwand und einem Gleisanschluss dann auch 
Eisenbahntransformatoren anschließen. (Schaltfunken ausblasen, besser 
ausblasen lassen. Kompressor und Einbaurahmen vorsehen.)

Aber ehrlich, wenn es wirklich so ein real-weltliches Problem gäbe (im 
laufenden Betrieb schlagartig die Speisespannung einer 5V-Schaltung zu 
erhöhen), kann man die Schaltzeit für etwas mit MOSFET-Umschalter (N- 
und P-Kanal mit drittem N-Kanal an gemeinsamer Gate-Leitung) nutzen. 
Ansonsten ließe sich das mit ein paar Steckbrücken und einer Platine 
bewerkstelligen, die wenigstens 2 grobe Bereiche abdeckt (Buck-Boost bis 
30V und darüber nur Buck). Wenn es dann ganz winzig sein muss, tendiere 
ich zum rasanten NCP1402.

: Bearbeitet durch User
von Bernd S. (Firma: Anscheinend Corner-Cases ;-)) (bernd_stein)


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RoJoe schrieb:
>> Q2
> Q2 muß 80V aushalten und sollte gut Stromverstärkung haben.
> Hatte den 2N5550 nur genommen, weil er in der LTSpice lib ist.
>
Da Reich&Schön ja den 2N5551 besitzt und der anscheinend ähnlich ist, 
bin ich nach der Suche eines SMD-Typen nun auf den BCX 41 gestossen
( 10ct ). Er kann 125V/0,8A/0,3W. Mit der Stromverstärkung hFE
( DC Current Gain ) ist dies so eine Sache. Der 2N5550 ( TO-92 ) von 
Fairchild macht max. 250 allerdings bei 1 & 10mA = 60; bei 50mA = 20 und 
dies bei einer UCE von 5V.
Der BCX 41 schweigt sich beim Maximalwert aus und sagt bei 100µA = 25;
bei 100mA = 63; bei 200mA = 40; dies aber bei einer UCE von 1V.
Wie man sieht ist der theoretische Vergleich schon ziemlich schwierig.
Deshalb will ich alle Sachen mal bestellen und dann sehen, wie sich die 
Schaltung verhält.

>
> Generell gesagt:
> L1 muss den peak-Strom abkönnen, ohne in die Sättigung zu kommen.
>
Auch hier scheint mir nur " Der Versuch macht kluch " zu helfen.

>
> Den BSS nehmen wir ja nur, weil JFETs keine 80V aushalten.
>
Ja, so sind wir angefangen. Ob dies stimmt wissen wir natürlich immer 
noch nicht genau, aber ich forsche da nicht weiter.

>
> @Bernd
> Ich habe ganz andere Bedenken, die wir mal klären müssten,
> um die Dimensionierung hier machen zu können.
> Mich würde mal brennend interessieren, wieviel mA der MAX859
> bei 5V(?) Uout rausgeben kann, wenn er nur 1V Eingangsspannung bekommt.
> Ich vermute, der schafft nur einen Bruchteil von 100mA.
> Und mehr als diesen Bruchteil darf dann auch die Schaltung nicht
> brauchen, die er versorgt.
> Und mehr als diesen Bruchteil muss auch dann der Limiter nicht liefern.
>
Bis ich Dir hierauf eine Antwort geben kann, kann dauern.
Ich layoute gerade und der MAX859 ist nur eine Teilschaltung darauf.
Möchte also erstmal so ziemlich alles unter einem Hut bekommen.
Wenn ich soweit bin berichte ich - so hoffe ich.


Bernd_Stein

von RoJoe (Gast)


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@Abdul
Grund gefunden:
Die Sim stimmt so mit 39R Last und R1 = 1M
Damit kann sich die Schaltung nicht "hochrappeln".
Die Annahme ist, dass der MAX unterhalb 0,8V
keinen nennenswerten Strom aufnimmt.
Dann funktioniert es.
Zum Simulieren also entweder R1 kleiner machen
oder, besser, eine Diode in Reihe mit RL.


@Bernd
> Q2
Stromverstärkung ist nicht kritisch.
Notfalls kann man R1 und/oder R5 kleiner machen.

Bernd Stein schrieb:
> Bis ich Dir hierauf eine Antwort geben kann, kann dauern.
Wäre gut, wenn Du mal überschlägig berechnen könntest,
was die zu versorgende Schaltung an Strom braucht.
Möglicherweise reicht der MAX859 ja nicht.
Der wird bei 1V Uin wahrscheinlich keine 20mA raustun
und bei Mehrbedarf bräuchtest Du dann zB. MAX856/MAX857.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Also zumindest in der Sim kann ich sogar die Last ganz wegnehmen und das 
Fehlverhalten bleibt!! Hast du den FET in deinem Versuchsaufbau drinnen? 
Habe ihn überbrückt, das Problem bleibt.

Zeichne doch mal einen Einschaltvorgang auf dem Scope komplett auf. Du 
hast doch bestimmt einen Zweistrahler, vielleicht sogar DSO? Die Rampe 
kann man notfalls mit einem fetten C und Vorwiderstand passend 
hinbiegen. Das kann ich in SPICE dann auch leicht nachbauen. Ich hab da 
momentan 10ms/48V.
Ich habe diese Geschwindigkeit auch mal stark variiert, bringt aber nix! 
Einzig wenn ich L verändere, hat das ne Auswirkung. Naja, nennen wir es 
Kaschierung.
R6 ist einfach ein Problem! Irgendwann fließt nach dem Einschalten genug 
Strom durch Q2 und das verstärkt die Ausgangsspannung, worauf wiederum 
mehr Strom durch Q2 fließt. Daher der Snap-Effekt. Und was in L 
reingepumpt wurde, muß auch wieder raus!


@Bernd:
Warte mal mit bestellen, bis wir uns einig sind und alle Werte 
feststehen. Ich habe für sowas immer mehrere Projekte gleichzeitig 
laufen :-)

von RoJoe (Gast)


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Ja, ist ein Snap-Effekt wie bei einem Thyristor.
Bin von dieser ein-paar-mW-spar-Variante wieder weg.
Es müsste ein RC davor.
Zuviel Aufwand wg. fast nichts.
Also: R1 wieder ca. 22k und R5 weg.


Abdul K. schrieb:
> @Bernd:
> Warte mal mit bestellen
Auf jeden Fall! Bitte beachten:
dies ist ein kaum getesteter Prototyp-in-Entwicklung!

Abdul K. schrieb:
> Hast du den FET in deinem Versuchsaufbau drinnen?
Noch nicht.

Das Hauptproblem, das sich aufgetan hat:
Diese Schaltung hat mehr als einen Schwingungsmodus!
Kritisch ist der/die Ausgangs-Cs.

Die Schaltung kann in einen Modus kippen,
in dem sie mit mehreren 100kHz schaltet.
Das kommt der BD140 natürlich nicht mehr so ganz mit.

Ich kann's zZt.nur mit der Größe der Ausgangs-Cs (<22µ)
in den Griff kriegen.
Hast Du da Ideen dazu?

Problem ist ausserdem, sowas auf Steckbrett aufgebaut zu haben.
War ja mal ne Linearregelung gewesen, da geht das noch...

von RoJoe (Gast)


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@Abdul
Schau Dir mal das Flächendiagramm eines LDO
für erlaubte/erforderliche C- und ESR-Werte des Ausgangskondensators an.
Ist bei einem LDO-switcher genauso!

Mit ein bisschen ESR kann ich jetzt auch zB. 470µ dranmachen.
Hab ich's doch geahnt...

von Gerd E. (robberknight)


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Würde das Konzept eigentlich auch für nen Weitbereichseingang für z.B. 
ne SPS taugen? Also 5mA (Optokoppler sauber durchsteuern) aus 3V bis 
400V?
Natürlich mit entsprechend spannungsfesten Transistoren aufgebaut.

Oder gibt es da bessere/einfachere Schaltungen für?

von RoJoe (Gast)


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Gerd E. schrieb:
>  5mA (Optokoppler sauber durchsteuern) aus 3V bis
> 400V?
Wir werden hier ja schon für verrückt gehalten mit unseren 1 bis 80V
;-)

Verstehe ich Dich richtig:
Du willst 3V bis 400V reingeben und immer 5mA raushaben?

Man kann mit Q3 natürlich auch den Udrop an einem Shuntwiderstand sensen 
und auf Konstantstrom regeln. Mit 723er Genauigkeit.

Wenn es kein LDO sein muss, würde ja auch
das LDO-switcher-Ausgangskondensator-Problem entfallen.

Das Tastverhältnis wird mit steigender Spannung immer ungünstiger.
Das könnte vielleicht das grösste Problem sein.
Man bräuchte viel Induktivität und schnelle Transistoren.
Müsste aber machbar sein.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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RoJoe schrieb:
> @Abdul
> Schau Dir mal das Flächendiagramm eines LDO
> für erlaubte/erforderliche C- und ESR-Werte des Ausgangskondensators an.
> Ist bei einem LDO-switcher genauso!
>
> Mit ein bisschen ESR kann ich jetzt auch zB. 470µ dranmachen.
> Hab ich's doch geahnt...

Hättest du dir die Sim-Datei von mir genauer angeguckt, hättest du 
diesen <absichtlichen> ESR gesehen ;-)

Nicht das ich jetzt wüßte wie man die Mindestgröße des notwendigen ESR 
berechnet. Die Linearisierung eines SMPS für die Modellierung als 
Regelkreis habe ich mir in fast 49 Lenze(n) noch nicht angetan - weil 
ich darüber noch keine einfache Abhandlung fand.
Da gibt es offensichtlich auch kein generelles Kochrezept. Weil sonst 
wäre ein Programm wie LTspice schlicht überflüssig in seiner jetzigen 
Form. Es wurde ja genau dafür entwickelt.

Ich halte mich eigentlich immer an die Vorgaben der Hersteller des ICs 
und mache dann nur noch ne Sprungantwort-Analyse. Das hat bislang immer 
gereicht.

Beim Kaffeetrinken kam mir noch was in den Sinn:
Deine reale Spule geht irgendwann in die Sättigung, während die in der 
Sim bei mir praktisch beliebig viel Energie zwischenspeichern kann. 
Eventuell macht das bereits einen Unterschied. Außerdem kann mein 
'Netzteil' auch beliebig viel Strom liefern. Was hast du als Quelle 
dran?

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Sauber 5mA ist relativ. Für diese Anwendung gibt es doch depletion-FETs 
und deren Varianten. Für eine SPS reichen auch 100uA für die LED. Das 
ist eher ne Frage der Störfestigkeit durch induktive Kopplung im 
Schaltschrank. Dafür ist einfach ein Mindeststrom erforderlich. Sind 
diese 5mA ein Erfahrungswert? 5mA*400V ist halt ne Menge. Da ist TO220 
angesagt, wenns linear sein soll.

von RoJoe (Gast)


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Abdul K. schrieb:
> hättest du
> diesen <absichtlichen> ESR gesehen ;-)
Ich hatte wohl einen <unabsichtlichen> im Steckbrett ;-)

Abdul K. schrieb:
> Deine reale Spule geht irgendwann in die Sättigung
Ist ein Rollenkern d 10mm x h 9mm
Sättigung würd ich daran merken, dass der Transistor warm wird.

Abdul K. schrieb:
> Was hast du als Quelle
> dran?
Lab-NT mit einstellbarer Strombegrenzung (->150mA), 0...48V.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Kenn ich. Prüfschnüre original China 0,5 Ohm ;-)

Rollenkern sollte prinzipiell gehen. Habe ich oft verwendet. Muß mal 
sehen ob ich ein einfaches Sättigungsmodell auf meiner Platte finde.
Warm wird da aber nix, da nur kurz beim Einschalten ein Problem. Mach 
doch mal ne Aufzeichnung, bitte bitte bitte.

Gut mit dem Netzteil, nur welche Kapazität hat es intern?

Also längerer Betrieb im Linearbereich bei entsprechender 
Eingangsspannung und Strom wird Q1 ganz sicher killen.

Push-Pull-Betrieb a la Class-D geht doch auch mit variabler 
Schaltfrequenz (z.B. für Audio schon verwendet). Ist hier nur nicht 
verwendbar wegen der hohen Eingangsspannung.

: Bearbeitet durch User
von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Habe mal schnell ein Sättigungsmodell für L eingebaut und siehe da, die 
Spitzenspannung fällt deutlich.

Muß jetzt aber erstmal weg.

von RoJoe (Gast)


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Abdul K. schrieb:
> Mach doch mal ne Aufzeichnung, bitte bitte bitte.
Lass mich doch bitte bitte bitte überhaupt
erstemal was gut funktionierendes hinkriegen.

Geplant ist:
1) funktionierenden Ausgangskondensator-ESR einbauen
2) Test mit JFET 0...30V, dann mit BJT-CCS
3) verschiedene Typen für Q2 testen

> Gut mit dem Netzteil, nur welche Kapazität hat es intern?
Was meinst Du mit Kapazität?
Kann 5A, wenns denn sein muss. Hat Thyristor-Vorregelung.
Ist übrigens auch ein LDO. BD250 sind da drin, glaub ich.

> Also längerer Betrieb im Linearbereich bei entsprechender
> Eingangsspannung und Strom wird Q1 ganz sicher killen.
Im Normalfall ist der entweder durchlässig oder er schaltet.
Einen Linearbereich gibt es praktisch nicht.
Ist immer ein cooler Typ.

> Push-Pull-Betrieb a la Class-D geht doch auch mit variabler
> Schaltfrequenz (z.B. für Audio schon verwendet). Ist hier nur nicht
> verwendbar wegen der hohen Eingangsspannung.

Viele Class-D arbeiten an 330V in Brücke als Sinus-Wechselrichter.


So, mit 100µF/0,33R läuft es nun schonmal prima.
Die Zener ist ja auch nur ein Provisorium,
man könnte ja mal nen TL431 reintun...

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


Angehängte Dateien:

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Gesagt, getan...

TLV431 wird allerdings nicht linear betrieben, daher kommt es auf ein 
Experiment an.

Für die von Bernd ausgesuchte Induktivität habe ich ein Sättigungsmodell 
nach dem dürftigen Datenblatt erstellt. Sollte erstmal in etwa reichen 
bis Meßwerte vorliegen. Kann man im Schaltplan 'umschalten' zwischen 
linear und sättigend.

Aufgrund des fehlenden FETs ist die Startdifferenzspannung etwas höher. 
Kann durch wiedereinsetzen des FET korrigiert werden, falls gewünscht.

Das mal als Vorlage für eigene Experimente und geprüft werden muß das 
auch noch ausgiebig.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Hm, mal so die wichtigsten Sachen geprüft:
- Überspannungspuls am Eingang 150V 1us 10us 100us
- Leerlauf, Überlast am Ausgang
- Step-response Ausgang

Sieht alles gut aus! Bei niedriger oder zu großer Last arbeitet die 
Schaltung als Linearregler.

von Marc P. (marcvonwindscooting)


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Abdul K. schrieb:
> ieht alles gut aus! Bei niedriger oder zu großer Last arbeitet die
> Schaltung als Linearregler.

Basis Q3 an Kathode von U1 ist aber ziemlicher Grenzwert der 
'Versorgungsspannung' von U1!
Wenn Du den Darlington Q23 mit BE-Widerstand an Q2 realisierst, dann 
geht's vermutlich schon nicht mehr :(

Ich glaube, ich wuerde einen Spannungsteiler verwenden auf die Basis von 
Q3, damit U1 mit mehr Spannung operieren kann, wenn Q23 (fast) gesperrt 
ist.

Was haltet ihr eigentlich so prinzipiell von einer Parallelschaltung 
eines LDO wie hier gezeigt plus ein Step-Down im Stil von LM5008? Der LM 
geht erst ab so etwa 10V, schaltet dann aber den Linearregler ab und 
uebernimmt die Spannungsversorgung mit gutem Wirkungsgrad.

PS: Ich bin ein grosser Fan von LM5008/LM5009 und bei mir koennen viele 
uC-Schaltung an 12V bis 35V wenn nicht sogar 60V oder 80V betrieben 
werden - LM500x macht die 3.3V. Meistens sind die Schottkys oder C's 
fuer die Obergrenze verantwortlich. Allerdings finde ich die 
Dimensionierung schwierig, so dass ich mir extra ein (Haskell-)Programm 
dafuer geschrieben habe.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Der Darlington entstand genau wegen dem Problem dem 431 genug Spannung 
zu geben. Im Allgemeinen kann man sich auf die Modelle von AS verlassen. 
Klar, muß praktisch getestet werden.

Leider sind die Modelle von TI praktisch alle verschlüsselt. Vielleicht 
laufen sie in TINA - weiß ich nicht. Über ein freies Modell für den 
LM500x bin ich jedenfalls noch nicht gestoßen. Wenngleich das interne 
Blockschaltbild erfreulich detailliert ist. Wäre Erstellung eines 
Modells sicherlich machbar.

Die Strategie von TI würde mich mal wirklich interessieren. Geht das bei 
denen alles nach Schema F oder sollen die Hobbyisten gezielt gelinkt 
werden?


Übersicht über die ganzen Wandlerexoten habe ich mittlerweile auch keine 
mehr. Es sind einfach zu viele.

Bei der Parallelschaltung von Switcher und LDO müßte der Übergang exakt 
harmonieren. Vorschlag?

von RoJoe (Gast)


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Hi!
Bin grad dabei, die Schaltung mal auf Lochraster zu bringen,
daher erst später mehr.

Ganz kurz:
Abdul, probiers mal mit nem R in die Basisleitung von Q3,
an dem soviel Spannung abfällt, dass der TLV ca. 3V zum Arbeiten hat.
Ggf. R1 kleiner machen.

Das gleiche Problem werd ich ja mit dem TL431 haben, der braucht >2,5V.

JFET 2SK170 mal gemessen.
Der 2SK170 lässt bei 0,5V Uds 6mA durch
um anschliessend als CCS mit 7...8mA zu arbeiten.

Könnte mit dem BSS also auch gut hinhauen, der ist noch BeSSer. :-)

von RoJoe (Gast)


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RoJoe schrieb:
> Abdul, probiers mal mit nem R in die Basisleitung von Q3,
> an dem soviel Spannung abfällt, dass der TLV ca. 3V zum Arbeiten hat.

Alternativ ginge auch ne LED (!)

R1 wurde bei mir übrigens durch ne BJT-CCS ersetzt.
Das funktioniert bei Uin < 1V.

Die CCS liefert ab Uin = 5V 500µA (der TL431 ist ja ein Stromfresser).
Besteht aus: PNP, LED rt, 2k0 am Emitter, 1M Speise-R geg. GND.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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In den TLV431 fließen bei VIN=48V ca. 2mA rein. Laut DB brauch dieser je 
nach Hersteller obere Grenze 100uA. Ist VIN bei nur einigen Volt, so 
soll der Darlingtion ja voll aufsteuern und damit ist der 431 dann 
überflüssig und muß nix regeln, also brauch er da auch keinen Strom.
Daher verstehe ich die Argumentation nicht.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Bei VIN=6V sind es immer noch >180uA in den 431. Also ich sehe da kein 
Regelproblem.

Klar, wenn du den TL431 also nicht TLV nimmst, dann muß über den 
'Darlington' mehr Spannung abfallen können. Sonst kriegt man Q1 nicht 
mehr komplett abgeschaltet.

: Bearbeitet durch User
von RoJoe (Gast)


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Abdul K. schrieb:
> Klar, wenn du den TL431 also nicht TLV nimmst

Wenn ich den TLV da hätte, würde ich ihn auch nehmen...
:-(

von Marc P. (marcvonwindscooting)


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Abdul K. schrieb:
> Bei der Parallelschaltung von Switcher und LDO müßte der Übergang exakt
> harmonieren.
Nein gar nicht. Der LM500x hat eine Hysterese fuer UVLO. D.h. wenn er 
mal anspringt, geht er vermutlich nicht mehr so schnell aus.

> Vorschlag?
Spannung LM500x = LDO-Sollspannung + V' (>0) + Vf (Diode).
Diode LM500x -> Ausgang LDO. Beim LDO regelt alles weg, wenn der LM500x 
die Spannung hochzieht (um V' drueber).

: Bearbeitet durch User
von RoJoe (Gast)


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Marc P. schrieb:
> Was haltet ihr eigentlich so prinzipiell von einer Parallelschaltung
> eines LDO wie hier gezeigt plus ein Step-Down im Stil von LM5008?

Der Chaosforscher in mir ist an sowas immer interessiert!
Ernsthaft gemeint.
Weil man vorhersagen kann, dass etwas passiert,
man aber nicht genau weiss, was.

Damit es kein Chaos geben kann,
darf auf sicher immer nur einer laufen.
Wechselseitige Hysterese.
Grosses Problem dabei könnte der Ripple sein,
der bei beiden Topologien nicht unerheblich ist (und sein kann).

Warum Parallelschaltung?


@Abdul
Die ach so schön einfach gewordene Schaltung ist nicht schnell genug.
Q2 und damit Q1 werden nicht schnell genug abgeschaltet.
-> Schaltverluste.
Die B von Q2 muss hart gegen GND geschaltet werden können.
-> NPN oder NMOS
Leider gibt es keinen komplementären TL431,
der gegen Plus referenziert wäre mit Output gegen GND.
Ergo brauchen wir auch noch einen PNP,
der den TL431-Output gegen GND spiegelt.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Du meinst du hast real mit einem TL431 gespielt?

Tja, in der Sim geht es mit dem TLV431. Aber das kann natürlich falsch 
sein.

Bei den 431 gibt es auch Exoten! Aber dann wirds nimmer billich und 
inversell, hm.
Schau dir mal LT1431 und ZXRE060 an.

Ich habe noch zwei andere Varianten im Kopf, muß sie aber erst suchen.

von Marc P. (marcvonwindscooting)


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RoJoe schrieb:
> Leider gibt es keinen komplementären TL431,

Doch gibt es! Ich muss mal suchen wie der heisst.
EDIT: gefunden (bin von meiner eigenen Ordnung ueberrascht): LM4051

: Bearbeitet durch User
von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Interessant. Im DB geben sie die normale Schaltung zur 
Spannungseinstellung mit einem Widerstandsteiler an, obwohl kurz davor 
der Chip als nichtinvertierend beschrieben wird (in der Testschaltung). 
Wie kann das gehen?

Aber prinzipiell: Das Design wird immer teurer!

Billige Darlington scheint es auch nicht zu geben: Zwei 2N555x sind 
deutlich günstiger als ein Darlington. :-(

von RoJoe (Gast)


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Marc P. schrieb:
> Doch gibt es!
> LM4051
Aha. Danke.

Hab mal diverse 7805 zum LDO-Switcher parallelgeschaltet.
Bei den 7805, deren Uout kleiner ist, passierte nichts.
Bei den 7805, deren Uout grösser ist, oh oh, :-) :-( ;-D ;-) ;-(
Der LDO-Switcher drehte eventuell Pirouetten, blieb aber cool.
Die 7805 fingen an, Strom zu ziehen und zu heizen...
Liessen sich von aussen aber nichts anmerken.
Als wenn sie innerlich kochen würden vor Wut ;-D
Der eine ist bei dem Experiment leider verstorben.
Der andere war degeneriert. 9mA Querstrom. => Gnadenschuß.


Abdul K. schrieb:
> Tja, in der Sim geht es mit dem TLV431. Aber das kann natürlich falsch
> sein.
Denke, das wird schon gehen mit Darlington und TLV431.

Ich habe nur den TL431 hier, musste daher Level-shifting machen
und konnte nicht mehr aktiv abschalten. Dadurch wurde es zu langsam.

Funktioniert jetzt aber mit dem schon beschriebenen Mehraufwand:
1 PNP und 3 Rs mehr. Dafür kein Darlington.

Hab grade mit dem BSS-Ersatz 2SK170 getestet:
Bei Uin = 1,00V und RL = 10 Ohm habe ich 0,12V drop am BD140.
Der 2SK170 hat bei 0,25V Uds 3mA Id, der BSS169 hat 50mA.
Das ist der resistive Bereich.
Bei 0,05V Uds liefert der BSS169 also immer noch 10mA
Nehmen wir noch 100mV Uce(sat) des Q2 dazu,
dann blieben für den BD140 bei 1,00V Uin 0,85V Ube übrig für 10mA Ib.
(also mehr als er real braucht)

Mit dem 2SK170 funktioniert auch der Switch-Mode einwandfrei.
Der Stromverbrauch ist dank CCS deutlich geringer als mit 1k-R.

von RoJoe (Gast)


Angehängte Dateien:

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Seit 3h macht der LDO-Switcher den Härtetest und läuft an 100V Uin.
Output 5,09V, 125mA.
Längstransistor ist ein BC640 (hier zum Test für Uce > 100V selektiert).
Ich habe der Schaltung noch 3 weitere Bauteile spendiert
und der Längstransistor wird jetzt aktiv abgeschaltet.
Statt > 1µs Speicherzeit und ca. 2µs tf schaltet er jetzt in ca. 40ns 
ab.
Und noch 2 kleine Cs zum schnellen Einschalten in 15 ns.
Abdul, vergib mir. ;-)
Diesmal ist die snap-charakteristik nutzbringend angewandt.
Q1 und Q2 sind ja (fast) eine kreuzgekoppelte Thyristor-Nachbildung.

Die JFETs sind als Ersatz für die BSS139/169, damit die Sim läuft.
Für die BSS139/169 müssen R1 und R2 natürlich angepasst werden.

Mit diesen FETs erfüllt die Schaltung alle Vorgaben:
Sie liefert ab Uin = 1V dem MAX 859 >0,8V und 125mA.
Sie limitiert die Uin bis 80V auf Uout = 5V.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Danke für deinen ausführlichen Test und Doku. Der 2N3819 ist scheinbar 
kaum zu beschaffen. Mouser will 70 cent für das Teil. Wiviel Prozent 
Wirkungsgrad bringt der Aufwand denn?

von Marc P. (marcvonwindscooting)


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Obwohl der Aufwand deutlich gestiegen ist gef"allt mir die Schaltung 
sehr gut (vor allen die 'Thyristor'-Mitkopplung).
Mit dem LM4051 koennte man Q5 noch sparen, dann ist's ja schon wieder 
weniger. Ich haette nicht gedacht, dass ein BC640 als Laengstransistor 
das aushaelt, im linearen Betrieb haette der keine Chance gehabt.

Was genau ist denn eigentlich frequenzbestimmend hier? Ist der 
Regelkreis so schnell, oder ist es der Strom bei dem Q1 entsaettigt (und 
damit stark von Q1's Stromverstaerkung abhaengig)?

Jetzt das ganze noch als SMD-Platine entwerfen und hier dem Publikum 
hier anbieten :-)

von RoJoe (Gast)


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Abdul K. schrieb:
> Der 2N3819 ist
der erste in der Spice-lib, deshalb hab ich den genommen.
Wenn Du wie gefordert von 1V...80V Uin handeln willst,
geht das nur mit den BSS-Typen.
Wenn Du nur 2...30V Uin handeln willst,
kannst Du auch BF244/245 o.ä. nehmen.
Wenn Du nur einen kleinen Uin-Bereich hast,
kannst Du einfach Rs nehmen.

> Wiviel Prozent
> Wirkungsgrad bringt der Aufwand denn?
Ist abhänging vom R(DC) von L (ich muss hier zZt. mit 1,2 Ohm leben),
der Uin, der Frequenz.
Mit Synchrongleichrichtung und LoESR-Elkos
kannst Du sicherlich noch was rausholen.
Die Streukapazität am Coll. von Q2 ist auch zu beachten.
Wenn ich den 10:1-Tastkopf da dranmache,
erhöht sich schon die Stromaufnahme.

Bei Uin = 10V hab ich 86% Wirkungsgrad.
Reduziert sich mit steigender Uin.
Bei 60V Uin noch 68%.


Marc P. schrieb:
> Obwohl der Aufwand deutlich gestiegen ist
Nur, um diese sehr anspruchsvolle Vorgabe erfüllen zu können.
Ansonsten geht's auch einfacher.

> Mit dem LM4051 koennte man Q5 noch sparen, dann ist's ja schon wieder
> weniger.
Man kann Q4 und Q5 einsparen und in den Emitter von Q2 ne LED legen.
Dann könnte man auch den normalen TL431 nehmen.

Ich haette nicht gedacht, dass ein BC640 als Laengstransistor
> das aushaelt, im linearen Betrieb haette der keine Chance gehabt.
Ich hatte den immer im Hinterkopf mit seinen 80V und 1A.
Dachte aber (fälschlicherweise), er sei kein Epi-Planar.
Ist er aber. Das steht jedoch nur im DB der indischen CDIL.
Mit der aktiven Abschaltung
gehen jetzt übrigens auch die langsamen 3MHz-Typen.

> Was genau ist denn eigentlich frequenzbestimmend hier?
Mehrere Dinge, hauptsächlich L und C2.

> oder ist es der Strom bei dem Q1 entsaettigt (und
> damit stark von Q1's Stromverstaerkung abhaengig)?

Hat kaum Einfluss auf die Frequenz.
Ich kann mit der einstellbaren CCS individuell jeden Q1 so einstellen,
dass er gerade genug Ib bekommt, um ein sauberes Rechteck zu schalten.
Dann ist die Stromaufnahme auch am geringsten.

> Jetzt das ganze noch als SMD-Platine entwerfen und hier dem Publikum
> hier anbieten :-)
Es fehlen noch Überlast-und Kurzschluss-Schutz.
Und ausgiebigere Tests.
Für mich war das sowas wie eine Projekt-Studie.
Die gewonnenen Erkenntnisse
kann man ja jetzt auch für ganz andere Anwendungen einsetzen.

von Bernd S. (Firma: Anscheinend Corner-Cases ;-)) (bernd_stein)


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RoJoe schrieb:
> Seit 3h macht der LDO-Switcher den Härtetest und läuft an 100V Uin.
> Output 5,09V, 125mA.
>
Das liest sich alles sehr genial, wenn man bedenkt das einige Leute dies 
für Nonsens gehalten haben.

RoJoe schrieb:
> Wenn Du wie gefordert von 1V...80V Uin handeln willst,
> geht das nur mit den BSS-Typen.
>
Ich hoffe meine Wünsche erzeugen keine selektive Wahrnehmung, aber ich 
versteh dies alles im Moment so, als ob ich gar kein MAX859 brauchen 
würde, außer wenn ich etwas weiniger als 1V Eingangsspannung brauche, 
also ca. 0,9V ( Entladespannung NiCd / NiMH Einzelzelle ).

Bin schon sehr gespannt auf die entgültige Nachbauversion, besonders 
weil Ihr auf Kosten und Bauteilverfügbarkeit bei Reich&Schön achtet.
Fühle mich ein wenig Schmarotzerhaft, da ich bisher nur meinen Wunsch 
bzw. Idee beigetragen habe. Könnte ja, dann wenigstens einen EAGLE 
Schaltplan und  Layout Version von der von mir getesteteten Variante 
liefern.

Ach ja. Wo her hast Du die 100V ?
Hatte mich mal für dieses Netzgerät ( 19" MRGN-900 ) interessiert, da 
ich damals mal 15V und viel Ampere brauchte und dieses hier ca. 60A 
bringen kann. 60V / 15A ist auch nicht schlecht, es scheint ein 
Netzgerät für den Bereich der Leistungselektroniktestung zu sein. Der 
Preis war mir jedoch zu hoch, da ich nichts regelbares brauchte. Da Ihr 
Euch anscheinend besser mit der Schaltnetzteiltechnik auskennt als ich, 
kann mir vielleicht jemand sagen mit was für Bauteilkosten man bei 
festen 15V und max. 60A rechnen muss ?

http://www.elv.de/labor-schaltnetzgeraet-900-w.html

Nähere Beschreibung siehe Anhang.

Bis dann
Bernd_Stein

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Das tolle Desing von RoJoe kann nur runterregeln und das linear oder 
geschaltet je nach Arbeitspunkt. Zumindest Q1 sollte einen 
Thermoschalter bekommen, wenn die Gefahr einer Überlastung am Ausgang 
nicht anderweitig begrenzt ist. Problem ist nämlich, daß die Schaltung 
bei Überlast mit dem Duty-Cycle über 50% geht und das was im 
Schaltbetrieb an Leistung nicht mehr transportierbar ist, dann im 
additiven Linearbetrieb durch Q1 und L1 durchdrückt... Kurzzeitig z.B. 
beim Einschalten kein Problem, länger aber dann schon!
Hat bestimmt viele Stunden Arbeitszeit gekostet. Danke! Und alles für 
die Ehre.

Ohne Änderung der Schaltfrequenz kann man L gegen C2 tauschen. Da ist 
vielleicht noch Luft drin?


Das kaufbare Netzteil hat vermutlich die Hälfte der Kosten im 
Mechanikteil. Immer überlegen, ob man wirklich 60A und/oder 60V brauch.


Ich habe eine Schaltungsvariante wo ich dachte, die würde bestimmt 
laufen. Tat sie dann aber nicht und bei näherer Betrachtung hat der 
Simulator auch richtig gerechnet. Sie landet in einem Zustand wo sie 
einfach nicht funzen kann. Wie kann man solche Punkte/Regionen gezielt 
finden? Also ne Art Region of Stability-Analyse...


Man könnte nun noch über eine Variante als Buck-Boost sinnieren und 
damit den MAX rausschmeißen. Der belastet den Wirkungsgrad in der Kette 
ja auch und das kann man genauso gut der ersten Stufe zurechnen. Ein 
Buck-Boost kann grundsätzlich runter- und hochtransformieren 
gleichzeitig (also zeitlich nacheinander), sogar Leistung rückwärts 
transformieren! Weiß aber nicht, ob der Aufwand an Bauelementen nicht 
extrem wird.

von RoJoe (Gast)


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Bernd Stein schrieb:
> Wo her hast Du die 100V ?
Habe einen Kalibrator als Netzgerät zweckentfremdet.

> mit was für Bauteilkosten man bei
> festen 15V und max. 60A rechnen muss ?
Ist unmöglich, sowas ohne viel Erfahrung hinzukriegen.
Das Entwickeln wäre viel teurer als ein Fertiggerät.

Ich würde es mir fertig kaufen.
Oder versuchen, in der Bucht so etwas zu bekommen.
Ich nehme Hochstrom-Akkus, wenn ich mal kräftig Ampers brauche.

Abdul K. schrieb:
> Zumindest Q1 sollte einen
> Thermoschalter bekommen, wenn die Gefahr einer Überlastung am Ausgang
> nicht anderweitig begrenzt ist. Problem ist nämlich, daß die Schaltung
> bei Überlast mit dem Duty-Cycle über 50% geht und das was im
> Schaltbetrieb an Leistung nicht mehr transportierbar ist, dann im
> additiven Linearbetrieb

Die Schaltung ist speziell ausgelegt für diese Anwendung.
Für 125mA. Das ist das, was sich der MAX859 max. nimmt.
Die Schaltung arbeitet entweder im verlustarmen Schaltbetrieb
oder im verlustarmen linearen Durchlassbetrieb.
Sie arbeitet NICHT, NIE als verlustbehafteter Linearregler.
Der BC640 bleibt immer kalt.

Die Schaltung ist nicht überlast- oder kurzschlussfest.
Man könnte an einem Serien-R 0,65V Spannungsabfall sensen
und damit Strombegrenzung machen. 1T und 2 Rs mehr, kein Problem.
Dann kann die Schaltung aber bei 1,0V Uin
keine 0,8V Uout bei Imax mehr machen.

Man kann trotzdem Strombegrenzung oder, besser,
Überstrom-Abschaltung machen, aber dann nur mit höherem Aufwand.

Abdul K. schrieb:
> Man könnte nun noch über eine Variante als Buck-Boost sinnieren und
> damit den MAX rausschmeißen.
Man kann die Uout auf 5,35V einstellen,
dann kommen hinter der Schottky des MAX859 5,05V an
und der MAX kann weiterschlafen und braucht nur 25µA.
Umgekehrt, wenn der MAX arbeitet,
ist der LDO-Switcher auf Durchzug und an Q1 fallen <0,1V ab.
Dazu noch der Rdc-drop der L.
Man kann es also so machen, dass nur 1 Wandler arbeitet
und der andere Mittagsschläfchen macht.


> Ich habe eine Schaltungsvariante wo ich dachte, die würde bestimmt
> laufen. Tat sie dann aber nicht
Sowas interessiert mich doch immer...

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Habe mich mit dem MAX und seiner Interaktion mit er Vorstufe nicht näher 
beschäftigt.

Also bei einer Schaltungsvariante habe ich zig Lastverhältnisse probiert 
und immer das gleiche Verhalten gehabt: Die Schaltung geht 
kontinuierlich zwischen Schaltbetrieb und Linearbetrieb je nach 
momentanen Verhältnissen hin- und her. Und bei Überlast eben in den ich 
nenne es mal Dualbetrieb.
Wenn du nun schreibst, das wäre bei dir anders, wundert mich das. 
Vielleicht liegst an deiner neuen Schaltung - die ich bislang nicht 
simulierte. Oder ziehst du einfach die Grenze bei 125mA?


Im Anhang die Schaltung die mir zu chaotisch ist ;) Starte sie einfach 
mal mit VIN=12V und dann mit VIN=11 oder so.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Hm. Jetzt läuftse gar nimmer mehr. Scheinbar hatte ich zwischenzeitlich 
irgendwas verändert und das nicht dokumentiert. Wenns mir wieder 
einfällt, poste ich es.

Also die gepostete Schaltung startet momentan gar nicht im 
Schaltbetrieb.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Mal zurück zu den Bauelementen:
Wenn man die Spule durch eine mit weniger ESR ersetzt, steigt der 
Wirkungsgrad nochmal deutlich an! Die von Bernd ausgesuchte hat einen 
ESR von geschätzt 800mOhm. Dazu kommt noch der bei Betriebsfrequenz 
hinzukommende equivalente ESR, der leicht doppelt so hoch sein kann. Bei 
125mA spielt das noch so keine große Rolle, wenns aber mehr Ampere 
werden sollen dann auf jeden Fall ne bessere Induktivität besorgen.

von RoJoe (Gast)


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@Abdul
zur LDO_Switching_TL431_1.zip:
Ist eigentlich ein normaler Spannungsfolger.
Q1 und Q2 als Komplementärdarlington-Emitterfolger.
Der TL431 als Zener.
Normalerweise hätte diese Stufe eine Verstärkung von fast 1.
Schwingbedingung also nicht erfüllt.
Nun ist aber ein LC
in den verstärkenden Kollektorkreis von Q1 "implantiert".

Wenn man R1 auf 2,2k und R2 auf 220R verkleinert,
schwingt die Schaltung genial chaotisch.


Abdul K. schrieb:
> Vielleicht liegst an deiner neuen Schaltung - die ich bislang nicht
> simulierte.
Gültig ist die letzte von mir gepostete.

> Oder ziehst du einfach die Grenze bei 125mA?
Sicher!
Die Schaltung ist exakt auf die Vorgaben hier zugeschnitten:
1...80V, 125mA
Das soll sie und das kann sie.
Wenn Du was anderes willst,
musst Du (fast alles) anders dimensionieren.

Versuch's mal mit beiliegender einfachen Schaltung.
Die muss aber noch optimiert werden.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Werds mal testen...

Zwischenzeitlich habe ich die Schaltung aus dem Motorola-DB des TL431 
nachgebaut. Mußte einige Werte schätzen, aber im Endeffekt komme ich auf 
ziemlich genau die Werte der damals offensichtlich real aufgebauten 
Schaltung: Wirkungsgrad, Ripple.
Die muß mindestens anno 1995 sein. Vermutlich noch älter.

Seit wann gibt es den TL431 eigentlich?

Also im Anhang die Dateien.

1. Hat einer ne Idee, wozu R10 ist?
2. Und die Schaltung aus R8 und C3 ?


Sieht so aus als würde sie auch im Übergangsbereich linear-getaktet 
sauber arbeiten. Gut, diese Schaltung hat mit Bernd nix mehr zu tun - 
darum geht es nicht.

von Bernd S. (Firma: Anscheinend Corner-Cases ;-)) (bernd_stein)


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Abdul K. schrieb:
> Das tolle Desing von RoJoe kann nur runterregeln und das linear oder
> geschaltet je nach Arbeitspunkt.
>
Nur ???? - Ist gut, bedenk mal das es zu Anfang unmöglich schien.

>
> Das kaufbare Netzteil hat vermutlich die Hälfte der Kosten im
> Mechanikteil. Immer überlegen, ob man wirklich 60A und/oder 60V brauch.
>
Es dient zur Elektrolyse und mehr Strom ist von Vorteil, aber eine 
Spannung von 15V vorgegeben, wegen besten Wirkungsgrad bei dieser 
Spannung.
Es ist halt nicht für mich erkennbar, ob die Preisentwicklung linear ist 
oder welchen Verlauf sie nimmt in Bezug auf die Stromerhöung. Damit 
meine ich, ob 30A drei mal so teuer ist wie 10A oder ob irgendwann die 
Sache exponentiell wird.

RoJoe schrieb:
> Ist unmöglich, sowas ohne viel Erfahrung hinzukriegen.
> Das Entwickeln wäre viel teurer als ein Fertiggerät.
>
Ich denke nicht, das ich der Erste bin der nach 15V viel Ampere sucht, 
deshalb habe ich mal gegoogelt. Blöd ist das man meistens was regelbares 
findet oder 12V. Egal. Meine recherchen :
20A ca.  60 Euro
30A ca. 100 Euro
40A ca. 120 Euro
50A ca. 170 Euro
60A ca. 250 Euro
Denke der Hauptkostenfaktor dürfte wohl der Trafo bzw. Übertrager sein.
Dies sind alles Preise von Fertiggeräten, finde keinen Schaltplan der 
sich mit Strömen > 20A befasst. Vermutlich weil wie Du schon schreibst 
man mit Selbstentwickeln nicht wesentlich günstiger kommt. Aber wenn 
Abdul recht hat doch wesentlich günstiger ( ca. 50% wegen Mechanik ).

Jetzt aber wieder zurück zum Aktuellen geschehen.
Gibt es jetzt eine Schaltungsvariante die ich nachbauen kann ?
Der 3-Stundentest ist ja jetzt um einige Stunden älter ;-)


Bernd_Stein

von Marc P. (marcvonwindscooting)


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Bernd Stein schrieb:
> Ich denke nicht, das ich der Erste bin der nach 15V viel Ampere sucht,
> deshalb habe ich mal gegoogelt. Blöd ist das man meistens was regelbares
> findet oder 12V. Egal. Meine recherchen :
> 20A ca.  60 Euro
> 30A ca. 100 Euro
> 40A ca. 120 Euro
> 50A ca. 170 Euro
> 60A ca. 250 Euro

Was machst Du den fuer eine Elektrolyse?
Ich hab vor ca. 2 Jahren mal elementares Na hergestellt... ;-)

Selber bauen ist doch eine Option und zwar folgendermassen: Man braucht 
ein Netzteil mit moeglichst viel Leistung zum guenstigen Preis. 
Hauptsache Leistung und Spannung > 15V.
Daran schliesst man eine fette Halbbruecke an, mit NE555 + LM393 macht 
man eine einstellbare PWM und steuert damit einen FET Treiber mit 15A 
und triebt damit sowas:
VMM650-01F (aus der Bucht) 
http://ixapps.ixys.com/Viewer.aspx?p=http%3a%2f%2fixapps.ixys.com%2fDataSheet%2fVMM650-01F.pdf
Braucht man bloss noch eine Ausgangsdrossel, die den Strom kann (selber 
basteln, zur Not: Luftspule). Fertig. Man transformiert damit einfach 
Spannung in Strom. Mein Modul macht Spitze 185A bei 900W 
Eingangsleistung.

: Bearbeitet durch User
von RoJoe (Gast)


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Bernd Stein schrieb:
> Denke der Hauptkostenfaktor dürfte wohl der Trafo bzw. Übertrager sein.
Viele andere Bauteile auch.
Anspruchsvolle Sache: So hohe Ströme schnell zu schalten
ergibt auf jedem Stückchen Leitung hohe Spannungsspitzen,
die gezähmt werden müssen.
Ist eher ein Wunder, dass es die Geräte so billig gibt.
60A-Geräte sind ja keine Massenartikel.

> man mit Selbstentwickeln nicht wesentlich günstiger kommt.
Als erstes müsstest Du Dir einen Friedhof anlegen
für die vielen Halbleiter,
die beim Entwickeln ums Leben kommen würden...


Abdul K. schrieb:
> die Schaltung aus dem Motorola-DB
verschweigt uns, dass der TIP115 ein Darlington ist!

-> keine Kunst, mit ein paar mA 1A zu schalten
-> Udrop min 1V, bedeutet: kein LDO, höhere Pv.

Die Sim ergibt:
Die Schaltung braucht min. 7,4V Uin für 1A Iout @  5V Uout.
Auch diese Schaltung hat keinen Überlastschutz oder Kurzschluss-Schutz.

> 1. Hat einer ne Idee, wozu R10 ist?
Zus. mit R10 ein U-Teiler, der das geschaltete Rechteck an Q1
auf den Fußpunkt des TL431 rückkoppelt.
Macht 1. Hysterese, damit der Wandler nicht auf dumme Gedanken kommt,
ein Eigenleben führen zu wollen,
2. speedup für Einschalten von Q2 und Q1 und Ausschalten von Q2.

> 2. Und die Schaltung aus R8 und C3 ?
R8 zus. mit R2 ein  U-Teiler, um den Emitter von Q2 anzuheben.
Der TL431 kann ja nicht weiter als 2V runterziehen.
C3 = bypass für R2, ermöglicht Ib-peaks für Q1.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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OK, dann bist du auch nicht schlauer draus geworden. Ich habe doch den 
Darlington nicht verschwiegen. Der damalige Entwickler hat leider viele 
Details weggelassen. Interessant auch, das diese Schaltung nur bei 
Motorola auftaucht, in den DB anderer Hersteller aber sauber weggelassen 
ist. Ich gehe mal davon aus, das der TL431 entweder von Mot oder TI 
resp. National entwickelt wurde. Eventuell auch als Auftragsarbeit eines 
Netzgeräteherstellers.


>> Das tolle Desing von RoJoe kann nur runterregeln und das linear oder
>> geschaltet je nach Arbeitspunkt.
>>
> Nur ???? - Ist gut, bedenk mal das es zu Anfang unmöglich schien.

Was heißt "unmöglich". Es bleibt eben bei den Einschränkungen der 
Buck-Topologie! Und vergeß nicht, wieviel Arbeit RoJoe und auch ich 
reinsteckten. Das zu bezahlen, da wären bereits einige Kiloeuro weg.

Ich fands als Designstudie aber interessant für zukünftige Projekte.


Was billigste Leistung bei 15V angeht:
Wenn man nicht durch Zufall auf ein günstiges Gebrauchtgerät stößt, sind 
vermutlich Laptop-Netzteile momentan die günstigste Quelle.
Wenn die Spannung etwas tiefer liegen darf, dann sicherlich 
PC-Netzteile.

Einsparen durch Selbstbau bei der Mechanik: Ganz sicher nicht, eher noch 
draufzahlen wegen fehlendem Maschinenpark. 60A heißt Kupferschienen und 
ähnliche Nettigkeiten.

von Bernd S. (Firma: Anscheinend Corner-Cases ;-)) (bernd_stein)


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Marc P. schrieb:
> Was machst Du den fuer eine Elektrolyse?
>
Ich hatte mal Wasser aufgespalten in Wasserstoff und Sauerstoff.

>
> Mein Modul macht Spitze 185A bei 900W  Eingangsleistung.
>
Zur Zeit ist die Beschäftigung mit Elektrolyse für mich uninteressant 
selbst wenn ich nur  ca. 100 Euro für 15V / 60A zahlen müsste. Das ist 
mir das Geld mit dieser Spielerei nicht wert.

RoJoe schrieb:
> st eher ein Wunder, dass es die Geräte so billig gibt.
> 60A-Geräte sind ja keine Massenartikel.
>
Dann müsste ich ja noch schnell zuschlagen beim MRGN-900. Aber ich 
denke, so was wird in Zunkunft noch öfters zu diesen Konditionen 
auftauchen.


Abdul K. schrieb:
> Was heißt "unmöglich".
>
Grundsätzlich anscheinend für jeden was anderes. Einige sehen das so :

Beitrag "Re: J-FET N-Channel mit gößer 70V Drain / Source Spannung für Konstantstromsenke"

Aber in Zukunft will ich versuchen mich hier rauszuhalten, da ich nicht 
produktiv was beitrage.


Bernd_Stein

von RoJoe (Gast)


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Marc P. schrieb:
> Mein Modul macht Spitze 185A bei 900W Eingangsleistung.
Coole Sache!

Abdul K. schrieb:
> OK, dann bist du auch nicht schlauer draus geworden.
Mir gefällt die Idee mit dem TL431-Fußpunkt-feedback.
Könnte man bei der Schaltung hier auch machen,
man müsste aber noch clampen
wg dem hohen Uin(max)/Uin(min)-Verhältnis von 16 (80V/5V)

> Ich habe doch den Darlington nicht verschwiegen.
Bist Du Fa. Motorola?

Bernd Stein schrieb:
> Gibt es jetzt eine Schaltungsvariante die ich nachbauen kann ?
Abdul und ich haben die Vorarbeiten gemacht
und Du machst jetzt die Feinarbeiten...
:-)

@Abdul
Für höhere Ströme sollte man natürlich MOSFETs als Längstransitor 
nehmen.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Falk ist halt etwas heißblütig :-) Und abgewunken haben sonst auch recht 
viele, nicht nur er.


Ich muß diesen Feedback am TL431 hin zu C von Q1 noch näher untersuchen. 
Naja, ob die Verstärkung nun im Darlington stattfindet, oder woanders, 
ist doch egal. Das war wohl damals ein gängiger günstiger Typ für die 
angestrebte Leistung. Daher wird das Design auch sicher vor Zeiten der 
ersten PowerMOSFETs sein. Im Allgemeinen werden ja immer die eigenen 
Chips in Vorschläge eingebaut ;-)

Erst dachte ich, die Schaltung hat ein alter Hase entwickelt. Bis ich 
dann auf das Poti stieß, was man besser in den Fußpunkt gelegt hätte: 
Fehlerfall Schleifer kein Kontakt.

Ob hier MOSFET wirklich besser ist, steht noch aus. Ich vermute es aber 
bei höheren Leistungen.

von Marc P. (marcvonwindscooting)


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Bernd Stein schrieb:
>> Was machst Du den fuer eine Elektrolyse?
>>
> Ich hatte mal Wasser aufgespalten in Wasserstoff und Sauerstoff.

Und dafuer wolltest Du 15V und 60A ? War der Versuch zufaellig an einem 
31. Dezember, abends ??

RoJoe schrieb:
>> Mein Modul macht Spitze 185A bei 900W Eingangsleistung.
> Coole Sache!

Was ich natuerlich verschwiegen hab: als 'Gehaeuse' dienen 2 Alu-Platten 
(4mm dick) L-foermig zusammengeschweisst und daran ist das MOSFET-Modul 
festgeschraubt und heizt da rein. Und dass es oberhalb 210A anfaengt 
unkontrolliert zu oszillieren.

Das Teil m"ocht ich nicht mehr missen. Styroporschneider, Elektrolyse, 
'Grundlagenforschung' (Magnetfeld eines Leiters :). Schoen ist, dass man 
es auf Null drehen kann und dann kommt auch Null raus (Kurzschluss nach 
GND).

RoJoe, wenn Du Interesse hast und ein MOSFET-Modul organisierst, denn 
geb ich Dir eine Steuerplatine dazu.
Ich will das Ding digital realisieren (LPC812?), damit die Anlaufphase 
besser im Griff ist. Dann kann man noch ueber ganz andere Sachen 
nachdenken: 320V primaerseitig und IGBTs zum Beispiel...
...Ach Quatsch! Ist mir nur so rausgerutscht. Das darf man doch gar 
nicht machen .-)

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